JPH0581085B2 - - Google Patents
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- JPH0581085B2 JPH0581085B2 JP63131854A JP13185488A JPH0581085B2 JP H0581085 B2 JPH0581085 B2 JP H0581085B2 JP 63131854 A JP63131854 A JP 63131854A JP 13185488 A JP13185488 A JP 13185488A JP H0581085 B2 JPH0581085 B2 JP H0581085B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- output
- frequency error
- comparator
- afc
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、衛星放送受信機等のAFC（自動周波
数制御回路）に用いられる周波数誤差検出器に関
するものである。
数制御回路）に用いられる周波数誤差検出器に関
するものである。
従来の技術
近年、衛星放送受信機の選局回路は位相同期ル
ープを用いた周波数シンセサイザ方式を用いたも
のが一般的になりつつある。これにより1GHz帯
における選局回路の局部発振周波数は高精度に安
定化されているが、衛星放送の場合、12GHz帯か
ら1GHz帯に周波数変換するための局部発振器の
周波数ドリフトは2MHz程度であるので、AFCは
不可欠である。我国で放送されている衛星放送で
は、平均値AFC方式が採用されている。これは、
変調信号である映像信号の平均直流電圧が変調時
の中心周波数となるように制御する方式である。
ープを用いた周波数シンセサイザ方式を用いたも
のが一般的になりつつある。これにより1GHz帯
における選局回路の局部発振周波数は高精度に安
定化されているが、衛星放送の場合、12GHz帯か
ら1GHz帯に周波数変換するための局部発振器の
周波数ドリフトは2MHz程度であるので、AFCは
不可欠である。我国で放送されている衛星放送で
は、平均値AFC方式が採用されている。これは、
変調信号である映像信号の平均直流電圧が変調時
の中心周波数となるように制御する方式である。
一方、将来のテレビ放送として高品位（ハイビ
シヨン）放送が衛星を用いて行なわれることが計
画されており、キードAFC方式が採用されるこ
とが検討されている。
シヨン）放送が衛星を用いて行なわれることが計
画されており、キードAFC方式が採用されるこ
とが検討されている。
以下、図面を参照しながらキードAFC方式の
周波数誤差検出回路に関して述べる。このAFC
回路は、第３図に示すように構成されるのが一般
的である。第３図で、１はFM信号の入力端子、
２は周波数変換用の混合器、３はFM復調器、４
は周波数誤差検出器、５はPLL周波数制御回路、
６は局部発振器である。
周波数誤差検出回路に関して述べる。このAFC
回路は、第３図に示すように構成されるのが一般
的である。第３図で、１はFM信号の入力端子、
２は周波数変換用の混合器、３はFM復調器、４
は周波数誤差検出器、５はPLL周波数制御回路、
６は局部発振器である。
第３図は、衛星放送受信機の一般的な構成例で
あるが、AFCに関連しない機能、例えばAGC等
は簡便のため省略している。
あるが、AFCに関連しない機能、例えばAGC等
は簡便のため省略している。
さて、入力端子１に印加されたFM信号は周波
数混合器２によつて周波数変換されて中間周波数
帯の信号となり、FM復調器３に入力される。
FM復調器３は入力信号のFM復調を行ない、出
力する。FM復調器３の復調特性は一般に第４図
に示すようになる。第４図によれば、FM信号の
周波数が高くなれば復調出力の電位は高くなり、
周波数変化が電圧変化として出力されることが判
る。
数混合器２によつて周波数変換されて中間周波数
帯の信号となり、FM復調器３に入力される。
FM復調器３は入力信号のFM復調を行ない、出
力する。FM復調器３の復調特性は一般に第４図
に示すようになる。第４図によれば、FM信号の
周波数が高くなれば復調出力の電位は高くなり、
周波数変化が電圧変化として出力されることが判
る。
周波数誤差検出器４の役割は、中間周波数の中
心周波数（0）からの誤差が所定の値よりも大き
いかどうか、また周波数誤差の方向が高い方が低
い方かを判定することである。第４図において、
周波数誤差の所定値を△とすれば、FM復調器
３の出力電圧は周波数誤差の許容限界において
VH、VLと考えることができる。
心周波数（0）からの誤差が所定の値よりも大き
いかどうか、また周波数誤差の方向が高い方が低
い方かを判定することである。第４図において、
