JPH07337012A - 多出力スイッチング電源回路 - Google Patents
多出力スイッチング電源回路Info
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- JPH07337012A JPH07337012A JP12616494A JP12616494A JPH07337012A JP H07337012 A JPH07337012 A JP H07337012A JP 12616494 A JP12616494 A JP 12616494A JP 12616494 A JP12616494 A JP 12616494A JP H07337012 A JPH07337012 A JP H07337012A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 小型で、低価額な多出力のスイッチング電源
を実現することをを目的にする。 【構成】 トランスの一次巻線に接続された主スイッ
チ、及びコンデンサと補助スイッチよりなるリセット回
路を具備し、主スイッチと補助スイッチを交互にオン・
オフさせるようにしたＰＷＭ制御方式の多出力スイッチ
ング電源回路において、前記トランスに巻かれた二次巻
線に誘起する正の電圧を整流・平滑化する従出力回路
と、前記二次巻線に誘起する負の電圧を整流・平滑化す
る従出力回路とを具備し、この両従出力回路を並列に接
続し、１本の前記二次巻線から正電圧と負電圧の２出力
を取り出すようにしたものである。
を実現することをを目的にする。 【構成】 トランスの一次巻線に接続された主スイッ
チ、及びコンデンサと補助スイッチよりなるリセット回
路を具備し、主スイッチと補助スイッチを交互にオン・
オフさせるようにしたＰＷＭ制御方式の多出力スイッチ
ング電源回路において、前記トランスに巻かれた二次巻
線に誘起する正の電圧を整流・平滑化する従出力回路
と、前記二次巻線に誘起する負の電圧を整流・平滑化す
る従出力回路とを具備し、この両従出力回路を並列に接
続し、１本の前記二次巻線から正電圧と負電圧の２出力
を取り出すようにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、コンピュータ等の電源
として好適な多出力のスイッチング電源回路に関するも
のである。
として好適な多出力のスイッチング電源回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】この種の多出力スイッチング電源回路の
従来例を図３に示す。図に於いて、１０はコンバータ、
２０は主出力回路、３０は従出力回路、４０はトラン
ス、５０は帰還回路である。トランス４０は一次巻線ｎ
１と、主出力回路２０用の二次巻線ｎ２と、従出力回路
３０用の一対の二次巻線ｎ３１とｎ３２とよりなってい
る。帰還回路５０は主出力回路２０の出力電圧＋Ｖの誤
差を検出する為の誤差増幅器５１と、絶縁用フォトカプ
ラ５２、及びＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路５３で構
成されている。
従来例を図３に示す。図に於いて、１０はコンバータ、
２０は主出力回路、３０は従出力回路、４０はトラン
ス、５０は帰還回路である。トランス４０は一次巻線ｎ
１と、主出力回路２０用の二次巻線ｎ２と、従出力回路
３０用の一対の二次巻線ｎ３１とｎ３２とよりなってい
る。帰還回路５０は主出力回路２０の出力電圧＋Ｖの誤
差を検出する為の誤差増幅器５１と、絶縁用フォトカプ
ラ５２、及びＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路５３で構
成されている。
【０００３】コンバータ１０において、１１は直流電源
で、トランス４０の一次巻線ｎ１に接続されている。１
２と１３はスイッチで、夫々電界効果形トランジスタよ
りなっている。スイッチ１２はＰＷＭ制御回路５３の出
力により駆動される。スイッチ１３はＰＷＭ制御回路５
３の出力により制御される補助トランス１４を介して制
御される。１５はスナバ用のコンデンサである。前記ス
