JPH0583939A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH0583939A JPH0583939A JP3262987A JP26298791A JPH0583939A JP H0583939 A JPH0583939 A JP H0583939A JP 3262987 A JP3262987 A JP 3262987A JP 26298791 A JP26298791 A JP 26298791A JP H0583939 A JPH0583939 A JP H0583939A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明の目的はトランスの発熱を少なくし、
整流平滑回路の電圧の波形に生ずるリンギングの波高値
を小さくした高電圧、大電力の出力の得られるフオワー
ド式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。 【構成】 本発明のフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、複数のスイッチングトランスＴ2 、Ｔ3 を有し、そ
の１次巻線Ｌ21、Ｌ31を並列接続し、並列接続した１次
巻線Ｌ21、Ｌ31をスイッチングトランジスタＱ1 、直流
源Ｅ1 と直列接続する。さらに、２次巻線に接続する整
流平滑回路の出力を直列に得るものである。 【効果】 リーケイジインダクタンスが小さくなること
により、整流平滑回路の電圧波形のリンギング部分の波
高値が小さくなり、トランスやフライホイールダイオー
ドの破損が少なくなる。また、漏れ磁束によるトランス
の発熱も少なくなり、高電圧、大電力の出力の得られる
フオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータの実用化に寄与でき
る。
整流平滑回路の電圧の波形に生ずるリンギングの波高値
を小さくした高電圧、大電力の出力の得られるフオワー
ド式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。 【構成】 本発明のフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、複数のスイッチングトランスＴ2 、Ｔ3 を有し、そ
の１次巻線Ｌ21、Ｌ31を並列接続し、並列接続した１次
巻線Ｌ21、Ｌ31をスイッチングトランジスタＱ1 、直流
源Ｅ1 と直列接続する。さらに、２次巻線に接続する整
流平滑回路の出力を直列に得るものである。 【効果】 リーケイジインダクタンスが小さくなること
により、整流平滑回路の電圧波形のリンギング部分の波
高値が小さくなり、トランスやフライホイールダイオー
ドの破損が少なくなる。また、漏れ磁束によるトランス
の発熱も少なくなり、高電圧、大電力の出力の得られる
フオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータの実用化に寄与でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高い出力電圧と大きな
出力電力を得る場合に適したＤＣ−ＤＣコンバータの構
成に関する。
出力電力を得る場合に適したＤＣ−ＤＣコンバータの構
成に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、高電圧、大電力により点灯するラ
ンプの用途が広がるに伴って、そのようなランプを安定
に点灯するためのＤＣ−ＤＣコンバータの開発が急がれ
ている。入力電圧よりも高い出力電圧を得ようとする場
合、従来のフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ス
イッチングトランスの１次巻線に対する２次巻線の巻数
比が高くなる。また、高い電圧の得られる２次巻線は、
耐電圧の見地から狭い位置にまとめて巻くことができな
い。
ンプの用途が広がるに伴って、そのようなランプを安定
に点灯するためのＤＣ−ＤＣコンバータの開発が急がれ
ている。入力電圧よりも高い出力電圧を得ようとする場
合、従来のフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ス
イッチングトランスの１次巻線に対する２次巻線の巻数
比が高くなる。また、高い電圧の得られる２次巻線は、
耐電圧の見地から狭い位置にまとめて巻くことができな
い。
【０００３】従って、２次巻線はコアの広い範囲に分散
して巻かれるので、２次巻線と１次巻線の磁気結合が弱
くなり、漏れ磁束によるトランスの発熱と、同じ漏れ磁
束で発生するリーケイジインダクタンスによる技術問題
がある。後の技術問題について、従来のフオワード式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図を示す図３を参照しながら
説明する。
して巻かれるので、２次巻線と１次巻線の磁気結合が弱
くなり、漏れ磁束によるトランスの発熱と、同じ漏れ磁
束で発生するリーケイジインダクタンスによる技術問題