周波数誤差の所定値を△とすれば、FM復調器
３の出力電圧は周波数誤差の許容限界において
VH、VLと考えることができる。
そこで、周波数誤差検出器４として第５図に示
すような構成が考えられる。８及び９はコンパレ
ータICであり、１２，１３は基準電圧である。
第５図に示すように、基準電圧をそれぞれVH、
VLに選んでおけば、復調出力電圧がVH及びVLに
おいて、コンパレータIC８，９がオンするので、
周波数検出器の出力AFC１，AFC２は第６図に
示すような入出力特性を有する。第６図によれ
ば、中間周波数が中心周波数（0）に比べ所定の
周波数誤差（△）よりも低くなればAFC１，
AFC２ともに低レベルであり、高くなればとも
に高レベルとなることが判る。
すような構成が考えられる。８及び９はコンパレ
ータICであり、１２，１３は基準電圧である。
第５図に示すように、基準電圧をそれぞれVH、
VLに選んでおけば、復調出力電圧がVH及びVLに
おいて、コンパレータIC８，９がオンするので、
周波数検出器の出力AFC１，AFC２は第６図に
示すような入出力特性を有する。第６図によれ
ば、中間周波数が中心周波数（0）に比べ所定の
周波数誤差（△）よりも低くなればAFC１，
AFC２ともに低レベルであり、高くなればとも
に高レベルとなることが判る。
これらの周波数検出器の出力を第２図のPLL
周波数制御回路５に入力することにより局部発振
器６の発振周波数を制御すれば、常に中間周波数
が所定の周波数誤差以内になるようにできるの
で、AFC機能を達成できる。
周波数制御回路５に入力することにより局部発振
器６の発振周波数を制御すれば、常に中間周波数
が所定の周波数誤差以内になるようにできるの
で、AFC機能を達成できる。
衛星放送受信機においては、周波数誤差は約
300kHz程度に選ばれることが一般的であり、
AFCの周波数精度を良好に保つためには、復調
器の復調出力の温度ドリフト等をそれ以下に小さ
くすることが必要である。
300kHz程度に選ばれることが一般的であり、
AFCの周波数精度を良好に保つためには、復調
器の復調出力の温度ドリフト等をそれ以下に小さ
くすることが必要である。
さて、ハイビジヨン放送におけるキードAFC
は、第７図に示すようなパルス幅を有するキーパ
ルスを作り、そのパルスの期間は変調信号の電位
を一定に保ち、変調されたFM信号の周波数をそ
の期間では一定とする方式を用いている。
は、第７図に示すようなパルス幅を有するキーパ
ルスを作り、そのパルスの期間は変調信号の電位
を一定に保ち、変調されたFM信号の周波数をそ
の期間では一定とする方式を用いている。
そこで、従来は、キードAFCの周波数誤差検
出器４として、第８図に示すような構造とするの
でが一般的であつた。第８図で、７〜１３までは
第４図と同じ構成であり、復調信号をアナログス
イツチ１５、ホールド用コンデンサ１６よりなる
サンプルホールド回路１７を介してコンパレータ
IC８，９に入力する構成である。サンプルホー
ルド回路１７は、第７図に示したキーパルスをキ
ーパルス入力端子１４に印加し、このパルスが低
レベルの時にアナログスイツチ１７を閉じること
により復調出力の電圧レベルまでホールド用コン
デンサ１６を充電し、キーパルスが高レベルとな
るとアナログスイツチ１５，１７が開くので、復
調出力の電圧レベルを保持する。そして、その電
圧レベルと基準電位VH、VLとをコンパレータIC
８，９で比較することにより、周波数誤差検出出
力AFC１，AFC２が得られる。
出器４として、第８図に示すような構造とするの
でが一般的であつた。第８図で、７〜１３までは
第４図と同じ構成であり、復調信号をアナログス
イツチ１５、ホールド用コンデンサ１６よりなる
サンプルホールド回路１７を介してコンパレータ
IC８，９に入力する構成である。サンプルホー
ルド回路１７は、第７図に示したキーパルスをキ
ーパルス入力端子１４に印加し、このパルスが低
レベルの時にアナログスイツチ１７を閉じること
により復調出力の電圧レベルまでホールド用コン
デンサ１６を充電し、キーパルスが高レベルとな
るとアナログスイツチ１５，１７が開くので、復
調出力の電圧レベルを保持する。そして、その電
圧レベルと基準電位VH、VLとをコンパレータIC
８，９で比較することにより、周波数誤差検出出
力AFC１，AFC２が得られる。
発明が解決しようとする課題
しかしながら上記のような構成では、キーパル
スのデユーテイ比がハイビジヨンでは約1000倍と
大きいため、アナログスイツチやコンパレータ
ICの漏れ電流によつてホールドされている復調
電圧のレベルが変化し、正確な復調出力値での比
較が困難であるため、周波数誤差検出の周波数精
度が悪いという問題点を有していた。
スのデユーテイ比がハイビジヨンでは約1000倍と
大きいため、アナログスイツチやコンパレータ