イッチ１２は直接に，スイッチ１３はコンデンサ１５を
介して夫々トランス４０の一次巻線ｎ１に接続されてい
る。１６は寄生ダイオードで、スイッチ１３に接続され
ている。スイッチ１３とコンデンサ１５及び寄生ダイオ
ード１６とによりトランス・リセット回路が構成されて
いる。
で、トランス４０の一次巻線ｎ１に接続されている。１
２と１３はスイッチで、夫々電界効果形トランジスタよ
りなっている。スイッチ１２はＰＷＭ制御回路５３の出
力により駆動される。スイッチ１３はＰＷＭ制御回路５
３の出力により制御される補助トランス１４を介して制
御される。１５はスナバ用のコンデンサである。前記ス
イッチ１２は直接に，スイッチ１３はコンデンサ１５を
介して夫々トランス４０の一次巻線ｎ１に接続されてい
る。１６は寄生ダイオードで、スイッチ１３に接続され
ている。スイッチ１３とコンデンサ１５及び寄生ダイオ
ード１６とによりトランス・リセット回路が構成されて
いる。
【０００４】主出力回路２０において、２１は可飽和イ
ンダクタ、２２は整流用ダイオード、２３は還流ダイオ
ード、２４はチョークコイル、２５は出力平滑用コンデ
ンサである。主出力回路２０用の二次巻線ｎ２の一端は
可飽和インダクタ２１，整流用ダイオード２２，及びチ
ョークコイル２４を介して出力端子２６に接続されてい
る。二次巻線ｎ２の他端は出力端子２７に接続され、こ
の出力端子２７は共通電位点ＣＯＭに接続されている。
チョークコイル２４の両端には還流ダイオード２３とコ
ンデンサ２５が接続されている。出力端子２６と２７は
前記帰還回路を構成する誤差増幅器５１の入力端子に接
続され、誤差増幅器５１の出力端はフォトカプラ５２を
介してＰＷＭ制御回路５３に接続されている。
ンダクタ、２２は整流用ダイオード、２３は還流ダイオ
ード、２４はチョークコイル、２５は出力平滑用コンデ
ンサである。主出力回路２０用の二次巻線ｎ２の一端は
可飽和インダクタ２１，整流用ダイオード２２，及びチ
ョークコイル２４を介して出力端子２６に接続されてい
る。二次巻線ｎ２の他端は出力端子２７に接続され、こ
の出力端子２７は共通電位点ＣＯＭに接続されている。
チョークコイル２４の両端には還流ダイオード２３とコ
ンデンサ２５が接続されている。出力端子２６と２７は
前記帰還回路を構成する誤差増幅器５１の入力端子に接
続され、誤差増幅器５１の出力端はフォトカプラ５２を
介してＰＷＭ制御回路５３に接続されている。
【０００５】従出力回路３０において、トランス４０の
二次巻線ｎ３１とｎ３２は直列に接続され、その接続点
は共通電位点ＣＯＭに接続されている。３１，３１ａは
可飽和インダクタ、３２，３２ａは整流用ダイオード、
３３，３３ａは還流ダイオード、３４，３４ａはチョー
クコイル、３５，３５ａは平滑用コンデンサ、３６，３
６ａは従出力回路の出力電圧をレギュレーションする為
のポストレギュレータ、３７，３７ａは出力平滑用コン
デンサである。可飽和インダクタ３１、整流用ダイオー
ド３２、還流ダイオード３３、チョークコイル３４、平
滑用コンデンサ３５、ポストレギュレータ３６、及び出
力平滑用コンデンサ３７により直流出力電圧＋Ｖ２を得
る回路を構成し、可飽和インダクタ３１ａ、整流用ダイ
オード３２ａ、還流ダイオード３３ａ、チョークコイル
３４ａ、平滑用コンデンサ３５ａ、ポストレギュレータ
３６ａ、及び出力平滑用コンデンサ３７ａにより直流出
力電圧−Ｖ２を得る回路を構成している。
二次巻線ｎ３１とｎ３２は直列に接続され、その接続点
は共通電位点ＣＯＭに接続されている。３１，３１ａは
可飽和インダクタ、３２，３２ａは整流用ダイオード、
３３，３３ａは還流ダイオード、３４，３４ａはチョー
クコイル、３５，３５ａは平滑用コンデンサ、３６，３
６ａは従出力回路の出力電圧をレギュレーションする為
のポストレギュレータ、３７，３７ａは出力平滑用コン
デンサである。可飽和インダクタ３１、整流用ダイオー
ド３２、還流ダイオード３３、チョークコイル３４、平
滑用コンデンサ３５、ポストレギュレータ３６、及び出
力平滑用コンデンサ３７により直流出力電圧＋Ｖ２を得
る回路を構成し、可飽和インダクタ３１ａ、整流用ダイ