がある。後の技術問題について、従来のフオワード式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図を示す図３を参照しながら
説明する。
【０００４】図３では、トランスＴ1 の１次巻線Ｌ1 、
スイッチングトランジスタＱ1 、直流源Ｅ1 が直列接続
し、２次巻線Ｌ2 には整流ダイオードＤ1 、フライホイ
ールダイオードＤ2 、チョークコイルＬ3 、平滑コンデ
ンサＣ1 からなる整流平滑回路が接続している。このよ
うなＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次巻線Ｌ1 の巻
数を２０ターン、２次巻線Ｌ2 の巻数を２００ターン、
直流源Ｅ1 の電圧を２８０Ｖとして出力端子１、２間に
１４００Ｖの出力電圧を得る場合を例にとり説明する。
スイッチングトランジスタＱ1 、直流源Ｅ1 が直列接続
し、２次巻線Ｌ2 には整流ダイオードＤ1 、フライホイ
ールダイオードＤ2 、チョークコイルＬ3 、平滑コンデ
ンサＣ1 からなる整流平滑回路が接続している。このよ
うなＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次巻線Ｌ1 の巻
数を２０ターン、２次巻線Ｌ2 の巻数を２００ターン、
直流源Ｅ1 の電圧を２８０Ｖとして出力端子１、２間に
１４００Ｖの出力電圧を得る場合を例にとり説明する。
【０００５】この１４００Ｖの出力電圧は、制御回路に
よりトランジスタＱ1 のデュテイー比を制御して（１）
式によって得られる。 １４００＝２８０・（２００／２０）・ＴON／（ＴON＋ＴOFF ） （１） （１）式において、ＴONはトランジスタＱ1 のオン時
間、ＴOFF はオフ時間である。図５は整流平滑回路のダ
イオードＤ2 とコイルＬ3 の接続点Ａ１における電圧波
形図であるが、トランジスタＱ1 がターンオンする瞬間
の波形、つまり波形図の立ち上がり部分は大きなリンギ
ングを伴っている。
よりトランジスタＱ1 のデュテイー比を制御して（１）
式によって得られる。 １４００＝２８０・（２００／２０）・ＴON／（ＴON＋ＴOFF ） （１） （１）式において、ＴONはトランジスタＱ1 のオン時
間、ＴOFF はオフ時間である。図５は整流平滑回路のダ
イオードＤ2 とコイルＬ3 の接続点Ａ１における電圧波
形図であるが、トランジスタＱ1 がターンオンする瞬間
の波形、つまり波形図の立ち上がり部分は大きなリンギ
ングを伴っている。
【０００６】そして、リンギング部分の最も高い波高値
ＶR は２０００Ｖに達する場合もあるので、ダイオード
Ｄ2 やトランスＴ1 が耐圧の限界を越えて破損事故を生
じやすい。なお、図５ではデュテイー比が５０％の場合
を示している。このような技術問題と、漏れ磁束による
トランスの発熱によって、高電圧と大電力の出力をフオ
ワード式のＤＣ−ＤＣコンバータで得ることは難しかっ
た。
ＶR は２０００Ｖに達する場合もあるので、ダイオード
Ｄ2 やトランスＴ1 が耐圧の限界を越えて破損事故を生
じやすい。なお、図５ではデュテイー比が５０％の場合
を示している。このような技術問題と、漏れ磁束による
トランスの発熱によって、高電圧と大電力の出力をフオ
ワード式のＤＣ−ＤＣコンバータで得ることは難しかっ
た。
【０００７】入力電圧より高い出力電圧を得る場合、フ
ライバック式のＤＣ−ＤＣコンバータが多く用いられる
が、出力はコアの体積により限定されるので、大きな出
力を得るためにコアにギャップを設けて等価的にコアの
体積を上げる手法が用いられる。しかしこの手法は、ギ
ャップからの漏れ磁束が多くなるから巻線の発熱も多く
なり、やはり高電圧と大出力を得るＤＣ−ＤＣコンバー
タをフライバック式で構成することはできなかった。
ライバック式のＤＣ−ＤＣコンバータが多く用いられる
が、出力はコアの体積により限定されるので、大きな出
力を得るためにコアにギャップを設けて等価的にコアの
体積を上げる手法が用いられる。しかしこの手法は、ギ
ャップからの漏れ磁束が多くなるから巻線の発熱も多く
なり、やはり高電圧と大出力を得るＤＣ−ＤＣコンバー
タをフライバック式で構成することはできなかった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、トラ
ンスの発熱を少なくし、リンギングの波高値を小さくし
た高い電圧、大電力の出力の得られるフオワード式ＤＣ
−ＤＣコンバータを得ることにある。
ンスの発熱を少なくし、リンギングの波高値を小さくし
た高い電圧、大電力の出力の得られるフオワード式ＤＣ
−ＤＣコンバータを得ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】発明者は従来のフオワー
ド式ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図３の等価回路図であ
る図４において、ダイオードＤ2 に寄生する浮遊容量Ｃ
F の容量値をＣF 、トランスＴ1 に寄生するリーケイジ
インダクタンスＬ4 のインダクタンス値をＬ4 とした