ICの漏れ電流によつてホールドされている復調
電圧のレベルが変化し、正確な復調出力値での比
較が困難であるため、周波数誤差検出の周波数精
度が悪いという問題点を有していた。
本発明は、上記問題点に鑑み、周波数精度良く
周波数誤差検出が可能であるAFC用周波数誤差
検出器を提供することを目的とするものである。
周波数誤差検出が可能であるAFC用周波数誤差
検出器を提供することを目的とするものである。
課題を解決するための手段
上記問題点を解決するために、本発明の周波数
誤差検出器は、FM復調器の出力と第１の基準電
圧とを入力とする第１のコンパレータとFM復調
器の出力と第２の基準電圧とを入力する第２のコ
ンパレータと、キーパルスにより第１のコンパレ
ータの出力を保持する第１のラツチと、キーパル
スにより第２のコンパレータ出力を保持する第２
のラツチとを備えたものである。
誤差検出器は、FM復調器の出力と第１の基準電
圧とを入力とする第１のコンパレータとFM復調
器の出力と第２の基準電圧とを入力する第２のコ
ンパレータと、キーパルスにより第１のコンパレ
ータの出力を保持する第１のラツチと、キーパル
スにより第２のコンパレータ出力を保持する第２
のラツチとを備えたものである。
作 用
本発明は、上記した構成によつて、FM復調器
出力と所定の周波数誤差だけ中間周波数が高くず
れた時のFM復調出力電圧に等しい第１の基準電
圧とを第１のコンパレータで電圧比較し、中間周
波数が所定の周波数誤差以上に中心周波数より高
くずれていれば高レベルの出力を出力する。また
FM復調出力と所定の周波数誤差以上に中間周波
数が低くずれた時のFM復調出力電圧に等しい第
２の基準電圧とを第２のコンパレータで電圧比較
し、中間周波数が所定の周波数誤差以上に中心周
波数より低くずれていれば低レベルの出力を出力
する。
出力と所定の周波数誤差だけ中間周波数が高くず
れた時のFM復調出力電圧に等しい第１の基準電
圧とを第１のコンパレータで電圧比較し、中間周
波数が所定の周波数誤差以上に中心周波数より高
くずれていれば高レベルの出力を出力する。また
FM復調出力と所定の周波数誤差以上に中間周波
数が低くずれた時のFM復調出力電圧に等しい第
２の基準電圧とを第２のコンパレータで電圧比較
し、中間周波数が所定の周波数誤差以上に中心周
波数より低くずれていれば低レベルの出力を出力
する。
各々のコンパレータの出力はそれぞれ第１及び
第２のラツチのデータ入力端子に入力され、キー
パルスの期間においてラツチは入力データを取込
み、キーパルスのない期間において入力データを
保持する。このようにして、キーパルス毎に
AFCのための周波数誤差検出データが更新され
るので、キーパルスの期間での中間周波を所定の
周波数誤差以内になるように制御するキード
AFCを構成できる。
第２のラツチのデータ入力端子に入力され、キー
パルスの期間においてラツチは入力データを取込
み、キーパルスのない期間において入力データを
保持する。このようにして、キーパルス毎に
AFCのための周波数誤差検出データが更新され
るので、キーパルスの期間での中間周波を所定の
周波数誤差以内になるように制御するキード
AFCを構成できる。
本発明の周波数誤差検出器によれば、キーパル
ス期間の周波数誤差の情報はデイジタル的な論理
値に変換されており、サンプルホールドはデータ
のラツチにより行なわれるので、ICの漏れ電流
等によるホールド電位の変化に伴なう周波数誤差
検出の精度劣化は全く生じないことになる。
ス期間の周波数誤差の情報はデイジタル的な論理
値に変換されており、サンプルホールドはデータ
のラツチにより行なわれるので、ICの漏れ電流
等によるホールド電位の変化に伴なう周波数誤差
検出の精度劣化は全く生じないことになる。
実施例
以下、本発明の一実施例について、図面を参照
しながら説明する。第１図は本発明の一実施例に
おける周波数誤差検出器を示すものである。第１
図で７〜１４までは第７図の従来例における周波
数誤差検出器と同等である。
しながら説明する。第１図は本発明の一実施例に
おける周波数誤差検出器を示すものである。第１
図で７〜１４までは第７図の従来例における周波
数誤差検出器と同等である。
FM復調出力は周波数誤差検出回路の入力端７
に入力され、ローパスフイルタ（LPF）２２に
よつて復調出力に含まれる雑音成分が除かれる。
ここで、LPF２２の時定数はキーパルスのパル
ス幅（例えばMUSE方式では17μsに定められて
いる）よりも小さくして、復調信号成分がキーパ
ルス幅で充分応答できるように設定しておく必要
があり、LPF２２は復調出力に含まれる高周波
ノイズ成分の除去にのみ効果がある。
に入力され、ローパスフイルタ（LPF）２２に
よつて復調出力に含まれる雑音成分が除かれる。
ここで、LPF２２の時定数はキーパルスのパル
ス幅（例えばMUSE方式では17μsに定められて
