JPH0582154B2 - - Google Patents
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- JPH0582154B2 JPH0582154B2 JP60038057A JP3805785A JPH0582154B2 JP H0582154 B2 JPH0582154 B2 JP H0582154B2 JP 60038057 A JP60038057 A JP 60038057A JP 3805785 A JP3805785 A JP 3805785A JP H0582154 B2 JPH0582154 B2 JP H0582154B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は電圧形の３相電力変換装置の出力電流
がその電流指令値に追従するようにフイードバツ
ク制御する電流制御装置に関する。
がその電流指令値に追従するようにフイードバツ
ク制御する電流制御装置に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
電圧形の電力変換装置として代表的なものに正
弦波サイクロコンバータやトランジスタあるいは
ゲートターンオフサイリスタ（GTO）インバー
タがあげられ、負荷として交流電動機を駆動する
装置は広く知られている。
弦波サイクロコンバータやトランジスタあるいは
ゲートターンオフサイリスタ（GTO）インバー
タがあげられ、負荷として交流電動機を駆動する
装置は広く知られている。
交流電動機を電圧形電力変換装置で駆動する場
合に、速応性が要求されるものでは出力電流を検
出して電流のフイードバツク制御が行なわれる。
この電流制御は各相の電流指令値と各相の電流検
出値との偏差を比例＋積分要素等を介して増幅
し、その増幅された信号を各相の出力電圧指令値
として電力変換装置を制御することによつて達成
される。このことは古くから行なわれており、周
知のことではあるが、一例として特開昭56−
117577号公報に記されてるトランジスタインバー
タによる電流制御装置を第２図に示し、簡単に説
明する。
合に、速応性が要求されるものでは出力電流を検
出して電流のフイードバツク制御が行なわれる。
この電流制御は各相の電流指令値と各相の電流検
出値との偏差を比例＋積分要素等を介して増幅
し、その増幅された信号を各相の出力電圧指令値
として電力変換装置を制御することによつて達成
される。このことは古くから行なわれており、周
知のことではあるが、一例として特開昭56−
117577号公報に記されてるトランジスタインバー
タによる電流制御装置を第２図に示し、簡単に説
明する。
第２図において、１は直流電流、２はインバー
タ、３は交流電動機、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは電流検
出器、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは減算器、６Ｕ，６Ｖ，
６Ｗは増幅器、７は三角波発生器、８Ｕ，８Ｖ，
８Ｗは比較器、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗはベース駆動回
路である。
タ、３は交流電動機、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは電流検
出器、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは減算器、６Ｕ，６Ｖ，
６Ｗは増幅器、７は三角波発生器、８Ｕ，８Ｖ，
８Ｗは比較器、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗはベース駆動回
路である。
直流電流１からPWM（パルス幅変調）制御さ
れるインバータ２を介して可変周波数・可変電圧
の３相交流電力が交流電動機３に供給される。こ
の交流電動機３に供給される各相の電流iU，iV，
iWは電流検出器に４Ｕ，４Ｖ，４Ｗで検出され、
それぞれ各相の電流指令値にiU *，iV *，iW *に対す
る偏差が減算器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで演算される。
減算器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの偏差出力は増幅器６
Ｕ，６Ｖ，６Ｗで増幅され、インバータ２の出力
相電圧に対する電圧指令値υU *，υV *，υW *を出力
する。三角波発生器７の出力電圧υTと前記電圧指
令値υU *，υV *，υW *はそれぞれ比較器８Ｕ，８
Ｖ，８Ｗによつて比較され、PWM信号を出力
し、ベース駆動回路９Ｕ，９Ｖ，９Ｗによりイン
バータ２のトランジスタを駆動して交流電動機３
に３相電圧υU，υV，υWを印加する。
