JPH0628338B2 - フエーズロツクドループ及びそれを用いる直接混合同期ａｍ受信機 - Google Patents
フエーズロツクドループ及びそれを用いる直接混合同期ａｍ受信機Info
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- JPH0628338B2 JPH0628338B2 JP60266265A JP26626585A JPH0628338B2 JP H0628338 B2 JPH0628338 B2 JP H0628338B2 JP 60266265 A JP60266265 A JP 60266265A JP 26626585 A JP26626585 A JP 26626585A JP H0628338 B2 JPH0628338 B2 JP H0628338B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2281—Homodyne or synchrodyne circuits using a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は位相検出回路及び低域フィルタを経て前記位相
検出回路の信号入力端子に供給される入力搬送波に位相
結合される制御自在の発振器を具えているフェーズロッ
クドループに関するものである。
検出回路の信号入力端子に供給される入力搬送波に位相
結合される制御自在の発振器を具えているフェーズロッ
クドループに関するものである。
本発明は、またＲＦ−ＡＭ（無線周波−振幅変調）受信
信号をベースバンド信号に直接変換するために、位相同
期搬送入力端子を経て同期ＲＦ搬送波が供給される同期
ＡＭ検波器に結合されているＲＦ入力端子を有し、同期
ＲＦ搬送波を発生するフェーズロックドループを具えて
いる直接混合同期ＡＭ受信機にも関するものである。
信号をベースバンド信号に直接変換するために、位相同
期搬送入力端子を経て同期ＲＦ搬送波が供給される同期
ＡＭ検波器に結合されているＲＦ入力端子を有し、同期
ＲＦ搬送波を発生するフェーズロックドループを具えて
いる直接混合同期ＡＭ受信機にも関するものである。
前述したタイプのフェーズロックドループは、直接混合
同期AM受信機−これはコスタス(Costas)受信機とも呼ば
れる−で使用されるが、これは、例えば、ドイツ連邦共
和国公開特許第3240565 号に示されている。
同期AM受信機−これはコスタス(Costas)受信機とも呼ば
れる−で使用されるが、これは、例えば、ドイツ連邦共
和国公開特許第3240565 号に示されている。
このフェーズロックドループは一般に信号入力端子に加
えられる入力搬送波と位相同期している搬送波を発生す
るために使用され、多くのタイプの回路で用いられてい
る。前述した直接混合同期AM受信機以外の重要な応用分
野は、例えば、集積回路になっているFMステレオデコー
ダTEA5580 のようなステレオデコーダであり、ここでは
フェーズロックドループがステレオ多重化信号の19KHz
ステレオパイロット信号と位相同期している一個又は複
数個の搬送波を発生するために使用される。
えられる入力搬送波と位相同期している搬送波を発生す
るために使用され、多くのタイプの回路で用いられてい
る。前述した直接混合同期AM受信機以外の重要な応用分
野は、例えば、集積回路になっているFMステレオデコー
ダTEA5580 のようなステレオデコーダであり、ここでは
フェーズロックドループがステレオ多重化信号の19KHz
ステレオパイロット信号と位相同期している一個又は複
数個の搬送波を発生するために使用される。
而して、既知のフェーズロックドループでは、発振器制
御信号の不所望な寄生DCオフセットのため、発生させら
れた搬送波の位相が入力搬送波の位相に従う正確さが限
られている。この寄生的なDCオフセットは主としてスイ
ッチングやバイアス電圧の非対称性により生ずるもの
で、この非対称性は実際には完全に除くことができな
い。この結果発生させられた搬送波は入力搬送波に対し
て基本的な位相誤差を呈し、この誤差が発生させられた
搬送波で行われる信号処理を乱す。例えば、ステレオデ
コーダで既知のフェーズロックドループを用いると、こ
のような位相誤差は左側ステレオチャネルと右側ステレ
オチャネルとの間で不所望なクロストークを生ずる。
御信号の不所望な寄生DCオフセットのため、発生させら
れた搬送波の位相が入力搬送波の位相に従う正確さが限
られている。この寄生的なDCオフセットは主としてスイ
ッチングやバイアス電圧の非対称性により生ずるもの
で、この非対称性は実際には完全に除くことができな
い。この結果発生させられた搬送波は入力搬送波に対し
て基本的な位相誤差を呈し、この誤差が発生させられた
搬送波で行われる信号処理を乱す。例えば、ステレオデ
コーダで既知のフェーズロックドループを用いると、こ
のような位相誤差は左側ステレオチャネルと右側ステレ
オチャネルとの間で不所望なクロストークを生ずる。
またこの既知のフェーズロックドループを直接混合同期
ＡＭ受信機−コスタス受信機−で使用すると、上述した
位相誤差が、同期検波器に加えられる変調されたＲＦ入
力搬送波と、前述した発生させられた搬送波との間に位
相差を生じ、従って同期検波器の出力側に画像信号や音
響信号のひずみを生ずる。受信機の用途分野によって
は、或る程度位相誤差が許される。例えば、普通の構造
の両側波帯ＡＭラジオ受信機では、約1/6 πラジアン迄
の位相誤差による信号のひずみでも許され、それ以上位
相誤差が大きくなってはじめてそれが強く聴こえること
が判明した。しかし、ＴＶ受信機では、許容できる位相
誤差がずっと小さくなる。
ＡＭ受信機−コスタス受信機−で使用すると、上述した
位相誤差が、同期検波器に加えられる変調されたＲＦ入
力搬送波と、前述した発生させられた搬送波との間に位
相差を生じ、従って同期検波器の出力側に画像信号や音
響信号のひずみを生ずる。受信機の用途分野によって
は、或る程度位相誤差が許される。例えば、普通の構造
の両側波帯ＡＭラジオ受信機では、約1/6 πラジアン迄
の位相誤差による信号のひずみでも許され、それ以上位
相誤差が大きくなってはじめてそれが強く聴こえること
が判明した。しかし、ＴＶ受信機では、許容できる位相
誤差がずっと小さくなる。
特に、電界強度が低いため、ＲＦ入力搬送波のS/N 比が