オード３２ａ、還流ダイオード３３ａ、チョークコイル
３４ａ、平滑用コンデンサ３５ａ、ポストレギュレータ
３６ａ、及び出力平滑用コンデンサ３７ａにより直流出
力電圧−Ｖ２を得る回路を構成している。
【０００６】このような構成において、コンバータ１０
を構成するスイッチ１２を直接に，又スイッチ１３を補
助トランス１４を介して夫々ＰＷＭ制御回路５３の出力
により交互に導通させて直流電源１１の電圧Ｖｉをオン
・オフさせると、それに応じてトランス４０の主出力回
路２０の二次巻線ｎ２，及び従出力回路３０の二次巻線
ｎ３１，ｎ３２には夫々電圧が誘起する。主出力回路２
０の二次巻線ｎ２に誘起した電圧は可飽和インダクタ２
１、ダイオード２２，２３、チョークコイル２４、及び
平滑用コンデンサ２５を介して直流電圧＋Ｖに変換さ
れ、端子２６，２７より取り出される。取り出された直
流電圧＋Ｖは帰還回路５０を構成する誤差増幅器５１に
加えられて基準電圧と比較され、その誤差電圧はフォト
カプラ５２を介してＰＷＭ制御回路５３に加えられる。
ＰＷＭ制御回路５３は加えられる誤差電圧に応じてその
パルス幅が変調され、そのパルス幅に応じてスイッチ１
２，１３のオン・オフが制御される。これにより、主出
力回路２０より取り出される直流電圧＋Ｖは一定値に制
御される。
を構成するスイッチ１２を直接に，又スイッチ１３を補
助トランス１４を介して夫々ＰＷＭ制御回路５３の出力
により交互に導通させて直流電源１１の電圧Ｖｉをオン
・オフさせると、それに応じてトランス４０の主出力回
路２０の二次巻線ｎ２，及び従出力回路３０の二次巻線
ｎ３１，ｎ３２には夫々電圧が誘起する。主出力回路２
０の二次巻線ｎ２に誘起した電圧は可飽和インダクタ２
１、ダイオード２２，２３、チョークコイル２４、及び
平滑用コンデンサ２５を介して直流電圧＋Ｖに変換さ
れ、端子２６，２７より取り出される。取り出された直
流電圧＋Ｖは帰還回路５０を構成する誤差増幅器５１に
加えられて基準電圧と比較され、その誤差電圧はフォト
カプラ５２を介してＰＷＭ制御回路５３に加えられる。
ＰＷＭ制御回路５３は加えられる誤差電圧に応じてその
パルス幅が変調され、そのパルス幅に応じてスイッチ１
２，１３のオン・オフが制御される。これにより、主出
力回路２０より取り出される直流電圧＋Ｖは一定値に制
御される。
【０００７】このような状態において、従出力回路３０
の二次巻線ｎ３１に誘起した電圧は可飽和インダクタ３
１、ダイオード３２，３３、チョークコイル３４、平滑
用コンデンサ３５，３７を介して共通電位点ＣＯＭを基
準として出力端子３８より＋Ｖ２で表される正の直流電
圧が取り出される。一方、従出力回路３０の二次巻線ｎ
３２に誘起した電圧は可飽和インダクタ３１ａ、ダイオ
ード３２ａ，３３ａ、チョークコイル３４ａ、平滑用コ
ンデンサ３５ａ，３６ａを介して共通電位点ＣＯＭを基
準として出力端子３８ａより負の直流電圧−Ｖ２が取り
出される。
の二次巻線ｎ３１に誘起した電圧は可飽和インダクタ３
１、ダイオード３２，３３、チョークコイル３４、平滑
用コンデンサ３５，３７を介して共通電位点ＣＯＭを基
準として出力端子３８より＋Ｖ２で表される正の直流電
圧が取り出される。一方、従出力回路３０の二次巻線ｎ
３２に誘起した電圧は可飽和インダクタ３１ａ、ダイオ
ード３２ａ，３３ａ、チョークコイル３４ａ、平滑用コ
ンデンサ３５ａ，３６ａを介して共通電位点ＣＯＭを基
準として出力端子３８ａより負の直流電圧−Ｖ２が取り
出される。
【０００８】このような構成の多出力のスイッチング電
源は従来より用いられているが、従出力回路３０におい
て正，負の出力を得るためにトランス４０には従出力の
為に一対の二次巻線ｎ３１，３２を必要とする。このよ
うな場合、 （１）トランス４０が大型化し、電源装置の小型化，低
価額化の妨げとなる。 （２）トランス４０の大きさに制限が有る場合はトラン
スの損失が大きくなり、電源の低効率化を招く。 （３）主スイッチに零電圧スイッチングを行わせる場合
に、各出力に可飽和インダクタが必要となり、部品点数
が多くなる。 等の問題がある。更に、従出力の出力電圧が小さい場合
には、このような構成は大きさの点で不利となる。