いる）よりも小さくして、復調信号成分がキーパ
ルス幅で充分応答できるように設定しておく必要
があり、LPF２２は復調出力に含まれる高周波
ノイズ成分の除去にのみ効果がある。
LPF２２の出力はコンパレータ８及び９によ
つて所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電
圧１２（VH）及び１３（VL）と電圧比較される。
コンパレータICはキーパルスのパルス幅に比べ
て充分速く応答する必要があり、１〜3μs程度の
応答速度が必要である。この速度は、汎用のコン
パレータICで実現できるものである。コンパレ
ータ８は中間周波数が所定の周波数誤差（例えば
300kHz）以上に中心周波数（例えば402.78MHz）
よりも高くずれた時に出力する。また、コンパレ
ータ９は中間周波数が所定の周波数誤差以上に中
心周波数よりも低くずれた時に出力する。Ｄラツ
チ２０，２１は第２図の構成によつて実現され、
コンパレータ８，９の出力は、Ｄラツチ２０，２
１のデータ入力端子にそれぞれ印加されており、
キーパルスは各々のＤラツチのクロツク入力端子
に印加されており、キーパルスの入力毎にデータ
入力端子の論理値は入力され保持される。
つて所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電
圧１２（VH）及び１３（VL）と電圧比較される。
コンパレータICはキーパルスのパルス幅に比べ
て充分速く応答する必要があり、１〜3μs程度の
応答速度が必要である。この速度は、汎用のコン
パレータICで実現できるものである。コンパレ
ータ８は中間周波数が所定の周波数誤差（例えば
300kHz）以上に中心周波数（例えば402.78MHz）
よりも高くずれた時に出力する。また、コンパレ
ータ９は中間周波数が所定の周波数誤差以上に中
心周波数よりも低くずれた時に出力する。Ｄラツ
チ２０，２１は第２図の構成によつて実現され、
コンパレータ８，９の出力は、Ｄラツチ２０，２
１のデータ入力端子にそれぞれ印加されており、
キーパルスは各々のＤラツチのクロツク入力端子
に印加されており、キーパルスの入力毎にデータ
入力端子の論理値は入力され保持される。
Ｄラツチ２０，２１の出力は、それぞれLPF
２３，LPF２４に印加される。LPF２３，２４
は、受信CN比が小さくなり、復調出力に含まれ
る雑音が増大し、コンパレータ８，９の出力が正
規のデータから誤まつて出力された時のノイズ除
去用の積分回路の役割を果す。このためこの
LPFの時定数はAFC動作にふさわしく充分大き
くすることが望ましく、0.3〜１秒程度に選ぶべ
きである。キーパルスはMUSE方式の場合0.017
秒毎に入力されるので、この周期より10倍程度以
上大きく選べば充分な雑音除去能力が期待でき
る。このようにして得られた中間周波数の中心周
波数に対する周波数誤差検出器出力AFC１及び
AFC２は、第６図に示したような出力特性を有
するので、本実施例の周波数誤差検出器は、キー
ドAFC方式の周波数誤差検出器として用いるこ
とができる。
２３，LPF２４に印加される。LPF２３，２４
は、受信CN比が小さくなり、復調出力に含まれ
る雑音が増大し、コンパレータ８，９の出力が正
規のデータから誤まつて出力された時のノイズ除
去用の積分回路の役割を果す。このためこの
LPFの時定数はAFC動作にふさわしく充分大き
くすることが望ましく、0.3〜１秒程度に選ぶべ
きである。キーパルスはMUSE方式の場合0.017
秒毎に入力されるので、この周期より10倍程度以
上大きく選べば充分な雑音除去能力が期待でき
る。このようにして得られた中間周波数の中心周
波数に対する周波数誤差検出器出力AFC１及び
AFC２は、第６図に示したような出力特性を有
するので、本実施例の周波数誤差検出器は、キー
ドAFC方式の周波数誤差検出器として用いるこ
とができる。
発明の効果
以上のように、本発明によれば、中間周波数が
所定の周波数誤差が生じた時にFM復調出力に生
じる電圧と等しい基準電圧とFM復調出力とをそ
れぞれコンパレータに入力して電圧比較を行な
い、それらのコンパレータ出力をキーパルス毎に
ラツチに入力して保持させる構成により、中間周
波数の周波数誤差が所定以上かどうか、かつその
周波数ずれの方向を精度良く検出できるので、そ
の実用的効果は大なるものがある。
所定の周波数誤差が生じた時にFM復調出力に生
じる電圧と等しい基準電圧とFM復調出力とをそ
れぞれコンパレータに入力して電圧比較を行な
い、それらのコンパレータ出力をキーパルス毎に
ラツチに入力して保持させる構成により、中間周
波数の周波数誤差が所定以上かどうか、かつその
周波数ずれの方向を精度良く検出できるので、そ
の実用的効果は大なるものがある。
第１図は本発明の一実施例における周波数誤差
検出器のブロツクダイヤ図、第２図は同実施例に