下がると、位相誤差は著しく大きくなる。この結果既知
の直接混合同期ＡＭ受信機ではダイナミックレンジが比
較的小さい。例を挙げると、受信機が制約するぎりぎり
の電界強度と、1/6 πラジアンの前記の許容可能な電界
強度との間の比は、約30dbであることが判明した。それ
故、既知の直接混合同期ＡＭ受信機の応用範囲は非常に
制限されており、例えば、60ないし70dBものダイナミッ
クレンジをとりうるスーパーヘテロダイン原理に基づく
既存の集積回路化されたＡＭ同期受信機の用途範囲より
もずっと小さい。
下がると、位相誤差は著しく大きくなる。この結果既知
の直接混合同期ＡＭ受信機ではダイナミックレンジが比
較的小さい。例を挙げると、受信機が制約するぎりぎり
の電界強度と、1/6 πラジアンの前記の許容可能な電界
強度との間の比は、約30dbであることが判明した。それ
故、既知の直接混合同期ＡＭ受信機の応用範囲は非常に
制限されており、例えば、60ないし70dBものダイナミッ
クレンジをとりうるスーパーヘテロダイン原理に基づく
既存の集積回路化されたＡＭ同期受信機の用途範囲より
もずっと小さい。
本発明の第１の目的は発信信号が既知のフェーズロック
ドループよりも正確に、信号入力端子に加えられる搬送
波に位相の点で従うフェーズロックドループを提供する
にある。
ドループよりも正確に、信号入力端子に加えられる搬送
波に位相の点で従うフェーズロックドループを提供する
にある。
本発明の第２の目的は、既存の普通のスーパーヘテロダ
インＡＭ受信機のダイナミックレンジに匹敵し、且つ少
なくとも既知の直接混合同期ＡＭ受信機のダイナミック
レンジよりも大きいダイナミックレンジを有する直接混
合同期ＡＭ受信機を提供するにある。
インＡＭ受信機のダイナミックレンジに匹敵し、且つ少
なくとも既知の直接混合同期ＡＭ受信機のダイナミック
レンジよりも大きいダイナミックレンジを有する直接混
合同期ＡＭ受信機を提供するにある。
第１の目的を達成するため、本発明は冒頭に記載したタ
イプのフェーズロックドループにおいて、前記位相検出
回路が第１と、第２と、第３のミクサ段を具え、これら
のミクサ段が相互に順次に結合されており、信号発生器
から補助混合信号が前記第１と第３のミクサ段に供給さ
れ、前記第１と第２のミクサ段の内の一方のミクサ段の
入力端子が前記移送検出回路の信号入力端子に接続され
ており、前記第１と第２のミクサ段の内の他方のミクサ
段の入力端子が前記制御自在の発振器の出力端子に結合
されており、前記低域フィルタのしゃ断周波数が前記補
助混合信号の基本周波数よりも低く、この基本周波数が
入力搬送波の周波数よりも低いことを特徴とする。
イプのフェーズロックドループにおいて、前記位相検出
回路が第１と、第２と、第３のミクサ段を具え、これら
のミクサ段が相互に順次に結合されており、信号発生器
から補助混合信号が前記第１と第３のミクサ段に供給さ
れ、前記第１と第２のミクサ段の内の一方のミクサ段の
入力端子が前記移送検出回路の信号入力端子に接続され
ており、前記第１と第２のミクサ段の内の他方のミクサ
段の入力端子が前記制御自在の発振器の出力端子に結合
されており、前記低域フィルタのしゃ断周波数が前記補
助混合信号の基本周波数よりも低く、この基本周波数が
入力搬送波の周波数よりも低いことを特徴とする。
本発明は、ループでの全寄生ＤＣオフセットが主として
位相検出回路でのＤＣオフセットにより決まることを用
いている。
位相検出回路でのＤＣオフセットにより決まることを用
いている。
本発明は、発振器制御信号の後者のＤＣオフセットの結
果としての雑音成分は、位相情報−即ち、発生させられ
た搬送波と入力搬送波との間の位相差−を、搬送波信
号、即ち、ＡＣ位相信号を強めることによりこの搬送波
信号の振幅内に蓄わえることにより減らせることを認識
したことに基づいている。ＡＣ位相差信号を強めること
は、不所望な寄生ＤＣオフセット及び続いてこのＡＣ位
相差信号をＤＣ位相差信号に変換することにより生ずる
雑音成分に対し、ＡＣ位相差信号を選択したり、増幅し
たりすることにより得られる。
果としての雑音成分は、位相情報−即ち、発生させられ
た搬送波と入力搬送波との間の位相差−を、搬送波信
号、即ち、ＡＣ位相信号を強めることによりこの搬送波
信号の振幅内に蓄わえることにより減らせることを認識
したことに基づいている。ＡＣ位相差信号を強めること
は、不所望な寄生ＤＣオフセット及び続いてこのＡＣ位
相差信号をＤＣ位相差信号に変換することにより生ずる
雑音成分に対し、ＡＣ位相差信号を選択したり、増幅し
たりすることにより得られる。
本発明に係る手法を用いると、第１及び第２のミクサ段
の不所望なＤＣオフセット成分が低減フィルタの通過帯
域外の周波数値に変換される。従って、これらの雑音成
分が制御自在の発振器に加えられるDC位相差信号に影響
しなくなる。加えて、実際には。少なくとも位相差検出
回路の信号入力端子に接続されているミクサ段で変換利
得が得られる。従って、この第３のミクサ段のDCオフセ
ットに対し位相差信号が増幅される。位相検出回路内の
回路のDCオフセット及び発振器制御信号のレベルの影響
はこの結果ほとんど除去できる。この結果、既知のフェ
ーズロックドループにおけるよりずっと満足に発生させ
られた搬送波と入力搬送波の間で位相が同期する。
の不所望なＤＣオフセット成分が低減フィルタの通過帯
域外の周波数値に変換される。従って、これらの雑音成
分が制御自在の発振器に加えられるDC位相差信号に影響
しなくなる。加えて、実際には。少なくとも位相差検出
回路の信号入力端子に接続されているミクサ段で変換利
得が得られる。従って、この第３のミクサ段のDCオフセ
ットに対し位相差信号が増幅される。位相検出回路内の
回路のDCオフセット及び発振器制御信号のレベルの影響
はこの結果ほとんど除去できる。この結果、既知のフェ
ーズロックドループにおけるよりずっと満足に発生させ
られた搬送波と入力搬送波の間で位相が同期する。
本発明に係るフェーズロックドループの好適な実施例
は、前記信号入力端子を第２のミクサ段の入力端子に結
合し、前記の制御自在の発振器を第１のミクサ段の入力
端子に結合したことを特徴とする。
は、前記信号入力端子を第２のミクサ段の入力端子に結
合し、前記の制御自在の発振器を第１のミクサ段の入力
端子に結合したことを特徴とする。
この手法を用いると、第１のミクサ段で生じた雑音が発