源は従来より用いられているが、従出力回路３０におい
て正，負の出力を得るためにトランス４０には従出力の
為に一対の二次巻線ｎ３１，３２を必要とする。このよ
うな場合、 （１）トランス４０が大型化し、電源装置の小型化，低
価額化の妨げとなる。 （２）トランス４０の大きさに制限が有る場合はトラン
スの損失が大きくなり、電源の低効率化を招く。 （３）主スイッチに零電圧スイッチングを行わせる場合
に、各出力に可飽和インダクタが必要となり、部品点数
が多くなる。 等の問題がある。更に、従出力の出力電圧が小さい場合
には、このような構成は大きさの点で不利となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明はこのような問
題点に鑑みてなされたもので、その目的は小型で低価額
な多出力のスイッチング電源回路を実現することにあ
る。
題点に鑑みてなされたもので、その目的は小型で低価額
な多出力のスイッチング電源回路を実現することにあ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの一
次巻線に接続された主スイッチ、及びコンデンサと補助
スイッチよりなるリセット回路を具備し、主スイッチと
補助スイッチを交互にオン・オフさせるようにしたＰＷ
Ｍ制御方式の多出力のスイッチング電源回路において、
前記トランスに巻かれた二次巻線に誘起する正の電圧を
整流・平滑化する従出力回路と、前記二次巻線に誘起す
る負の電圧を整流・平滑化する従出力回路とを具備し、
この両従出力回路を並列に接続し、１本の前記二次巻線
から正電圧と負電圧の２出力を取り出すようにしたもの
である。
次巻線に接続された主スイッチ、及びコンデンサと補助
スイッチよりなるリセット回路を具備し、主スイッチと
補助スイッチを交互にオン・オフさせるようにしたＰＷ
Ｍ制御方式の多出力のスイッチング電源回路において、
前記トランスに巻かれた二次巻線に誘起する正の電圧を
整流・平滑化する従出力回路と、前記二次巻線に誘起す
る負の電圧を整流・平滑化する従出力回路とを具備し、
この両従出力回路を並列に接続し、１本の前記二次巻線
から正電圧と負電圧の２出力を取り出すようにしたもの
である。
【００１１】
【作用】このような本発明では、正電圧と負電圧の２つ
の出力を主トランスの１本の二次巻線から取り出され
る。
の出力を主トランスの１本の二次巻線から取り出され
る。
【００１２】
【実施例】以下図面を用いて本発明を説明する。図１は
本発明の一実施例を示した回路構成図である。なお、図
１において、図３と同一部分については図３と同一符号
を付し、それらの再説明は省略する。図１において、６
０はトランスで、一次巻線ｎ６１と、主出力回路２０の
二次巻線ｎ６２，及び従出力回路３０の二次巻線ｎ６３
よりなっている。即ち、図３に示す従来の多出力のスイ
ッチング電源回路におけるトランス４０では、従出力回
路３０の二次巻線はｎ３１とｎ３２の２つの巻線を備え
ているが、本発明においてはこれがｎ６３の１個となっ
ている。また、可飽和インダクタ３１ａが不用となり、
部品点数が削減されている。従出力回路３０における整
流用ダイオード３２ａのカソード極はダイオード３２の
アノード極に接続されている。
本発明の一実施例を示した回路構成図である。なお、図
１において、図３と同一部分については図３と同一符号
を付し、それらの再説明は省略する。図１において、６
０はトランスで、一次巻線ｎ６１と、主出力回路２０の
二次巻線ｎ６２，及び従出力回路３０の二次巻線ｎ６３
よりなっている。即ち、図３に示す従来の多出力のスイ
ッチング電源回路におけるトランス４０では、従出力回
路３０の二次巻線はｎ３１とｎ３２の２つの巻線を備え
ているが、本発明においてはこれがｎ６３の１個となっ
ている。また、可飽和インダクタ３１ａが不用となり、
部品点数が削減されている。従出力回路３０における整
流用ダイオード３２ａのカソード極はダイオード３２の
アノード極に接続されている。
【００１３】このような構成のスイッチング電源回路に
おいては、図３の回路と同様に主出力回路２０の出力電
圧＋Ｖを誤差増幅器５１に入力し、この誤差増幅器の出