時、リンギングの波高値ＶR は（Ｌ4 ／ＣF ）1/2 の値
に比例することに着目した。また、１次巻線に対する２
次巻線の巻数比を低くして２次巻線の発生電圧を下げる
ことにより、１次巻線と良い結合状態で２次巻線を巻け
ることに着目して本発明を成すに到った。
ド式ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図３の等価回路図であ
る図４において、ダイオードＤ2 に寄生する浮遊容量Ｃ
F の容量値をＣF 、トランスＴ1 に寄生するリーケイジ
インダクタンスＬ4 のインダクタンス値をＬ4 とした
時、リンギングの波高値ＶR は（Ｌ4 ／ＣF ）1/2 の値
に比例することに着目した。また、１次巻線に対する２
次巻線の巻数比を低くして２次巻線の発生電圧を下げる
ことにより、１次巻線と良い結合状態で２次巻線を巻け
ることに着目して本発明を成すに到った。
【００１０】本発明は、複数のスイッチングトランスの
１次巻線を並列接続し、並列接続した１次巻線、スイッ
チングトランジスタ、直流源によりトランスを駆動する
直列回路を形成してあり、トランスの２次巻線には夫々
整流平滑回路を接続し、該整流平滑回路はその出力が直
列に得られるように互いに接続されていることを特徴と
するフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータにある。
１次巻線を並列接続し、並列接続した１次巻線、スイッ
チングトランジスタ、直流源によりトランスを駆動する
直列回路を形成してあり、トランスの２次巻線には夫々
整流平滑回路を接続し、該整流平滑回路はその出力が直
列に得られるように互いに接続されていることを特徴と
するフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータにある。
【００１１】
【実施例】以下、本発明のフオワード式ＤＣ−ＤＣコン
バータの実施例を示す回路図である図１を参照しながら
説明する。なお、図３と同一部分は同じ符号を付与して
ある。図１のＤＣ−ＤＣコンバータは２つのスイッチン
グトランスＴ2 、Ｔ3 を有しており、その１次巻線
Ｌ21、Ｌ31は並列接続している。そして、並列接続した
１次巻線Ｌ21、Ｌ31がスイッチングトランジスタＱ1 、
直流源Ｅ1 と直列接続している。なお、５は図示を省略
した制御回路の接続される端子である。
バータの実施例を示す回路図である図１を参照しながら
説明する。なお、図３と同一部分は同じ符号を付与して
ある。図１のＤＣ−ＤＣコンバータは２つのスイッチン
グトランスＴ2 、Ｔ3 を有しており、その１次巻線
Ｌ21、Ｌ31は並列接続している。そして、並列接続した
１次巻線Ｌ21、Ｌ31がスイッチングトランジスタＱ1 、
直流源Ｅ1 と直列接続している。なお、５は図示を省略
した制御回路の接続される端子である。
【００１２】トランスＴ2 の２次巻線Ｌ22は整流ダイオ
ードＤ3 、フライホイールダイオードＤ4 、チョークコ
イルＬ5 、平滑コンデンサＣ2 からなる整流平滑回路に
接続する。また、トランスＴ3 の２次巻線Ｌ32は整流ダ
イオードＤ5 、フライホイールダイオードＤ6 、チョー
クコイルＬ6 、平滑コンデンサＣ3 からなる整流平滑回
路に接続する。
ードＤ3 、フライホイールダイオードＤ4 、チョークコ
イルＬ5 、平滑コンデンサＣ2 からなる整流平滑回路に
接続する。また、トランスＴ3 の２次巻線Ｌ32は整流ダ
イオードＤ5 、フライホイールダイオードＤ6 、チョー
クコイルＬ6 、平滑コンデンサＣ3 からなる整流平滑回
路に接続する。
【００１３】そして２つの整流平滑回路は、出力が直列
に得られるように接続されており、３、４がＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力端子となる。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにより図３と同じ出力電圧を得よう
とする場合、２次巻線Ｌ22と２次巻線Ｌ32の巻数は、２
次巻線Ｌ2 の１／２でよい。従って、２次巻線Ｌ22の１
次巻線Ｌ21に対する巻線比、２次巻線Ｌ32の１次巻線Ｌ
31に対する巻線比は、図３の２次巻線Ｌ2 の１次巻線Ｌ
1 に対する巻線比の半分にできるので２次巻線の発生電
圧は下がり、２次巻線の耐電圧への考慮は緩和してもよ
い。そして、２次巻線を狭い位置にまとめて巻けるの
で、１次巻線と２次巻線間の磁気結合を強くできる。
に得られるように接続されており、３、４がＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力端子となる。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにより図３と同じ出力電圧を得よう
とする場合、２次巻線Ｌ22と２次巻線Ｌ32の巻数は、２
次巻線Ｌ2 の１／２でよい。従って、２次巻線Ｌ22の１
次巻線Ｌ21に対する巻線比、２次巻線Ｌ32の１次巻線Ｌ
31に対する巻線比は、図３の２次巻線Ｌ2 の１次巻線Ｌ