振器制御信号を乱すことがなくなる。加えて、局部発振
信号だけが第１のミクサ段で混合される。この信号は、
入力搬送波の振幅に独立であって、この第１のミクサ段
をそのスイッチング状態で駆動するのに十分な大きさを
有し得る。不所望なDCオフセットの大きさと、第１のミ
クサ段の出力側に現われる、補助混合信号により変調さ
せられた発振信号の振幅との間の比率は、それ故、極め
て小さくなり、位相検出回路全体の全DCオフセットに対
する寄与も小さくなる。
振器制御信号を乱すことがなくなる。加えて、局部発振
信号だけが第１のミクサ段で混合される。この信号は、
入力搬送波の振幅に独立であって、この第１のミクサ段
をそのスイッチング状態で駆動するのに十分な大きさを
有し得る。不所望なDCオフセットの大きさと、第１のミ
クサ段の出力側に現われる、補助混合信号により変調さ
せられた発振信号の振幅との間の比率は、それ故、極め
て小さくなり、位相検出回路全体の全DCオフセットに対
する寄与も小さくなる。
本発明に係るフェーズロックドループのもう一つの好適
な実施例は、第２と第３のミクサ段の間にフィルタ装置
を設け、第２のミクサ段の出力信号内の、補助混合信号
の基本周波数に位置する周波数成分を選択し、また前記
信号発生器と第３のミクサ段の間に遅延回路を設けたこ
とを特徴とする。
な実施例は、第２と第３のミクサ段の間にフィルタ装置
を設け、第２のミクサ段の出力信号内の、補助混合信号
の基本周波数に位置する周波数成分を選択し、また前記
信号発生器と第３のミクサ段の間に遅延回路を設けたこ
とを特徴とする。
この手法を用いると、第３のミクサ段に加えられる信号
の振幅が、発生させられた搬送波と入力搬送波の間の位
相差により決まり、この第３のミクサ段の前段の回路で
の寄生DCオフセット又は雑音成分により乱されることは
なくなる。これらの雑音成分は第３のミクサ段で補助混
合信号の高調波で混合され、不所望なDC雑音成分を生ず
るものである。第３のミクサ段に加えられる補助混合信
号は、遅延回路により、フィルタ装置で入っている位相
情報信号と同じ時間遅延させることができる。従って、
両方の信号は相互に正しい位相関係で第３のミクサ段に
到達する。
の振幅が、発生させられた搬送波と入力搬送波の間の位
相差により決まり、この第３のミクサ段の前段の回路で
の寄生DCオフセット又は雑音成分により乱されることは
なくなる。これらの雑音成分は第３のミクサ段で補助混
合信号の高調波で混合され、不所望なDC雑音成分を生ず
るものである。第３のミクサ段に加えられる補助混合信
号は、遅延回路により、フィルタ装置で入っている位相
情報信号と同じ時間遅延させることができる。従って、
両方の信号は相互に正しい位相関係で第３のミクサ段に
到達する。
もう一つの好適な実施例は、前記フィルタ装置と第３の
ミクサ段の間の増幅器／リミタを設けたことを特徴とす
る。
ミクサ段の間の増幅器／リミタを設けたことを特徴とす
る。
この手法を用いると、原理的には、フェーズロックドル
ープにつき無限大のループ利得が得られ、従って、ルー
プの全ロッキングレンジで位相誤差が無視できるように
なる。加えて、リミタのリミッティングレベルを正しく
選び、信号利得をこのリミッティングレベルより低くす
ることにより、第３のミクサ段へ加えられるAC位相差信
号の振幅の変化範囲を第３のミクサ段のダイナミックレ
ンジに十分適合させる。
ープにつき無限大のループ利得が得られ、従って、ルー
プの全ロッキングレンジで位相誤差が無視できるように
なる。加えて、リミタのリミッティングレベルを正しく
選び、信号利得をこのリミッティングレベルより低くす
ることにより、第３のミクサ段へ加えられるAC位相差信
号の振幅の変化範囲を第３のミクサ段のダイナミックレ
ンジに十分適合させる。
加えて、入力信号が弱く、非常に雑音を含む場合は、リ
ミッティングレベル以下に信号利得を抑える結果の発振
器制御信号内の位相差成分（これは位相検出回路の出力
側に現われる）を第３のミクサ段の不所望なDCオフセッ
トに対し更に大きくできる。
ミッティングレベル以下に信号利得を抑える結果の発振
器制御信号内の位相差成分（これは位相検出回路の出力
側に現われる）を第３のミクサ段の不所望なDCオフセッ
トに対し更に大きくできる。
フィルタ装置と第３のミクサ段との間に振幅器／リミタ
を位置させると、矩形波の補助混合信号を用いる時、フ
ィルタ装置の選択動作により生じうる縁のなまりを回復
することができる。
を位置させると、矩形波の補助混合信号を用いる時、フ
ィルタ装置の選択動作により生じうる縁のなまりを回復
することができる。
振幅器／リミタは負帰還路と共に設け、DCオフセットが
出力信号内に生ずるのを防ぐと好適である。
出力信号内に生ずるのを防ぐと好適である。
本発明の前記第２の目的を達成するため、冒頭に述べた
タイプの直接混合同期AM受信機は、前述した手法に従っ
てフェーズロックドループを設け、ループの信号入力端
子を前記無線周波入力端子に結合し、制御自在の発振器
がまた同調発振器としても機能し且つ同期振幅変調検波
器の前記搬送波入力端子に結合され、補助混合信号の基
本周波数が無線周波の振幅変調受信信号内の最高次の変
調周波数よりも低いことを特徴とする。
タイプの直接混合同期AM受信機は、前述した手法に従っ
てフェーズロックドループを設け、ループの信号入力端
子を前記無線周波入力端子に結合し、制御自在の発振器
がまた同調発振器としても機能し且つ同期振幅変調検波
器の前記搬送波入力端子に結合され、補助混合信号の基
本周波数が無線周波の振幅変調受信信号内の最高次の変
調周波数よりも低いことを特徴とする。
この手法は、既知の直接混合同期AM受信機のダイナミッ
クレンジを、位相検出回路のDCオフセットを減らせば、
相当に大きくできることを認識したことに基づいてい
る。
クレンジを、位相検出回路のDCオフセットを減らせば、
相当に大きくできることを認識したことに基づいてい
る。
本発明に係る手法を用いると、位相検出回路の雑音寄与
分は小さくなり、発生させられた搬送波とRF入力搬送波
の間の位相同期が十分正確になり、無ひずみの信号復調
ができる。これは電界強度が比較的低い場合や、隣り合
う強い送信機が存在する場合でも可能である。
分は小さくなり、発生させられた搬送波とRF入力搬送波
の間の位相同期が十分正確になり、無ひずみの信号復調
ができる。これは電界強度が比較的低い場合や、隣り合