力で駆動されるＰＷＭ制御回路５３の出力によりコンバ
ータ１０を構成するスイッチ１２と１３を交互にオン・
オフさせることにより、主出力回路２０の出力電圧＋Ｖ
を一定値に制御するようにしている。スイッチ１２と１
３は同時にオンしてしまうことのないように、適当なデ
ッドタイムが設けられている。また、トランス６０のリ
セットは以下のようにして行われるようになっている。
おいては、図３の回路と同様に主出力回路２０の出力電
圧＋Ｖを誤差増幅器５１に入力し、この誤差増幅器の出
力で駆動されるＰＷＭ制御回路５３の出力によりコンバ
ータ１０を構成するスイッチ１２と１３を交互にオン・
オフさせることにより、主出力回路２０の出力電圧＋Ｖ
を一定値に制御するようにしている。スイッチ１２と１
３は同時にオンしてしまうことのないように、適当なデ
ッドタイムが設けられている。また、トランス６０のリ
セットは以下のようにして行われるようになっている。
【００１４】即ち、主スイッチ１２と補助スイッチ１３
は逆位相でオン・オフされているので、主スイッチ１２
のオフ期間にはトランス６０の主インダクタンスとコン
デンサ１５によって励磁電流が共振を起こしてコンデン
サ１５が放電し、流れる励磁電流の方向が反転する。こ
のように、励磁電流が転流するため、トランス６０内の
磁束がリセットされる。ここで、コンデンサ１５が十分
に大きな容量値であれば、このコンデンサの両端電圧Ｖ
ｓはスイッチングの一周期においてほぼ一定値となる。
従って、主スイッチ１２のオン期間は入力電圧Ｖｉが主
インダクタンスに加わり、オフ期間にはコンデンサ１５
の両端電圧Ｖｓと入力電圧Ｖｉの差が主インダクタンス
に印加される。定常期間にはオン期間とオフ期間の主イ
ンダクタンスにかかる電圧時間積は等しくなるので、Ｔ
をスイッチング周期、Ｄを主スイッチ１２のオン・デュ
ーティとすると （Ｖｉ−Ｖｓ）（１−Ｄ）・Ｔ＝Ｖｉ・Ｄ）・Ｔ …（１） が成り立つ。よって、主スイッチ１２のオフ期間に一次
巻線にかかる電圧は （Ｖｉ−Ｖｓ）＝Ｄ・Ｖｉ／（１−Ｄ） …（２） となる。このような状態において、従出力回路３０の二
次巻線ｎ６３に誘起する電圧をＶ２とすると、この電圧
Ｖ２の波形は図２に示す如くなる。
は逆位相でオン・オフされているので、主スイッチ１２
のオフ期間にはトランス６０の主インダクタンスとコン
デンサ１５によって励磁電流が共振を起こしてコンデン
サ１５が放電し、流れる励磁電流の方向が反転する。こ
のように、励磁電流が転流するため、トランス６０内の
磁束がリセットされる。ここで、コンデンサ１５が十分
に大きな容量値であれば、このコンデンサの両端電圧Ｖ
ｓはスイッチングの一周期においてほぼ一定値となる。
従って、主スイッチ１２のオン期間は入力電圧Ｖｉが主
インダクタンスに加わり、オフ期間にはコンデンサ１５
の両端電圧Ｖｓと入力電圧Ｖｉの差が主インダクタンス
に印加される。定常期間にはオン期間とオフ期間の主イ
ンダクタンスにかかる電圧時間積は等しくなるので、Ｔ
をスイッチング周期、Ｄを主スイッチ１２のオン・デュ
ーティとすると （Ｖｉ−Ｖｓ）（１−Ｄ）・Ｔ＝Ｖｉ・Ｄ）・Ｔ …（１） が成り立つ。よって、主スイッチ１２のオフ期間に一次
巻線にかかる電圧は （Ｖｉ−Ｖｓ）＝Ｄ・Ｖｉ／（１−Ｄ） …（２） となる。このような状態において、従出力回路３０の二
次巻線ｎ６３に誘起する電圧をＶ２とすると、この電圧
Ｖ２の波形は図２に示す如くなる。
【００１５】図２において、定常状態においては“０”
レベルを堺としての面積との面積は常に等しくな
る。従って、で示される正の半波を図１に示す従出力
回路３０を構成する可飽和インダクタ３１、ダイオード
３２，３３、チョークコイル３４で整流し、平滑回路を
構成するコンデンサ３５で平均化すると、その平均化電
圧｜＋Ｖ２｜は ｜＋Ｖ２｜＝（Ｖｉ／ｎ）×（ＤＴ／Ｔ）＝Ｄ・Ｖｉ／ｎ …（３） となる。一方、図２ので示される負の半波を可飽和イ
ンダクタ３１、ダイオード３２ａ，３３ａ、チョークコ
イル３４ａで整流し、平滑回路を構成するコンデンサ３