れるインバータ２を介して可変周波数・可変電圧
の３相交流電力が交流電動機３に供給される。こ
の交流電動機３に供給される各相の電流iU，iV，
iWは電流検出器に４Ｕ，４Ｖ，４Ｗで検出され、
それぞれ各相の電流指令値にiU *，iV *，iW *に対す
る偏差が減算器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗで演算される。
減算器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの偏差出力は増幅器６
Ｕ，６Ｖ，６Ｗで増幅され、インバータ２の出力
相電圧に対する電圧指令値υU *，υV *，υW *を出力
する。三角波発生器７の出力電圧υTと前記電圧指
令値υU *，υV *，υW *はそれぞれ比較器８Ｕ，８
Ｖ，８Ｗによつて比較され、PWM信号を出力
し、ベース駆動回路９Ｕ，９Ｖ，９Ｗによりイン
バータ２のトランジスタを駆動して交流電動機３
に３相電圧υU，υV，υWを印加する。
この構成によつて、交流電動機２の端子電圧
υU，υV，υWは変調リツプルを含むものの平均的
には増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力である電圧指令値に
比例した大きさとなる。この電圧指令値υU *，υV
＊，υW *は減算器５Ｕ〜５Ｗおよび増幅器６Ｕ〜
６Ｗの動作により、各相の電流指令値と検出値と
の偏差を増幅した信号であるので、各相の電流
iU，iV，iWはその指令値とiU *，iV *，iW *に追従す
るように制御される。
υU，υV，υWは変調リツプルを含むものの平均的
には増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力である電圧指令値に
比例した大きさとなる。この電圧指令値υU *，υV
＊，υW *は減算器５Ｕ〜５Ｗおよび増幅器６Ｕ〜
６Ｗの動作により、各相の電流指令値と検出値と
の偏差を増幅した信号であるので、各相の電流
iU，iV，iWはその指令値とiU *，iV *，iW *に追従す
るように制御される。
このように構成された従来の電流制御装置で、
電流検出器４Ｕ〜４Ｗ、減算器５Ｕ〜５Ｗあるい
は増幅器６Ｕ〜６Ｗ等の制御回路の構成要素が理
想的であり、温度ドリフト等のオフセツト要因を
持たなければ、増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力である３
相の電圧指令値にυU *，υV *，υW *は正負間で対称
かつ３相間で平衡した波形となる。
電流検出器４Ｕ〜４Ｗ、減算器５Ｕ〜５Ｗあるい
は増幅器６Ｕ〜６Ｗ等の制御回路の構成要素が理
想的であり、温度ドリフト等のオフセツト要因を
持たなければ、増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力である３
相の電圧指令値にυU *，υV *，υW *は正負間で対称
かつ３相間で平衡した波形となる。
しかし実際には前述のオフセツト要因をOKす
ることは殆んど不可能であり、何らかのオフセツ
ト要因は存在するものと考える方が現実的であ
る。
ることは殆んど不可能であり、何らかのオフセツ
ト要因は存在するものと考える方が現実的であ
る。
このようなオフセツト要因があつた場合の従来
装置の問題点を述べる前に、交流電動機３の電圧
と電流の関係について考えてみる。
装置の問題点を述べる前に、交流電動機３の電圧
と電流の関係について考えてみる。
第３図は交流電動機３の電機子モデルであり、
Ｕ，Ｖ，Ｗは３相の巻線端子、Ｎは３相巻線の中
性点であり、υU，υV，υWは３相巻線端子Ｕ，Ｖ，
Ｗの電位、υNは中性点Ｎの電位である。
Ｕ，Ｖ，Ｗは３相の巻線端子、Ｎは３相巻線の中
性点であり、υU，υV，υWは３相巻線端子Ｕ，Ｖ，
Ｗの電位、υNは中性点Ｎの電位である。
各相巻線のインピーダンスをＺとすると、各相
の電流iU，iV，iWは次式で与えられる。
の電流iU，iV，iWは次式で与えられる。
iU＝υU−υN／Ｚ，iV＝υV−υN／Ｚ，iW＝υW−υN
／Ｚ…(1)式 ３相の電流iU，iV，iWの加算値は０であるから、
(1)式の３相分の式を加算することによつて、中性
点電位υNと各相端子電位υU，υV，υWとの関係が
次式のように求められる。
／Ｚ…(1)式 ３相の電流iU，iV，iWの加算値は０であるから、
(1)式の３相分の式を加算することによつて、中性
点電位υNと各相端子電位υU，υV，υWとの関係が
次式のように求められる。
υN＝υU＋υV＋υW／３ …(2)式
(2)式を(1)式のυNに代入することによつて、各相
電流は次のように書くことができる。
電流は次のように書くことができる。
iU＝υU−υV＋υU−υW／3Z＝υUV−υWU／3Z
iV＝υV−υW＋υV−υU／3Z＝υVW−υUV／3Z
iW＝υW−υU＋υW−υV／3Z＝υWU−υVW／3Z …(3)式