おけるＤラツチのブロツク図、第３図は従来例に
おけるAFC回路のブロツク図、第４図はそのFM
復調器の周波数対復調出力電圧の特性図、第５図
は従来例における周波数誤差検出器のブロツク
図、第６図は従来例における周波数誤差検出器の
入出力特性図、第７図はそのキーパルスの特性
図、第８図はキードAFCに対応した従来例にお
ける周波数誤差検出器のブロツク図である。 ２２……高周波ノイズ除去用LPF、８，９…
…コンパレータ、２０，２１……Ｄラツチ、２
３，２４……誤検出ノイズ除去用LPF、１２，
１３……比較用基準電圧。
検出器のブロツクダイヤ図、第２図は同実施例に
おけるＤラツチのブロツク図、第３図は従来例に
おけるAFC回路のブロツク図、第４図はそのFM
復調器の周波数対復調出力電圧の特性図、第５図
は従来例における周波数誤差検出器のブロツク
図、第６図は従来例における周波数誤差検出器の
入出力特性図、第７図はそのキーパルスの特性
図、第８図はキードAFCに対応した従来例にお
ける周波数誤差検出器のブロツク図である。 ２２……高周波ノイズ除去用LPF、８，９…
…コンパレータ、２０，２１……Ｄラツチ、２
３，２４……誤検出ノイズ除去用LPF、１２，
１３……比較用基準電圧。
Claims (1)
- １ FM復調器の出力と第１の基準電圧とを入力
とする第１のコンパレータと、前記FM復調器の
出力と第２の基準電圧とを入力とする第２のコン
パレータと、キーパルスにより前記第１のコンパ
レータの出力を入力し、キーパルスのない期間は
出力論理値を保持する第１のラツチと、前記キー
パルスにより前記第２のコンパレータの出力を入
力し、キーパルスのない期間は出力論理値を保持
する第２のラツチとを備えた周波数誤差検出器。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63131854A JPH01300707A (ja) | 1988-05-30 | 1988-05-30 | 周波数誤差検出器 |
| US07/356,237 US4955074A (en) | 1988-05-30 | 1989-05-24 | AFC apparatus with selection between average value mode and keyed mode |
| DE89305378T DE68911384T2 (de) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | AFC-Gerät. |
| EP89305378A EP0344991B1 (en) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | AFC apparatus |
| AU35230/89A AU596768B2 (en) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | Afc apparatus |
| CA000600917A CA1322024C (en) | 1988-05-30 | 1989-05-29 | Afc apparatus |
| KR1019890007225A KR920008656B1 (ko) | 1988-05-30 | 1989-05-30 | Afc 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63131854A JPH01300707A (ja) | 1988-05-30 | 1988-05-30 | 周波数誤差検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01300707A JPH01300707A (ja) | 1989-12-05 |
| JPH0581085B2 true JPH0581085B2 (ja) | 1993-11-11 |
Family
ID=15067675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63131854A Granted JPH01300707A (ja) | 1988-05-30 | 1988-05-30 | 周波数誤差検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01300707A (ja) |
-
1988
- 1988-05-30 JP JP63131854A patent/JPH01300707A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01300707A (ja) | 1989-12-05 |
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