５ａで平均化すると、その平均化電圧｜−Ｖ２｜は ｜−Ｖ２｜＝｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×（Ｖｉ／ｎ）×（１−Ｄ）Ｔ／Ｔ ＝Ｄ・Ｖｉ／ｎ …（４） となる。なお、（３），（４）式において、 ｎ；トランス６０の一次巻線ｎ６１と二次巻線ｎ６３の
巻数比 を表すものである。（３），（４）式で示されるよう
に、正，負の半波の平均電圧は等しくなる。従って、ポ
スト・レギュレータ３６，３６ａを通り、コモンＣＯＭ
を基準として出力端子３８より取り出される電圧＋Ｖ
と，出力端子３８ａより取り出される電圧−Ｖとは等し
くなる。
レベルを堺としての面積との面積は常に等しくな
る。従って、で示される正の半波を図１に示す従出力
回路３０を構成する可飽和インダクタ３１、ダイオード
３２，３３、チョークコイル３４で整流し、平滑回路を
構成するコンデンサ３５で平均化すると、その平均化電
圧｜＋Ｖ２｜は ｜＋Ｖ２｜＝（Ｖｉ／ｎ）×（ＤＴ／Ｔ）＝Ｄ・Ｖｉ／ｎ …（３） となる。一方、図２ので示される負の半波を可飽和イ
ンダクタ３１、ダイオード３２ａ，３３ａ、チョークコ
イル３４ａで整流し、平滑回路を構成するコンデンサ３
５ａで平均化すると、その平均化電圧｜−Ｖ２｜は ｜−Ｖ２｜＝｛Ｄ／（１−Ｄ）｝×（Ｖｉ／ｎ）×（１−Ｄ）Ｔ／Ｔ ＝Ｄ・Ｖｉ／ｎ …（４） となる。なお、（３），（４）式において、 ｎ；トランス６０の一次巻線ｎ６１と二次巻線ｎ６３の
巻数比 を表すものである。（３），（４）式で示されるよう
に、正，負の半波の平均電圧は等しくなる。従って、ポ
スト・レギュレータ３６，３６ａを通り、コモンＣＯＭ
を基準として出力端子３８より取り出される電圧＋Ｖ
と，出力端子３８ａより取り出される電圧−Ｖとは等し
くなる。
【００１６】なお、ポスト・レギュレータ３６，３６ａ
により、｜＋Ｖ２｜と｜−Ｖ２｜とを独立に定電圧制御
をすることができ、これにより出力端子３８，３８ａよ
り取り出される電圧＋Ｖ２と−Ｖ２とを非対称の電圧と
することもできる。また、可飽和インダクタ２１，３１
は主スイッチがターンオンした直後に二次側のダイオー
ド３２がオンするタイミングを遅らせて、主スイッチ１
２が零電圧スイッチングができるようにするために付加
したものである。従って、零電圧スイッチングが必要で
ない場合は、可飽和インダクタ２１と３１を省略した構
成とすることもできる。
により、｜＋Ｖ２｜と｜−Ｖ２｜とを独立に定電圧制御
をすることができ、これにより出力端子３８，３８ａよ
り取り出される電圧＋Ｖ２と−Ｖ２とを非対称の電圧と
することもできる。また、可飽和インダクタ２１，３１
は主スイッチがターンオンした直後に二次側のダイオー
ド３２がオンするタイミングを遅らせて、主スイッチ１
２が零電圧スイッチングができるようにするために付加
したものである。従って、零電圧スイッチングが必要で
ない場合は、可飽和インダクタ２１と３１を省略した構
成とすることもできる。
【００１７】上述した実施例においては、フォワードコ
ンバータにコンデンサ１５と補助スイッチ１３よりなる
リセット回路を付加した場合について説明したが、本発
明の回路はフライバック方式等，トランスリセツト回路
を付加した全てのコンバータに適用することができる。
ンバータにコンデンサ１５と補助スイッチ１３よりなる
リセット回路を付加した場合について説明したが、本発
明の回路はフライバック方式等，トランスリセツト回路
を付加した全てのコンバータに適用することができる。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、正電圧と負電圧の２つ
の出力を主トランスの１個の二次巻線から取り出すよう
に構成したので、主トランスの巻線構造を簡単化するこ
とができ、また主スイッチに零電圧スイッチングを行わ
せる場合は可飽和インダクタの点数を削減することがで
きる。その為、多出力のスイッチング電源の小型化，及
び低価額化に大きな効果がある。
の出力を主トランスの１個の二次巻線から取り出すよう
に構成したので、主トランスの巻線構造を簡単化するこ
とができ、また主スイッチに零電圧スイッチングを行わ
せる場合は可飽和インダクタの点数を削減することがで