う強い送信機が存在する場合でも可能である。
前述したタイプの直接混合同期AM受信機の好適な一実施
例は、フェーズロックドループを設け、このフェーズロ
ックドループが前述した手法の一つに従って、第２と第
３のミクサ段の間にフィルタ装置を設け、第２のミクサ
段の出力信号内の周波数成分を選択し、この周波数成分
が補助混合信号の基本周波数に位置し、信号発生器と第
３のミクサ段の間に遅延回路を設け、補助混合信号は擬
似ランダム信号で周波数変調されると共に、DC情報を含
まないことを特徴とする。
例は、フェーズロックドループを設け、このフェーズロ
ックドループが前述した手法の一つに従って、第２と第
３のミクサ段の間にフィルタ装置を設け、第２のミクサ
段の出力信号内の周波数成分を選択し、この周波数成分
が補助混合信号の基本周波数に位置し、信号発生器と第
３のミクサ段の間に遅延回路を設け、補助混合信号は擬
似ランダム信号で周波数変調されると共に、DC情報を含
まないことを特徴とする。
この手法を用いると、所望の送信機に対し、補助混合信
号の基本波の高調波に対応する周波数距離に位置する送
信機が前記フィルタ装置の通過帯域に変換され、フェー
ズロックドループを不所望にも位相ロックすることを妨
げる。変調信号が擬似ランダム性を有するため、このよ
うな送信機の受信信号のエネルギーは所望の送信機の周
波数の周りの広い範囲に周波的に分散させられ、この範
囲の大部分がフィルタ装置の通過帯域の外に出る。補助
混合信号にはDC成分がないため、この補助混合信号が第
２のミクサ段の出力側でAC位相差信号をDCオフセットす
ることはない。
号の基本波の高調波に対応する周波数距離に位置する送
信機が前記フィルタ装置の通過帯域に変換され、フェー
ズロックドループを不所望にも位相ロックすることを妨
げる。変調信号が擬似ランダム性を有するため、このよ
うな送信機の受信信号のエネルギーは所望の送信機の周
波数の周りの広い範囲に周波的に分散させられ、この範
囲の大部分がフィルタ装置の通過帯域の外に出る。補助
混合信号にはDC成分がないため、この補助混合信号が第
２のミクサ段の出力側でAC位相差信号をDCオフセットす
ることはない。
図面につき本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明に係る直接混合する同期形の振幅変調(A
M)受信機を示す。この受信機の無線周波(RF)入力端子Ｉ
には信号枝路SD,SEL,SP と、フェーズロックドループP
D,LP,TOが結合されている。上記信号枝路は同期形のAM
検波器SDを具え、この検波器SDにRF入力端子Ｉから受信
されたRF-AM 入力信号が加えられると共に、位相同期搬
送波出力端子CIを介して、同期発振器として機能する制
御自在の発振器TOから局部発振位相同期RF搬送波が加え
られる。同期形のAM検波器SDでは、受信したRF-AM 入力
信号を直接ベースバンド信号に変換する。こうして得ら
れたベースバンド変調信号を次にセレクタＳＥＬを介し
て信号処理装置ＳＰに加える。この信号処理装置ＳＰで
は、選択された変調信号を既知の態様で更に処理して見
えたり、聴こえたりする信号に変換する。
M)受信機を示す。この受信機の無線周波(RF)入力端子Ｉ
には信号枝路SD,SEL,SP と、フェーズロックドループP
D,LP,TOが結合されている。上記信号枝路は同期形のAM
検波器SDを具え、この検波器SDにRF入力端子Ｉから受信
されたRF-AM 入力信号が加えられると共に、位相同期搬
送波出力端子CIを介して、同期発振器として機能する制
御自在の発振器TOから局部発振位相同期RF搬送波が加え
られる。同期形のAM検波器SDでは、受信したRF-AM 入力
信号を直接ベースバンド信号に変換する。こうして得ら
れたベースバンド変調信号を次にセレクタＳＥＬを介し
て信号処理装置ＳＰに加える。この信号処理装置ＳＰで
は、選択された変調信号を既知の態様で更に処理して見
えたり、聴こえたりする信号に変換する。
フェーズロックドループは順次に、位相検出回路ＰＤ
と、低域フィルタＬＰと、上述した局部発振器（同調発
振器）ＴＯとを結合することにより形成される。ＲＦ入
力端子ＩはフェーズロックドループＰＤ，ＬＰ，ＴＯの
信号入力端子としても機能し、このフェーズロックドル
ープに受信された振幅変調（ＡＭ）されているＲＦ入力
搬送波を加える。同期局部直角変調ＲＦ搬送波は同期発
振器ＴＯから同期直角搬送波出力端子ＣＱを介して位相
検出回路ＰＤに加えられる。この局部直角変調ＲＦ搬送
波は前述した局部同相ＲＦ搬送波（これは同期ＡＭ検波
器ＳＤに加えられる）と位相が90゜異なっており、フェ
ーズロックドループがロックされている時は受信したＲ
Ｆ力搬送波とも90゜異なっている。この目的で、位相検
出回路ＰＤはＤＣ位相差信号を供給する。この信号の振
幅と向きはこの位相検出隘路ＰＤに加えられる搬送波と
の間で90゜ずれている。位相差につき変化するこのＤＣ
位相差信号は、低域フィルタＬＰで選択した後、発振器
の制御信号として、同調発振器ＴＯに加えられる。これ
によりこれの位相差が負帰還される。ループ利得が十分
大きく、発振器の制御信号の寄生的なＤＣオフセットが
ないか又はほとんどない場合は、上述した位相差が無視
できる程小さく、局部同相直角搬送波が位相の点でＲＥ
入力搬送波と同期している。これまで述べてきた直接混
合同期ＡＭ受信機と、そこに入っているフェーズロック
ドループの動作は、例えば、前述したドイツ国特許願か
ら既知である。
と、低域フィルタＬＰと、上述した局部発振器（同調発
振器）ＴＯとを結合することにより形成される。ＲＦ入
力端子ＩはフェーズロックドループＰＤ，ＬＰ，ＴＯの
信号入力端子としても機能し、このフェーズロックドル
ープに受信された振幅変調（ＡＭ）されているＲＦ入力
搬送波を加える。同期局部直角変調ＲＦ搬送波は同期発
振器ＴＯから同期直角搬送波出力端子ＣＱを介して位相
検出回路ＰＤに加えられる。この局部直角変調ＲＦ搬送
波は前述した局部同相ＲＦ搬送波（これは同期ＡＭ検波
器ＳＤに加えられる）と位相が90゜異なっており、フェ
ーズロックドループがロックされている時は受信したＲ
Ｆ力搬送波とも90゜異なっている。この目的で、位相検
出回路ＰＤはＤＣ位相差信号を供給する。この信号の振
幅と向きはこの位相検出隘路ＰＤに加えられる搬送波と
の間で90゜ずれている。位相差につき変化するこのＤＣ