(3)式においてυUVはＵ相端子電位υUとＶ相端子
電位υVとの電位差、すなわちＵ−Ｖ間の線間電圧
である。同様にυVW，υWUはそれぞれＶ−Ｗ間お
よびＷ−Ｕ間の線間電圧である。
電位υVとの電位差、すなわちＵ−Ｖ間の線間電圧
である。同様にυVW，υWUはそれぞれＶ−Ｗ間お
よびＷ−Ｕ間の線間電圧である。
(3)式は交流電動機３の各相電流が各巻線間の線
間電圧によつて定まることを示している。すなわ
ち、各相電流の大きさは各巻線端子間の電位差に
よつて決まり、各巻線端子の電位υU，υV，υWお
よび中性点電位υNは電流の大きさを決める要因と
はならないことを意味している。
間電圧によつて定まることを示している。すなわ
ち、各相電流の大きさは各巻線端子間の電位差に
よつて決まり、各巻線端子の電位υU，υV，υWお
よび中性点電位υNは電流の大きさを決める要因と
はならないことを意味している。
さて、第２図の従来装置において、電流検出器
４ＵのオフセツトのためにＵ相の検出電流iUに負
の直流成分が重畳された場合を例として、従来の
電流制御における問題点を説明しよう。
４ＵのオフセツトのためにＵ相の検出電流iUに負
の直流成分が重畳された場合を例として、従来の
電流制御における問題点を説明しよう。
Ｕ相電流iUの負の直流成分は増幅器６Ｕで増幅
され、電圧指令値υU *を正側に推移させる。Ｕ相
の電圧指令値υU *が正側に推移すると、前述のよ
うに各相電流が線間電圧によつて定まるため、電
流制御の結果として他の相の電圧指令値υV *，υW
＊も正側に推移する。従つて、増幅器６Ｕ〜６Ｗ
の出力υU *，υV *，υW *は全て正側に推移した状
態、すなわち、交流電動機３の中性点電流υNが正
側に推移した状態で電流制御が行なれる。
され、電圧指令値υU *を正側に推移させる。Ｕ相
の電圧指令値υU *が正側に推移すると、前述のよ
うに各相電流が線間電圧によつて定まるため、電
流制御の結果として他の相の電圧指令値υV *，υW
＊も正側に推移する。従つて、増幅器６Ｕ〜６Ｗ
の出力υU *，υV *，υW *は全て正側に推移した状
態、すなわち、交流電動機３の中性点電流υNが正
側に推移した状態で電流制御が行なれる。
通常、増幅器６Ｕ〜６Ｗは積分要素を持つの
で、極く小さなオフセツト要因であつても積分さ
れ、増幅器出力はいずれかの極性に推移する。そ
して、一相分だけでも推移すると他の相も同極性
側に推移する。
で、極く小さなオフセツト要因であつても積分さ
れ、増幅器出力はいずれかの極性に推移する。そ
して、一相分だけでも推移すると他の相も同極性
側に推移する。
このような電位の推移現象が起きても、前述の
ように電動機相電流iU，iV，iWは中性点電位に存
在しないので、電流制御は行なわれる。
ように電動機相電流iU，iV，iWは中性点電位に存
在しないので、電流制御は行なわれる。
しかしながら、中性点電位が容易に推移するこ
とは次のような欠点を持つている。
とは次のような欠点を持つている。
中性点電位が推移した電圧指令値と三角波と
を比較してPWM制御すると、一周期360°内で
のPWM波形の180°毎の対称性は無くなる。こ
の結果、電流波形に含まれるPWMによるリツ
プル成分も正負非対称となり、騒音が大きくな
る。
を比較してPWM制御すると、一周期360°内で
のPWM波形の180°毎の対称性は無くなる。こ
の結果、電流波形に含まれるPWMによるリツ
プル成分も正負非対称となり、騒音が大きくな
る。
中性点電流を定める制御要素がないので、フ
イードバツク電流のリツプル成分等の小さな外
乱要因によつても中性点電位は容易に変動し、
外乱の影響を受け易い。
イードバツク電流のリツプル成分等の小さな外
乱要因によつても中性点電位は容易に変動し、
外乱の影響を受け易い。
低電圧出力時であつても中性点電位の推移量
によつては、増幅器出力はリミツト値領域で動
作する。一相の電圧指令値がこのリミツト値に
かかり始めるとき、およびリミツト値領域から
抜出すときに、その相の電位変化率が急変する
ため、他の相の電流制御に対する外乱となり、
電流波形が乱される。
によつては、増幅器出力はリミツト値領域で動
作する。一相の電圧指令値がこのリミツト値に
かかり始めるとき、およびリミツト値領域から
抜出すときに、その相の電位変化率が急変する
ため、他の相の電流制御に対する外乱となり、
電流波形が乱される。
以上説明した第２図の従来装置の欠点は交流電
動機３の中性点電位υNを定める要素がない制御構
成となつているために起こるものである。
動機３の中性点電位υNを定める要素がない制御構
成となつているために起こるものである。
従つて、中性点電位υNを０、言い変えれば３相
の電流指令値υU *，υV *，υW *の和を０にするよう
に構成することによつて解決できるものである。
その解決策の１つとして第４図の構成が考えられ
る。
の電流指令値υU *，υV *，υW *の和を０にするよう