1 に対する巻線比の半分にできるので２次巻線の発生電
圧は下がり、２次巻線の耐電圧への考慮は緩和してもよ
い。そして、２次巻線を狭い位置にまとめて巻けるの
で、１次巻線と２次巻線間の磁気結合を強くできる。
【００１４】そして、トランスＴ2 、Ｔ3 の全体のリー
ケイジインダクタンスは、図３の場合よりも非常に小さ
くできる。図３と同じように１４００Ｖの出力電圧を得
る場合、１つの整流平滑回路の出力電圧はトランジスタ
Ｑ1 のデューティー比を制御することにより（２）式に
より得られる。 ７００＝２８０・（１００／２０）・ＴON／（ＴON＋ＴOFF ） （２） そして、この整流平滑回路の出力を直列接続することに
より、１４００Ｖの出力電圧を得る。但し、（２）式で
は２次巻線Ｌ22、Ｌ32の巻数は図３の２次巻線Ｌ2 の半
分になるので、夫々１００ターンである。
ケイジインダクタンスは、図３の場合よりも非常に小さ
くできる。図３と同じように１４００Ｖの出力電圧を得
る場合、１つの整流平滑回路の出力電圧はトランジスタ
Ｑ1 のデューティー比を制御することにより（２）式に
より得られる。 ７００＝２８０・（１００／２０）・ＴON／（ＴON＋ＴOFF ） （２） そして、この整流平滑回路の出力を直列接続することに
より、１４００Ｖの出力電圧を得る。但し、（２）式で
は２次巻線Ｌ22、Ｌ32の巻数は図３の２次巻線Ｌ2 の半
分になるので、夫々１００ターンである。
【００１５】図２は整流平滑回路のフライホイールダイ
オードＤ4 とチョークコイルＬ5 の接続点Ａ２、フライ
ホイールダイオードＤ6 、チョークコイルＬ6 の接続点
Ａ３の電圧波形図である。両方の波形図は同じであり、
デュテイー比は５０％の場合を示している。図４のリー
ケイジインダクタンスＬ4 に相当するインダクタンス値
が小さくなるので、リンギング部分の最も高い波高値Ｖ
R も非常に小さくなる。無論、トランスの発熱も少なく
なる。
オードＤ4 とチョークコイルＬ5 の接続点Ａ２、フライ
ホイールダイオードＤ6 、チョークコイルＬ6 の接続点
Ａ３の電圧波形図である。両方の波形図は同じであり、
デュテイー比は５０％の場合を示している。図４のリー
ケイジインダクタンスＬ4 に相当するインダクタンス値
が小さくなるので、リンギング部分の最も高い波高値Ｖ
R も非常に小さくなる。無論、トランスの発熱も少なく
なる。
【００１６】実施例では１石形のフオワード式コンバー
タを説明したが、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形、
さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトラ
ンジスタを接続する変則のフオワード式コンバータにも
本発明を応用できることは明らかである。スイッチング
トランジスタが複数存在しても、スイッチングトランジ
スタが直流源、並列接続された複数のトランスの１次巻
線と直列回路を構成してトランスを駆動するように接続
されるフオワード式コンバータであれば全てに応用でき
る。
タを説明したが、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形、
さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトラ
ンジスタを接続する変則のフオワード式コンバータにも
本発明を応用できることは明らかである。スイッチング
トランジスタが複数存在しても、スイッチングトランジ
スタが直流源、並列接続された複数のトランスの１次巻
線と直列回路を構成してトランスを駆動するように接続
されるフオワード式コンバータであれば全てに応用でき
る。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたように本発明のフオワード式
ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のスイッチングトランス
を有しており、その１次巻線を並列接続し、並列接続し
た１次巻線、スイッチングトランジスタ、直流源により
直列回路を構成する。さらに、２次巻線に接続する整流
平滑回路の出力を直列に得るものである。夫々のトラン
スの２次巻線の１次巻線に対する巻数比を低くし、１次
巻線と２次巻線の巻数の差を小さくできる。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のスイッチングトランス
を有しており、その１次巻線を並列接続し、並列接続し
た１次巻線、スイッチングトランジスタ、直流源により
直列回路を構成する。さらに、２次巻線に接続する整流
平滑回路の出力を直列に得るものである。夫々のトラン
スの２次巻線の１次巻線に対する巻数比を低くし、１次
巻線と２次巻線の巻数の差を小さくできる。
【００１８】そして、高電圧と大電力の出力に得る場合
でも、リーケイジインダクタンスを小さくして、整流平
滑回路における電圧波形のリンギング部分の波高値も小
さくできる。従って、フライホイールダイオードやトラ
ンスの耐圧破損が生ずることも少なくなり、漏れ磁束に