位相差信号は、低域フィルタＬＰで選択した後、発振器
の制御信号として、同調発振器ＴＯに加えられる。これ
によりこれの位相差が負帰還される。ループ利得が十分
大きく、発振器の制御信号の寄生的なＤＣオフセットが
ないか又はほとんどない場合は、上述した位相差が無視
できる程小さく、局部同相直角搬送波が位相の点でＲＥ
入力搬送波と同期している。これまで述べてきた直接混
合同期ＡＭ受信機と、そこに入っているフェーズロック
ドループの動作は、例えば、前述したドイツ国特許願か
ら既知である。
本発明に係るフェーズロックドループの位相検出回路は
第１と、第２と、第３のミクサ段M1，M2及びM3を具え、
これらが互いに順次に結合されている。また上記位相検
出回路は信号発生器ＳＧを具え、これが一方では第１の
ミクサ段M1に直接結合され、他方では遅延回路Ｔを介し
て第３のミク段M3に結合されている。更に、第２のミク
サ段M2と第３のミクサ段M3との間にフィルタ装置として
機能する帯域フィルタBPと、増幅器／リミタＬＡが順次
に設けられている。第１図に示す実施例では同調発振器
ＴＯが同期直角搬送波出力端子ＣＱを介して第１のミク
サ段M1に結合されている。また、信号入力端子として機
能するＲＦ入力端子Ｉが第２のミクサ段M2に結合されて
いる。更に、第３のミクサ段M3がループの低域フィルタ
ＬＰに結合されている。
第１と、第２と、第３のミクサ段M1，M2及びM3を具え、
これらが互いに順次に結合されている。また上記位相検
出回路は信号発生器ＳＧを具え、これが一方では第１の
ミクサ段M1に直接結合され、他方では遅延回路Ｔを介し
て第３のミク段M3に結合されている。更に、第２のミク
サ段M2と第３のミクサ段M3との間にフィルタ装置として
機能する帯域フィルタBPと、増幅器／リミタＬＡが順次
に設けられている。第１図に示す実施例では同調発振器
ＴＯが同期直角搬送波出力端子ＣＱを介して第１のミク
サ段M1に結合されている。また、信号入力端子として機
能するＲＦ入力端子Ｉが第２のミクサ段M2に結合されて
いる。更に、第３のミクサ段M3がループの低域フィルタ
ＬＰに結合されている。
信号発生器ＳＧは補助混合信号を供給するが、この補助
混合信号の中にはＡＣ情報だけが生じ、ＤＣ情報は生じ
ないようにするのが望ましい。この条件を満足する信号
発生器ないし関数発生器は広いクラスに亘って存在す
る。実際はこの補助混合信号は周波数が一定であるか又
は二進擬似ランダム信号で変調されている基本波を含む
矩形波である。このような補助混合信号を発生する信号
発生器は当業者にとって簡単に作れる。信号発生器ＳＧ
の正確な構造は本発明を理解するために知る必要がない
から，その説明は省略する。
混合信号の中にはＡＣ情報だけが生じ、ＤＣ情報は生じ
ないようにするのが望ましい。この条件を満足する信号
発生器ないし関数発生器は広いクラスに亘って存在す
る。実際はこの補助混合信号は周波数が一定であるか又
は二進擬似ランダム信号で変調されている基本波を含む
矩形波である。このような補助混合信号を発生する信号
発生器は当業者にとって簡単に作れる。信号発生器ＳＧ
の正確な構造は本発明を理解するために知る必要がない
から，その説明は省略する。
第１のミクロ段M1では信号発生器ＳＧから送られてくる
補助混合信号が変調されて同調発振器ＴＯの局部ＲＦ直
角搬送波にのる。補助混合信号の振幅と、局部ＲＦ直角
搬送波の振幅とはいずれも十分大きく選び、第１のミク
サ段M1をスイッチングモードで動作させる、即ち、この
第１のミクサ段M1をスイッチングミクサ段として動作さ
せるようにすると好適である。こうすると、第１のミク
サ段Ｍ１で生ずる寄生ＤＣオフセット及び雑音が出力信
号の振幅に対して小さくなる。
補助混合信号が変調されて同調発振器ＴＯの局部ＲＦ直
角搬送波にのる。補助混合信号の振幅と、局部ＲＦ直角
搬送波の振幅とはいずれも十分大きく選び、第１のミク
サ段M1をスイッチングモードで動作させる、即ち、この
第１のミクサ段M1をスイッチングミクサ段として動作さ
せるようにすると好適である。こうすると、第１のミク
サ段Ｍ１で生ずる寄生ＤＣオフセット及び雑音が出力信
号の振幅に対して小さくなる。
こうして発振器信号を補助混合信号で変調したものは混
合信号として第２のミクサ段M2に加えられ、そこでＲＦ
入力端子Ｉから供給さる受信されたＲＦ入力搬送波と混
合される。不所望な混合による高調波並びに第１のミク
サ段M1の寄生ＤＣオフセット及びそれ自体の寄生ＤＣオ
フセットの周波数変換に加えて、補助混合信号もＲＦ入
力搬送波と局部ＲＦ直角搬送波の間の90゜の位相差又は
RF入力搬送波と局部ＲＦ同相搬送波との間の位相差でこ
の混合処理において変調される。
合信号として第２のミクサ段M2に加えられ、そこでＲＦ
入力端子Ｉから供給さる受信されたＲＦ入力搬送波と混
合される。不所望な混合による高調波並びに第１のミク
サ段M1の寄生ＤＣオフセット及びそれ自体の寄生ＤＣオ
フセットの周波数変換に加えて、補助混合信号もＲＦ入
力搬送波と局部ＲＦ直角搬送波の間の90゜の位相差又は
RF入力搬送波と局部ＲＦ同相搬送波との間の位相差でこ
の混合処理において変調される。
混合信号を大きく、例えば、前述した好適な場合におけ
るように第２のミクサ段M2をスイッチング状態で動作さ
せるのに十分大きくすると、第２のミクサ段M2で変換利
得が生じ、これにより変調された補助混合信号がこの第
２のミクサ段M2の寄生ＤＣオフセットに対して大きくな
る。元の補助混合信号はＡＣ情報しか含まないから、第
２のミクサ段M2の出力側に現われる位相差情報は変調さ
れた補助混合信号のＡＣ成分内に蓄えられる。その故、
以下この信号をＡＣ位相差信号と称する。この所望のＡ
Ｃ位相差信号は混合の結果生ずる高調波ならびに第１の
ミクサ段M1及び第２のミクサ段M2の寄生ＤＣオフセット
成分から周波数の点で分離されており、帯域フィルタＢ
Ｐで選択されてこれらの雑音成分に対して更に大きくな
る。
るように第２のミクサ段M2をスイッチング状態で動作さ
せるのに十分大きくすると、第２のミクサ段M2で変換利
得が生じ、これにより変調された補助混合信号がこの第
２のミクサ段M2の寄生ＤＣオフセットに対して大きくな
る。元の補助混合信号はＡＣ情報しか含まないから、第
２のミクサ段M2の出力側に現われる位相差情報は変調さ
れた補助混合信号のＡＣ成分内に蓄えられる。その故、