きる。その為、多出力のスイッチング電源の小型化，及
び低価額化に大きな効果がある。
【図１】本発明に係わるコンバータの一実施例を示した
回路構成図である。
回路構成図である。
【図２】本発明に係わるコンバータの動作を説明する為
の波形図である。
の波形図である。
【図３】従来のコンバータの一例の回路構成図である。
１０ コンバータ １１，１２ スイッチ １５ コンデンサ ２０ 主出力回路 ３０ 従出力回路 ４０ トランス ５０ 帰還回路 ５３ ＰＷＭ制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】トランスの一次巻線に接続された主スイッ
チ、及びコンデンサと補助スイッチよりなるリセット回
路を具備し、主スイッチと補助スイッチを交互にオン・
オフさせるようにしたＰＷＭ制御方式の多出力のスイッ
チング電源回路において、 前記トランスに巻かれた二次巻線に誘起する正の電圧を
整流・平滑化する従出力回路と、前記二次巻線に誘起す
る負の電圧を整流・平滑化する従出力回路とを具備し、
この両従出力回路を並列に接続し、１本の前記二次巻線
から正電圧と負電圧の２出力を取り出すようにしたこと
を特徴とする多出力スイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12616494A JPH07337012A (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 多出力スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12616494A JPH07337012A (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 多出力スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07337012A true JPH07337012A (ja) | 1995-12-22 |
Family
ID=14928269
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12616494A Pending JPH07337012A (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 多出力スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07337012A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010178411A (ja) * | 2009-01-27 | 2010-08-12 | Murata Mfg Co Ltd | 絶縁型スイッチング電源装置 |
| CN106533212A (zh) * | 2016-12-03 | 2017-03-22 | 中国电子科技集团公司第四十三研究所 | 低电压输入隔离型多路输出开关电源的电路拓扑结构 |
-
1994
- 1994-06-08 JP JP12616494A patent/JPH07337012A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010178411A (ja) * | 2009-01-27 | 2010-08-12 | Murata Mfg Co Ltd | 絶縁型スイッチング電源装置 |
| US8315073B2 (en) | 2009-01-27 | 2012-11-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switching power supply device |
| CN106533212A (zh) * | 2016-12-03 | 2017-03-22 | 中国电子科技集团公司第四十三研究所 | 低电压输入隔离型多路输出开关电源的电路拓扑结构 |
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