に構成することによつて解決できるものである。
その解決策の１つとして第４図の構成が考えられ
る。
第４図において第２図と同一符合を有するもの
は同一機能を有するものである。
は同一機能を有するものである。
第４図の構成では、電流制御はＵ相とＶ相の２
相分だけ行ない、Ｗ相の電圧指令値υW *は反転加
算器１０によつて他の２相の電圧指令値υU *，υV *
を極性反転し加算、すなわち次式の演算で求めて
いる。
相分だけ行ない、Ｗ相の電圧指令値υW *は反転加
算器１０によつて他の２相の電圧指令値υU *，υV *
を極性反転し加算、すなわち次式の演算で求めて
いる。
υW *＝−υU *−υV * …(4)式
従つて３相の電圧指令値の和は必らず０になる
ので、交流電動機３の中性点電位υNも常に０にな
り、第２図のような欠点を生じない。
ので、交流電動機３の中性点電位υNも常に０にな
り、第２図のような欠点を生じない。
また、３相の電流の和は０であるから、３相の
うちの２相の電流を制御することにより、結果的
には３相電流が制御される。
うちの２相の電流を制御することにより、結果的
には３相電流が制御される。
しかし、この構成の装置には別の欠点がある。
その欠点を次に説明する。
その欠点を次に説明する。
通常、運転周波数が高くなると交流電動機３の
誘導電圧が高くなり、電流を供給するインバータ
２も大振幅の電圧を出力することが要求される。
最大電圧出力時でも増幅器６Ｕ，６Ｖの出力であ
る電圧指令値を正負のリミツト値内で動作させる
ことは直流電源１の電圧値を高くして、余裕を持
たせることによつて可能である。
誘導電圧が高くなり、電流を供給するインバータ
２も大振幅の電圧を出力することが要求される。
最大電圧出力時でも増幅器６Ｕ，６Ｖの出力であ
る電圧指令値を正負のリミツト値内で動作させる
ことは直流電源１の電圧値を高くして、余裕を持
たせることによつて可能である。
しかし、直流電源１の電圧を高くすることは次
のような悪影響を招く。
のような悪影響を招く。
PWM制御による電流のリツプル成分を大き
くし、そのために騒音も大きくなる。
くし、そのために騒音も大きくなる。
インバータ素子に高耐圧のものを必要とす
る。
る。
直流電源の容量が大きくなる。
これらのために、最高電圧出力近辺の運転領域
では電圧指令値をリミツト値で制限しながら動作
させ、直流電源１の電圧値は必要最小限に低くす
るのが一般的である。
では電圧指令値をリミツト値で制限しながら動作
させ、直流電源１の電圧値は必要最小限に低くす
るのが一般的である。
第５図は第４図の構成で電圧がリミツト値領域
で運転したときの３相電圧指令値υU *，υV *，υW *
を示すものであり、(a)は増幅器６Ｕの出力である
Ｕ相電圧指令値υU *、(b)は増幅器６Ｖの出力であ
るＶ相電圧指令値υV *、(c)は反転加算器１０の出
力であるＷ相電圧指令値υW *である。各波形で点
線は正負のリミツト電圧値を表わす。
で運転したときの３相電圧指令値υU *，υV *，υW *
を示すものであり、(a)は増幅器６Ｕの出力である
Ｕ相電圧指令値υU *、(b)は増幅器６Ｖの出力であ
るＶ相電圧指令値υV *、(c)は反転加算器１０の出
力であるＷ相電圧指令値υW *である。各波形で点
線は正負のリミツト電圧値を表わす。
この図から明らかであるように、Ｗ相の電圧指
令値υW *は他の２相の指令値υU *，υV *とは異なる
波形となり、交流電動機３には３相間で不平衡の
波形の電圧が印加される。この結果、交流電動機
３に供給される相電流も３相間で不平衡となり、
トルクリツプルおよび騒音の発生要因となる。
令値υW *は他の２相の指令値υU *，υV *とは異なる
波形となり、交流電動機３には３相間で不平衡の
波形の電圧が印加される。この結果、交流電動機
３に供給される相電流も３相間で不平衡となり、
トルクリツプルおよび騒音の発生要因となる。
以上のように第４図の構成では電圧がリミツト
値領域で動作すると、電圧波形が３相間で不平衡
になることが欠点である。
値領域で動作すると、電圧波形が３相間で不平衡
になることが欠点である。
［発明の目的］
本発明は以上説明したような従来装置の欠点に
鑑みなされたものであり、３相電流制御でありな
がら、負荷の中性点電位を０に固定することので
きる電流制御装置を提供することを目的としてい
る。
鑑みなされたものであり、３相電流制御でありな
がら、負荷の中性点電位を０に固定することので
きる電流制御装置を提供することを目的としてい
る。
［発明の概要］
上記目的を達成するために本発明では各相の電
流制御出力を３相分加算し、その加算値を1/3し
た信号を各相の電流制御出力に減算し、３相の電
圧指令値とする。その結果、３相の電圧指令値の
和は０になり、負荷の中性点電位も常に０にな
る。
流制御出力を３相分加算し、その加算値を1/3し
た信号を各相の電流制御出力に減算し、３相の電
圧指令値とする。その結果、３相の電圧指令値の