以下この信号をＡＣ位相差信号と称する。この所望のＡ
Ｃ位相差信号は混合の結果生ずる高調波ならびに第１の
ミクサ段M1及び第２のミクサ段M2の寄生ＤＣオフセット
成分から周波数の点で分離されており、帯域フィルタＢ
Ｐで選択されてこれらの雑音成分に対して更に大きくな
る。
こうして選択されたＡＣ位相差信号は次にループ利得を
ほとんど決める増幅器／リミタＬＡに加えられる。この
増幅器／リミタＬＡは振幅が或るしきい値以下の入力信
号に対して大きな利得を与え、振幅がこのしきい値以上
の入力信号に対しては利得を下げる。この結果出力信号
の振幅はほぼ上記しきい値で生ずる出力レベルに保たれ
る。増幅器／リミタＬＡは、第１図に示すように、また
ＤＣ負帰還路ＦＰ及び減算段ＳＳを介して直流につき負
帰還されている。このＤＣ負帰還の結果増幅器／リミタ
ＬＡに加えられる信号内の不所望なＤＣ成分が更に減
る。
ほとんど決める増幅器／リミタＬＡに加えられる。この
増幅器／リミタＬＡは振幅が或るしきい値以下の入力信
号に対して大きな利得を与え、振幅がこのしきい値以上
の入力信号に対しては利得を下げる。この結果出力信号
の振幅はほぼ上記しきい値で生ずる出力レベルに保たれ
る。増幅器／リミタＬＡは、第１図に示すように、また
ＤＣ負帰還路ＦＰ及び減算段ＳＳを介して直流につき負
帰還されている。このＤＣ負帰還の結果増幅器／リミタ
ＬＡに加えられる信号内の不所望なＤＣ成分が更に減
る。
このタイプの増幅器／リミタは、たとえば、増幅器とリ
ミタ回路とを二段に分けて配置することにより簡単に作
れる。出力制限レベル並びに増幅器／リミタＬＡのしき
い値及び最大増幅率を適当に選択すれば、増幅器／リミ
タは或る程度第２のミクサ段M2での入力振幅に存在する
変換利得を補正し、入力レベルの変化の範囲、即ち、入
力ダイナミックレンジが大きくてもループ利得をほぼ一
定にする。増幅器／リミタＬＡの増幅率が十分に大きい
と、このループ利得は、原理的には、無限大になり、ル
ープの全ロッキングレンジ内の位相誤差を無視できるよ
うになる。加えて、位相差信号が次段で生ずる外乱、例
えば、第３のミクサ段M3で生ずるＤＣオフセットへ感応
する感応は大幅に小さくなり、これは振幅の値が小さい
時著しい。また、増幅器／リミタＬＡは第３のミクサ段
M3の入力ダイナミックレンジをＡＣ位相差信号の振幅変
化レンジへ適合させることができる。位相差信号が矩形
波の場合帯域フィルタＢＰが縁がなまっても、増幅器／
リミタＬＡが或る程度縁を急峻にする。
ミタ回路とを二段に分けて配置することにより簡単に作
れる。出力制限レベル並びに増幅器／リミタＬＡのしき
い値及び最大増幅率を適当に選択すれば、増幅器／リミ
タは或る程度第２のミクサ段M2での入力振幅に存在する
変換利得を補正し、入力レベルの変化の範囲、即ち、入
力ダイナミックレンジが大きくてもループ利得をほぼ一
定にする。増幅器／リミタＬＡの増幅率が十分に大きい
と、このループ利得は、原理的には、無限大になり、ル
ープの全ロッキングレンジ内の位相誤差を無視できるよ
うになる。加えて、位相差信号が次段で生ずる外乱、例
えば、第３のミクサ段M3で生ずるＤＣオフセットへ感応
する感応は大幅に小さくなり、これは振幅の値が小さい
時著しい。また、増幅器／リミタＬＡは第３のミクサ段
M3の入力ダイナミックレンジをＡＣ位相差信号の振幅変
化レンジへ適合させることができる。位相差信号が矩形
波の場合帯域フィルタＢＰが縁がなまっても、増幅器／
リミタＬＡが或る程度縁を急峻にする。
ＡＣ位相差信号として機能する変調された補助混合信号
は第３のミクサ段M3で復調される。この目的で、元の補
助混合信号を、遅延回路Ｔで帯域フィルタＢＰの群遅滞
時間に対応する時間遅延させた後、同相又は逆相で第３
のミクサ段M3に加える。第３のミクサ段M3の前段で増幅
及び選択を行わているため、こうして得られるＤＣ位相
差信号は第３のミクサ段M3の不所望なＤＣオフセットに
対して著しく大きい。混合の結果生ずる不所望な高調波
は低域フィルタＬＰで抑圧する。従って、発振器ＴＯは
非常に正確にＲＦ搬送波と位相的に同期している。この
場合補助混合信号の基本周波数はＲＦ−ＡＭ受信信号内
の最高次の変調周波数よりも低くし、隣のチャネルがフ
ェーズロックドループの動作を乱さないようにする必要
がある。
は第３のミクサ段M3で復調される。この目的で、元の補
助混合信号を、遅延回路Ｔで帯域フィルタＢＰの群遅滞
時間に対応する時間遅延させた後、同相又は逆相で第３
のミクサ段M3に加える。第３のミクサ段M3の前段で増幅
及び選択を行わているため、こうして得られるＤＣ位相
差信号は第３のミクサ段M3の不所望なＤＣオフセットに
対して著しく大きい。混合の結果生ずる不所望な高調波
は低域フィルタＬＰで抑圧する。従って、発振器ＴＯは
非常に正確にＲＦ搬送波と位相的に同期している。この
場合補助混合信号の基本周波数はＲＦ−ＡＭ受信信号内
の最高次の変調周波数よりも低くし、隣のチャネルがフ
ェーズロックドループの動作を乱さないようにする必要
がある。
明らかに、第２のミクサ段M2における変換利得が十分で
あれば、原理的には、帯域フィルタＢＰ、遅延回路Ｔ、
増幅器／リミタＬＡ、この増幅器／リミタＬＡのＤＣ負
帰還又は補助混合内のＤＣ成分の十分な抑圧を欠いて
も、不所望なＤＣオフセットは或る程度減らせる。しか
し、これらの介ＢＰ，Ｔ，ＬＡ及びＤＣ成分の抑圧はこ
の減少を相当に大きする。
あれば、原理的には、帯域フィルタＢＰ、遅延回路Ｔ、
増幅器／リミタＬＡ、この増幅器／リミタＬＡのＤＣ負
帰還又は補助混合内のＤＣ成分の十分な抑圧を欠いて
も、不所望なＤＣオフセットは或る程度減らせる。しか
し、これらの介ＢＰ，Ｔ，ＬＡ及びＤＣ成分の抑圧はこ
の減少を相当に大きする。
補助混合信号が一定の基本周波数foを有する矩形波であ
る場合は、所望の周波数から±2n・fo(n=1,2,---) の所
に付加的な不所望の高調波周波数が生じ、ここにフェー
ズロックドループが補捉されることがありうる。これら
を明らかにするため第２図につき述べる。第２図は、夫
々、電解強度が300mV ，30mV，3mV ，300 μＶ，30μ
Ｖ，３μＶ，１μＶ，０．３μＶ及び０．１μＶの場合
につきグラフａないしｉの形で矩形補助信号（基本波周
波数は一定で２KHz ，ループ幅は８Hz）を用いる時の入
力搬送波周波数の関数として第１図の受信機のループが