起因する渦電流によって生ずる発熱も少なくなる。これ
らは、高電圧と大電力を出力に得るＤＣ−ＤＣコンバー
タの構成にとって不可欠の効果であり、その実用化に大
きく寄与するものである。
でも、リーケイジインダクタンスを小さくして、整流平
滑回路における電圧波形のリンギング部分の波高値も小
さくできる。従って、フライホイールダイオードやトラ
ンスの耐圧破損が生ずることも少なくなり、漏れ磁束に
起因する渦電流によって生ずる発熱も少なくなる。これ
らは、高電圧と大電力を出力に得るＤＣ−ＤＣコンバー
タの構成にとって不可欠の効果であり、その実用化に大
きく寄与するものである。
【図１】本発明のフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図２】図１の電圧波形図である。
【図３】従来のフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータの回
路図である。
路図である。
【図４】図３の等価回路図である。
【図５】図３の電圧波形図である。
Ｔ2 スイッチングトランス Ｔ3 スイッチングトランス Ｌ21 １次巻線 Ｌ31 １次巻線 Ｑ1 スイッチングトランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 複数のスイッチングトランスの１次巻線
を並列接続し、並列接続した１次巻線、スイッチングト
ランジスタ、直流源により該トランスを駆動するための
直列回路を形成してあり、トランスの２次巻線には夫々
整流平滑回路を接続し、該整流平滑回路はその出力が直
列に得られるように互いに接続されていることを特徴と
するフオワード式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3262987A JP2780165B2 (ja) | 1991-09-13 | 1991-09-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3262987A JP2780165B2 (ja) | 1991-09-13 | 1991-09-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0583939A true JPH0583939A (ja) | 1993-04-02 |
| JP2780165B2 JP2780165B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=17383328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3262987A Expired - Fee Related JP2780165B2 (ja) | 1991-09-13 | 1991-09-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2780165B2 (ja) |
Cited By (4)
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| JP2012239288A (ja) * | 2011-05-11 | 2012-12-06 | Tohoku Ricoh Co Ltd | 高電圧インバータ装置 |
| US8836297B2 (en) | 2011-09-22 | 2014-09-16 | Seiko Epson Corporation | Switching device and method of controlling switching device |
| CN106452081A (zh) * | 2016-09-29 | 2017-02-22 | 深圳市知行智驱技术有限公司 | 电动汽车备用升压供电装置及系统 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS6329389U (ja) * | 1986-08-08 | 1988-02-26 | ||
| JPS6363094U (ja) * | 1986-10-13 | 1988-04-26 | ||
| JPH02228257A (ja) * | 1989-02-23 | 1990-09-11 | Fujitsu Ltd | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
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-
1991
- 1991-09-13 JP JP3262987A patent/JP2780165B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| CN106452081A (zh) * | 2016-09-29 | 2017-02-22 | 深圳市知行智驱技术有限公司 | 电动汽车备用升压供电装置及系统 |
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