和は０になり、負荷の中性点電位も常に０にな
る。
［発明の実施例］
以下に図面を参照しながら本発明のより詳細な
説明をする。
説明をする。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図であり、第２図と同一符号を有するものは同
一機能を有するものであるから説明を省略する。
ク図であり、第２図と同一符号を有するものは同
一機能を有するものであるから説明を省略する。
第１図では第２図の従来装置の構成に比べて、
加算器１１、係数器１２、および減算器１３Ｕ，
１３Ｖ，１３Ｗが追加されている。
加算器１１、係数器１２、および減算器１３Ｕ，
１３Ｖ，１３Ｗが追加されている。
増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力υU′，υV′，υW′は加算
器１１で加算され、その加算された電圧信号υ0は
係数器１２で1/3倍される。係数器１２の出力信
号は各相の電流制御の増幅器の出力からそれぞれ
減算器１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗによつて減算さ
れ、各相の電圧指令値υU *，υV *，υW *となる。
器１１で加算され、その加算された電圧信号υ0は
係数器１２で1/3倍される。係数器１２の出力信
号は各相の電流制御の増幅器の出力からそれぞれ
減算器１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗによつて減算さ
れ、各相の電圧指令値υU *，υV *，υW *となる。
３相の電流制御の増幅器の出力υU′，υV′，
υW′がそれぞれ正負対称であり、３相間で平衡し
ている場合には加算器１１の出力υ0は０である。
係数器１２の出力も０となり、減算器１３Ｕ〜１
３Ｗの負側入力は０である。従つて、このような
場合は第２図の従来装置と変らない電流制御が行
なわれる。
υW′がそれぞれ正負対称であり、３相間で平衡し
ている場合には加算器１１の出力υ0は０である。
係数器１２の出力も０となり、減算器１３Ｕ〜１
３Ｗの負側入力は０である。従つて、このような
場合は第２図の従来装置と変らない電流制御が行
なわれる。
次にＵ相の検出電流iUに負の直流成分が含まれ
る場合についての動作を説明する。
る場合についての動作を説明する。
Ｕ相検出電流iUに負の直流成分が含まれること
によつて、増幅器６Ｕの増幅作用により、Ｕ相の
電流制御の増幅器６Ｕの出力υU′は正側にΔυUだ
け推移しようとする。各相の電流制御の増幅器の
出力υU′，υV′，υW′は、それぞれの平衡成分を
υU0′，υV0′，υW0′とすれば、υU0′＋ΔυV，υV
0′，
υW0′となる。したがつて３相の電流制御の増幅器
の出力の和である加算器１１の出力υ0は(5)式とな
る。
によつて、増幅器６Ｕの増幅作用により、Ｕ相の
電流制御の増幅器６Ｕの出力υU′は正側にΔυUだ
け推移しようとする。各相の電流制御の増幅器の
出力υU′，υV′，υW′は、それぞれの平衡成分を
υU0′，υV0′，υW0′とすれば、υU0′＋ΔυV，υV
0′，
υW0′となる。したがつて３相の電流制御の増幅器
の出力の和である加算器１１の出力υ0は(5)式とな
る。
υ0＝υU0′＋υV0′＋υW0′＋ΔυU＝ΔU…(5)
なぜなら平衡成分の和（υU0′＋υV0′＋υW0′）は
０である。各相の電圧指令値υU *，υV *，υW *は、
各相の電流制御の増幅器の出力υU′，υV′，υW′か
ら加算器１１の出力υ0（＝ΔυU）を係数器１２で
１／３培した信号が減算器１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗ
によつて減算されて用いられる。電圧指令値υU *，
υV *，υW *はそれぞれ(6)，(7)、(8)式となる。
０である。各相の電圧指令値υU *，υV *，υW *は、
各相の電流制御の増幅器の出力υU′，υV′，υW′か
ら加算器１１の出力υ0（＝ΔυU）を係数器１２で
１／３培した信号が減算器１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗ
によつて減算されて用いられる。電圧指令値υU *，
υV *，υW *はそれぞれ(6)，(7)、(8)式となる。
υU *＝υU0′＋ΔυU−１／3ΔυU
＝υU0′＋２／3ΔυU …(6)式
υV *＝υV0′−１／3ΔυU …(7)式
υW *＝υV0′−１／3ΔυU …(8)式
したがつて３相の電圧指令値の和は(9)式に示す
ように常に０となる。
ように常に０となる。
υU *＋υV *＋υW *＝υU0′＋υV0′＋υW0′＝０…(9)
式 すなわち、本発明の第１図の構成では、外部か
らのオフセツト要因がある場合でも３相の電圧指
令値υU *，υV *，υW *の和は常に０になるように動