開いている状態で同調発振器ＴＯに加えられるＤＣ制御
信号の変化を示したものである。
る場合は、所望の周波数から±2n・fo(n=1,2,---) の所
に付加的な不所望の高調波周波数が生じ、ここにフェー
ズロックドループが補捉されることがありうる。これら
を明らかにするため第２図につき述べる。第２図は、夫
々、電解強度が300mV ，30mV，3mV ，300 μＶ，30μ
Ｖ，３μＶ，１μＶ，０．３μＶ及び０．１μＶの場合
につきグラフａないしｉの形で矩形補助信号（基本波周
波数は一定で２KHz ，ループ幅は８Hz）を用いる時の入
力搬送波周波数の関数として第１図の受信機のループが
開いている状態で同調発振器ＴＯに加えられるＤＣ制御
信号の変化を示したものである。
上述した付加的な高調波周波数での補捉現象は、補助混
合信号を擬似ランダム信号で周波数変調すれば抑圧でき
る。この結果、これらの高調波周波数の信号エネルギー
が広い範囲の周波数に分散される。これは主としてルー
プの通過帯域の上方にある。他方所望の周波数のエネル
ギーは保存される。これを明らかにするため第３図を参
照する。この第３図は、電界強度が、夫々、300 μＶ，
30μＶ，３μＶ，１μＶ，０．３μＶ及び．１μＶの場
合の、発振器制御信号につき第２図で説明したのと同じ
ループ幅での、同じ補助混合信号を変調周波数300Hz で
周波数変調した比較的簡単な二進擬似ランダム信号の効
果をグラフｄ〜ｉで示したものである。300 μＶ以上の
電界強度での発振器制御信号の変化は300 μＶでの変化
とほとんど異ならない。帯域フィルタＢＰは周波数変調
されている補助混合信号の周波数スペクトルの位置と帯
域幅に依存して選択する。一方では帯域フィルタＢＰは
十分幅を広くとりＡＣ位相差信号の全信号エネルギーを
ほとんどそのまま通す必要がある。他方では帯域幅を狭
くし、第２のミクサ段M2の出力信号内の前述した不所望
な付加的高調波と寄生ＤＣ成分とを抑圧する必要があ
る。実際には補助混合信号の前期変調周波数に対し、中
心を２KHz とし、その周りに３dB迄の通過帯域を２KHz
にすれば、満足のゆく結果が得られる。この時遅延回路
Ｔは120 μｓのオーダーとする。
合信号を擬似ランダム信号で周波数変調すれば抑圧でき
る。この結果、これらの高調波周波数の信号エネルギー
が広い範囲の周波数に分散される。これは主としてルー
プの通過帯域の上方にある。他方所望の周波数のエネル
ギーは保存される。これを明らかにするため第３図を参
照する。この第３図は、電界強度が、夫々、300 μＶ，
30μＶ，３μＶ，１μＶ，０．３μＶ及び．１μＶの場
合の、発振器制御信号につき第２図で説明したのと同じ
ループ幅での、同じ補助混合信号を変調周波数300Hz で
周波数変調した比較的簡単な二進擬似ランダム信号の効
果をグラフｄ〜ｉで示したものである。300 μＶ以上の
電界強度での発振器制御信号の変化は300 μＶでの変化
とほとんど異ならない。帯域フィルタＢＰは周波数変調
されている補助混合信号の周波数スペクトルの位置と帯
域幅に依存して選択する。一方では帯域フィルタＢＰは
十分幅を広くとりＡＣ位相差信号の全信号エネルギーを
ほとんどそのまま通す必要がある。他方では帯域幅を狭
くし、第２のミクサ段M2の出力信号内の前述した不所望
な付加的高調波と寄生ＤＣ成分とを抑圧する必要があ
る。実際には補助混合信号の前期変調周波数に対し、中
心を２KHz とし、その周りに３dB迄の通過帯域を２KHz
にすれば、満足のゆく結果が得られる。この時遅延回路
Ｔは120 μｓのオーダーとする。
こうすると第１図に示した直接混合同期ＡＭ受信機のダ
イナミックレンジは100dB のオーダーとなる。
イナミックレンジは100dB のオーダーとなる。
第１図の受信機で用いられているフェーズロックドルー
プは、代わりに、ステレオデコーダ（図示せず）で、38
KHz のステレオ副搬送波を発生させるのに使用すること
もできる。この副搬送波は左チャネルステレオ信号と右
チャネルステレオ信号とをデマトリックスするために19
KHz のステレオパイロット信号と位相同期させる。この
ため受信した19KHz のステレオパイロット信号をフェー
ズロックドループ(PD,LP,TO)の信号入力端子Ｉに加え
る。本発明に係る手法の効果はステレオデコーダの出力
側での左チャネルステレオ信号と右チャネルステレオ信
号との間の不所望なクロストークが減ることに現われ
る。
プは、代わりに、ステレオデコーダ（図示せず）で、38
KHz のステレオ副搬送波を発生させるのに使用すること
もできる。この副搬送波は左チャネルステレオ信号と右
チャネルステレオ信号とをデマトリックスするために19
KHz のステレオパイロット信号と位相同期させる。この
ため受信した19KHz のステレオパイロット信号をフェー
ズロックドループ(PD,LP,TO)の信号入力端子Ｉに加え
る。本発明に係る手法の効果はステレオデコーダの出力
側での左チャネルステレオ信号と右チャネルステレオ信
号との間の不所望なクロストークが減ることに現われ
る。
第４図は本発明に係るフェーズロックドループのもう一
つの実施例を示す。第１図の回路に対応する回路には同
じ符号を付してある。第１図のフェーズロックドループ
と対照的に、入力搬送波は第１のミクサ段M1で信号発生
器ＳＧから送られてくる補助混合信号と混合される。第
２のミクサ段M2でこの第１のミクサ段M1の出力信号の局
部発振器信号と混合するとＡＣ位相差信号が形成され
る。次にこのＡ位相差信号を前述した態様で帯域フィル
タＢＰが選択し、増幅器／リミタＬＡで増幅し且つリミ
ットし、第３のミクサ段M3でＤＣ位相差信号に変換す
る。このＤＣ位相差信号は発振器制御信号として低減フ
ィルタＬＰを介して同調発振器ＴＯに加えられる。
つの実施例を示す。第１図の回路に対応する回路には同
じ符号を付してある。第１図のフェーズロックドループ
と対照的に、入力搬送波は第１のミクサ段M1で信号発生
器ＳＧから送られてくる補助混合信号と混合される。第
２のミクサ段M2でこの第１のミクサ段M1の出力信号の局
部発振器信号と混合するとＡＣ位相差信号が形成され
る。次にこのＡ位相差信号を前述した態様で帯域フィル
タＢＰが選択し、増幅器／リミタＬＡで増幅し且つリミ
ットし、第３のミクサ段M3でＤＣ位相差信号に変換す
る。このＤＣ位相差信号は発振器制御信号として低減フ
ィルタＬＰを介して同調発振器ＴＯに加えられる。