作する。従つて、負荷である交流電動機３の中性
点電位υNも常に０になるように制御される。
式 すなわち、本発明の第１図の構成では、外部か
らのオフセツト要因がある場合でも３相の電圧指
令値υU *，υV *，υW *の和は常に０になるように動
作する。従つて、負荷である交流電動機３の中性
点電位υNも常に０になるように制御される。
この結果、第２図の従来装置の場合のように中
性点電位が定まらないことによる次点は生じな
い。
性点電位が定まらないことによる次点は生じな
い。
また、制御回路は３相間で全く同じ構成となつ
ているので、電圧がリミツト値領域で動作してい
るときでもリミツトされた電圧波形は３相とも同
じ波形になり、第４図の構成による２相電流制御
のような電流不平衡およびトルクリツプルを引起
こすこともない。
ているので、電圧がリミツト値領域で動作してい
るときでもリミツトされた電圧波形は３相とも同
じ波形になり、第４図の構成による２相電流制御
のような電流不平衡およびトルクリツプルを引起
こすこともない。
第１図では３相分の電流を検出するために３個
の電流検出器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗを用いているが、
３相の電流の和が０であるという関係を用いて、
２相の電流だけを検出して残りの１相の電流は検
出した２相電流から演算して求めた信号を用いる
こともできる。
の電流検出器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗを用いているが、
３相の電流の和が０であるという関係を用いて、
２相の電流だけを検出して残りの１相の電流は検
出した２相電流から演算して求めた信号を用いる
こともできる。
以上本発明を電力変換装置としてPWM制御さ
れるトランジスタインバータに適用する場合を例
として説明したが、電力変換装置がGTOインバ
ータであつても同様に適用することができる。
れるトランジスタインバータに適用する場合を例
として説明したが、電力変換装置がGTOインバ
ータであつても同様に適用することができる。
また、正弦波サイクロコンバータの場合には第
１図の三角波発生器７、比較器８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ
およびベース駆動回路９Ｕ，９Ｖ，９ＷのPWM
制御部が位相制御回路に置換えられるが、その電
流制御は第１図と同様の構成で適用することがで
きる。すなわち、電圧形の３相電力変換装置で出
力電流をフイードバツク制御するものには本発明
を適用可能である。
１図の三角波発生器７、比較器８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ
およびベース駆動回路９Ｕ，９Ｖ，９ＷのPWM
制御部が位相制御回路に置換えられるが、その電
流制御は第１図と同様の構成で適用することがで
きる。すなわち、電圧形の３相電力変換装置で出
力電流をフイードバツク制御するものには本発明
を適用可能である。
［発明の効果］
このように本発明では３相の電圧指令値の和が
０になるように制御されるので、回路のオフセツ
ト要因や外乱要素に対しても安定な電流制御を実
現することができ、出力電圧がリミツトされる領
域でも３相平衡を維持した運転が可能であり、性
能および経済性に優れた装置を提供することがで
きるものである。
０になるように制御されるので、回路のオフセツ
ト要因や外乱要素に対しても安定な電流制御を実
現することができ、出力電圧がリミツトされる領
域でも３相平衡を維持した運転が可能であり、性
能および経済性に優れた装置を提供することがで
きるものである。
第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路ブ
ロツク図、第２図は従来装置の構成例を示すブロ
ツク図、第３図は交流電動機の電機子モデル図、
第４図は第３図の従来装置の欠点を解決するため
の一方法を示した回路構成図、第５図は第４図の
装置の欠点を説明するための電圧波形図である。 １……直流電源、２……インバータ、３……交
流電動機、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ……電流検出器、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ……減算器、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ…
…電流制御増幅器、７……三角波発生器、８Ｕ，
８Ｖ，８Ｗ……比較器、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ……ベ
ース駆動回路、１１……加算器、１２……係数
器、１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗ……減算器。