第１図は本発明に係るフェーズロックドループを含む直
接混合同期ＡＭ受信機のブロック図、 第２図は基本波周波数が一定の矩形波補助混合信号の場
合の入力搬送波周波数の関数として第１図の受信機での
発振器制御信号の変化を種々の電界強度で示すグラフ線
図、 第３図は補助混合信号が擬似ランダム変調信号で周波数
変調されている場合の第２図に類似するグラフ線図、 第４図は本発明に係るフェーズロックドループのもう一
つの実施例のブロック図である。 Ｉ……ＲＦ入力端子、SD……ＡＭ検波器 TO……局部発振器（同調発振器） SEL ……セレクタ、SP……信号処理装置 PD……位相検出回路、LP……低域フィルタ CQ……同期直角搬送波出力端子 M1……第１のミクサ段、M2……第２のミクサ段 M3……第３のミクサ段、SG……信号発生器 Ｔ……遅延回路、BP……帯域フィルタ LA……増幅器／リミタ、SS……減算段
接混合同期ＡＭ受信機のブロック図、 第２図は基本波周波数が一定の矩形波補助混合信号の場
合の入力搬送波周波数の関数として第１図の受信機での
発振器制御信号の変化を種々の電界強度で示すグラフ線
図、 第３図は補助混合信号が擬似ランダム変調信号で周波数
変調されている場合の第２図に類似するグラフ線図、 第４図は本発明に係るフェーズロックドループのもう一
つの実施例のブロック図である。 Ｉ……ＲＦ入力端子、SD……ＡＭ検波器 TO……局部発振器（同調発振器） SEL ……セレクタ、SP……信号処理装置 PD……位相検出回路、LP……低域フィルタ CQ……同期直角搬送波出力端子 M1……第１のミクサ段、M2……第２のミクサ段 M3……第３のミクサ段、SG……信号発生器 Ｔ……遅延回路、BP……帯域フィルタ LA……増幅器／リミタ、SS……減算段
Claims (9)
- 【請求項１】位相検出回路及び低域フィルタを経て前記
位相検出回路の信号入力端子に供給される入力搬送波に
位相結合される制御自在の発振器を具えているフェーズ
ロックドループにおいて、前記位相検出回路が第１と、
第２と、第３のミクサ段を具え、これらのミクサ段が相
互に順次に結合されており、信号発生器から補助混合信
号が前記第１と第３のミクサ段に供給され、前記第１と
第２のミクサ段の内の一方のミクサ段の入力端子が前記
位相検出回路の信号入力端子に接続されており、前記第
１と第２のミクサ段の内の他方のミクサ段の入力端子が
前記制御自在の発振器の出力端子に結合されており、前
記低域フィルタのしゃ断周波数が前記補助混合信号の基
本周波数よりも低く、この基本周波数が入力搬送波の周
波数よりも低いことを特徴とするフェーズロッドルー
プ。 - 【請求項２】前記信号入力端子を第２のミクサ段の入力
端子に結合し、前記の制御自在の発振器を第１のミクサ
段の入力端子に結合したことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のフェーズロックドループ。 - 【請求項３】前記第２と第３のミクサ段の間にフィルタ
装置を設け、第２のミクサ段の出力信号内の、補助混合
信号の基本周波数に位置する周波数成分を選択し、また
前記信号発生器と第３のミクサ段の間に遅延回路を設け
たことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のフェー
ズロックドループ。 - 【請求項４】前記フィルタ装置と第３のミクサ段の間に
増幅器／リミタを設けたことを特徴とする特許請求の範
囲第３項記載のフェーズロックドループ。 - 【請求項５】前記増幅器／リミタに直流負帰還路を設け
たことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載のフェー
ズロックドループ。 - 【請求項６】同期振幅変調検波器に結合される無線周波
入力端子を有し、前記同期振幅変調検波器に位相同期搬
送波入力端子を経て同期無線周波搬送波を供給して、無
線周波振幅変調受信信号をベースバンド信号に直接変換
する直接混合同期振幅変調受信機において、位相検出回
路及び低減フィルタを経て前記位相検出回路の信号入力
端子に供給される入力搬送波に位相結合される制御自在
の発振器を具えているフェーズロックドループを設け、
前記位相検出回路が第１と、第２と、第３のミクサ段を
具え、これらのミクサ段が相互に順次に結合されてお
り、信号発生器から補助混合信号が前記第１と第３のミ
クサ段に供給され、前記第２ミクサ段の入力端子が前記
位相検出回路の信号入力端子に接続されており、前記第
１ミクサ段の入力端子が前記制御自在の発振器の出力端
子に結合されており、前記低減フィルタのしゃ段周波数
が前記補助混合信号の基本周波数よりも低く、この基本
周波数が入力搬送波の周波数よりも低く、前記フェーズ
ロックドループの信号入力端子を前記無線周波入力端子
に結合し、前記制御自在の発振器が同調発振器としても
機能し、且つ前記同期振幅変調検波器の前記搬送波入力
端子に結合され、前記補助混合信号の基本周波数が無線
周波の振幅変調受信信号における最高の変調周波数より
も低いことを特徴とする直線混合同期振幅変調受信機。 - 【請求項７】前記補助混合信号を擬似ランダム信号で周
波数変調し、この補助混合信号が少なくともほとんど直
流情報を含まないことを特徴とする特許請求の範囲第６
項記載の直接混合同期振幅変調受信機。 - 【請求項８】前記フィルタ装置が補助混合信号の中心周
波数に共振周波数を有する帯域フィルタを具え、この帯
域フィルタの通過帯域を一方では前記第２ミクサ段の出
力信号内の直流成分を抑制するのに足るだけ狭く、他方
では少なくともほとんど全ての変調された補助混合信号
の周波数スペクトルを含むに足るだけ十分広くしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第７項記載の直接混合同期
振幅変調受信機。 - 【請求項９】補助混合信号を周波数変調された矩形波信
号とし、その周波数が２KHz のオーダーの中心値の周り
の300Hz のオーダーの範囲で代り、前記帯域フィルタの
３dB帯域幅が上記中心値の周りの２KHz 以下であり、遅
延回路での遅延が120 μsec のオーダーであることを特
徴とする特許請求の範囲第８項記載の直接混合同期振幅
変調受信機。
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