ロツク図、第２図は従来装置の構成例を示すブロ
ツク図、第３図は交流電動機の電機子モデル図、
第４図は第３図の従来装置の欠点を解決するため
の一方法を示した回路構成図、第５図は第４図の
装置の欠点を説明するための電圧波形図である。 １……直流電源、２……インバータ、３……交
流電動機、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ……電流検出器、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ……減算器、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ…
…電流制御増幅器、７……三角波発生器、８Ｕ，
８Ｖ，８Ｗ……比較器、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ……ベ
ース駆動回路、１１……加算器、１２……係数
器、１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗ……減算器。
Claims (1)
- １ 電圧指令値に追従した交流電圧を出力する電
圧形の３相電力変換装置の各相の出力電流を検出
し、その検出電流の電流指令値に対する各相毎の
偏差を増幅する制御増幅器を各相毎に有し、その
制御増幅器の出力から前記電力変換装置の各相の
電圧指令値を求めることによつてフイードバツク
ループを形成する電力変換装置の電流制御装置に
おいて、前記各相の制御増幅器の出力を加算する
加算器と、前記加算器の出力を係数倍する係数器
と、前記係数器の出力を前記各相の制御増幅器の
出力から減算する減算器とを有し、前記電力変換
装置の各相の電圧指令値を前記減算器の出力とし
たことを特徴とする電力変換装置の電流制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60038057A JPS61199470A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | 電力変換装置の電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60038057A JPS61199470A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | 電力変換装置の電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61199470A JPS61199470A (ja) | 1986-09-03 |
| JPH0582154B2 true JPH0582154B2 (ja) | 1993-11-17 |
Family
ID=12514878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60038057A Granted JPS61199470A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | 電力変換装置の電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61199470A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2783555B2 (ja) * | 1988-09-26 | 1998-08-06 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP3480843B2 (ja) | 2001-09-04 | 2003-12-22 | 三菱電機株式会社 | 電動パワーステアリング制御装置及び制御方法 |
| JP3559260B2 (ja) | 2001-09-04 | 2004-08-25 | 三菱電機株式会社 | 電動パワーステアリング制御装置及び制御方法 |
| JP4816257B2 (ja) * | 2006-05-31 | 2011-11-16 | 日本精工株式会社 | モータ制御装置 |
| JP5034633B2 (ja) * | 2006-10-17 | 2012-09-26 | 日本精工株式会社 | モータ駆動制御装置、モータ駆動制御方法及びモータ駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置 |
-
1985
- 1985-02-27 JP JP60038057A patent/JPS61199470A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61199470A (ja) | 1986-09-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |