JPH0585084B2 - - Google Patents
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- JPH0585084B2 JPH0585084B2 JP62225111A JP22511187A JPH0585084B2 JP H0585084 B2 JPH0585084 B2 JP H0585084B2 JP 62225111 A JP62225111 A JP 62225111A JP 22511187 A JP22511187 A JP 22511187A JP H0585084 B2 JPH0585084 B2 JP H0585084B2
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- Japan
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- amplifier
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- signal
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
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- 101100383698 Secale cereale rscc gene Proteins 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
- H03F3/45928—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit
- H03F3/45932—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit by using feedback means
- H03F3/45937—Measuring at the loading circuit of the differential amplifier
- H03F3/45946—Controlling the loading circuit of the differential amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はレベルシフト回路、特に差動増幅器等
の差動信号のレベルシフトを行う為の回路に関す
る。
の差動信号のレベルシフトを行う為の回路に関す
る。
高速差動増幅器は、例えばオシロスコープの垂
直軸回路に広く使用されており、例えばDCから
1GHz以上の広帯域入力信号を正確に再現する出
力信号を得る。オシロスコープの垂直増幅器では
異なる複数の増幅段を縦続接続し、必要とする電
圧利得を得るのが普通である。
直軸回路に広く使用されており、例えばDCから
1GHz以上の広帯域入力信号を正確に再現する出
力信号を得る。オシロスコープの垂直増幅器では
異なる複数の増幅段を縦続接続し、必要とする電
圧利得を得るのが普通である。
従来の差動増幅器の特性は、増幅器の出力信号
のコモン（同相）モード電圧は例えば３〜4Vで
あり、入力信号のコモンモードレベルより高い。
従つて、差動増幅器を３段カスケード（縦続）接
続すると、第１増幅段の入力端と第３増幅段の出
力間には、各段間にレベルシフト回路を挿入しな
いと９乃至12Vのコモンモードのレベルシフトが
生じる。この従来差動増幅器のコモンモードレベ
ルのオフセツトは、各段に異なる電源電圧を必要
とするので、問題が生じ得る。更に、異なる電源
電圧の場合、破壊電圧の制約により同じ集積回路
チツプ上に複数段を作るのは実用的ではない。従
来のレベルシフト回路は大きな電力を消費するの
で、発生する熱を放熱する為に高価なパツケージ
を必要とする。また、もしオシロスコープが内部
トリガモードで動作するのは、即ち水平偏向を制
御するトリガが垂直偏向信号を予定トリガレベル
と比較して発生するには、垂直偏向信号を垂直増
幅器の入力端以外の位置から取出してトリガ比較
器に印加するには、コモンモードレベルのオフセ
ツトを補償する必要がある。
のコモン（同相）モード電圧は例えば３〜4Vで
あり、入力信号のコモンモードレベルより高い。
従つて、差動増幅器を３段カスケード（縦続）接
続すると、第１増幅段の入力端と第３増幅段の出
力間には、各段間にレベルシフト回路を挿入しな
いと９乃至12Vのコモンモードのレベルシフトが
生じる。この従来差動増幅器のコモンモードレベ
ルのオフセツトは、各段に異なる電源電圧を必要
とするので、問題が生じ得る。更に、異なる電源
電圧の場合、破壊電圧の制約により同じ集積回路
チツプ上に複数段を作るのは実用的ではない。従
来のレベルシフト回路は大きな電力を消費するの
で、発生する熱を放熱する為に高価なパツケージ
を必要とする。また、もしオシロスコープが内部
トリガモードで動作するのは、即ち水平偏向を制
御するトリガが垂直偏向信号を予定トリガレベル
と比較して発生するには、垂直偏向信号を垂直増
幅器の入力端以外の位置から取出してトリガ比較
器に印加するには、コモンモードレベルのオフセ
ツトを補償する必要がある。
本発明の好適実施例によるレベルシフト回路
は、差動増幅器からの出力信号のコモンモードレ
ベルをシフトするものである。このレベルシフト
回路は第１及び第２入力端子を有し差動増幅器の
出力を受ける。この増幅器のテブナン信号源イン
ピーダンスはRsとする。また、この回路は第１
及び第２出力端子を有し、負荷インピーダンス
Roを介して基準電圧レベルに接続される。この
回路は差動相互コンダクタンス増幅器を有し、そ
の２入力端子に入力信号が印加され、２出力端子
には回路の第１及び第２出力端子が接続されてい
る。この増幅器は、その入力端子間の入力電圧
Eeに対して出力端子にEegm1／（１＋τs）の出
力電流を生じる特性を有する。ここに、gm1は増
幅器の相互コンダクタンスであり、τは増幅器の
応答時定数、ｓはラプラス変換演算子である。２
個の等しいコンデンサCcが回路の第１入出力端
子間及び第２入出力端子間に接続され、各コンデ
ンサCcはRsCcがτより十分大きくなるよう選定
する。またこの回路は４個の等しい抵抗を有す
る。これら抵抗の抵抗値ＲはRs，Roより十分大
きい。回路の第１入力端子と第２出力端子間に２
個の抵抗が、また他の２個の抵抗が第２入力端子
と第１出力端子間に直列接続される。gm1の値は
（１／2Rs＋１／Ｒ）と等しくなるよう選定して
いる。
は、差動増幅器からの出力信号のコモンモードレ
ベルをシフトするものである。このレベルシフト
回路は第１及び第２入力端子を有し差動増幅器の
出力を受ける。この増幅器のテブナン信号源イン
ピーダンスはRsとする。また、この回路は第１
及び第２出力端子を有し、負荷インピーダンス
Roを介して基準電圧レベルに接続される。この
回路は差動相互コンダクタンス増幅器を有し、そ
の２入力端子に入力信号が印加され、２出力端子
には回路の第１及び第２出力端子が接続されてい
る。この増幅器は、その入力端子間の入力電圧
Eeに対して出力端子にEegm1／（１＋τs）の出
力電流を生じる特性を有する。ここに、gm1は増
幅器の相互コンダクタンスであり、τは増幅器の
応答時定数、ｓはラプラス変換演算子である。２
個の等しいコンデンサCcが回路の第１入出力端
子間及び第２入出力端子間に接続され、各コンデ
ンサCcはRsCcがτより十分大きくなるよう選定
する。またこの回路は４個の等しい抵抗を有す
る。これら抵抗の抵抗値ＲはRs，Roより十分大
きい。回路の第１入力端子と第２出力端子間に２
個の抵抗が、また他の２個の抵抗が第２入力端子
と第１出力端子間に直列接続される。gm1の値は
（１／2Rs＋１／Ｒ）と等しくなるよう選定して
いる。
本発明の一実施例を示す第１図を参照して説明
する。第１図の差動増幅器には２個のテブナン電
圧源４−４′と夫々の信号源インピーダンスRs−
Rs′とコモンモード電圧レベルVcsが接続点６−
６′に接続されている。差動電圧信号が接続点６
−６′間に現れる。
する。第１図の差動増幅器には２個のテブナン電
圧源４−４′と夫々の信号源インピーダンスRs−
Rs′とコモンモード電圧レベルVcsが接続点６−
６′に接続されている。差動電圧信号が接続点６
−６′間に現れる。
接続点６−６′はレベルシフト回路８に接続さ
れる。このレベルシフト回路８は差動入力信号を
忠実に出力端に伝達すると共にコンデンサCc−
Cc′両端に高いコモンモードDC抵抗を与えて大き
なコモンモード電圧降下が少ないコモンモード電
流及び電力消費で生じるようにする。
れる。このレベルシフト回路８は差動入力信号を
忠実に出力端に伝達すると共にコンデンサCc−
Cc′両端に高いコモンモードDC抵抗を与えて大き
なコモンモード電圧降下が少ないコモンモード電
流及び電力消費で生じるようにする。
コモンモード補正増幅器１０はレベルシフト回
路８から与えられる差動信号のコモンモードレベ
ルを希望出力コモンモードレベルVcoで駆動する
為に使用する。増幅器１０の出力端子は基準電位
レベル、例えばVcoとの間に接続した出力インピ
ーダンスRo−Ro′で表わす負荷１２に接続する。
路８から与えられる差動信号のコモンモードレベ
ルを希望出力コモンモードレベルVcoで駆動する
為に使用する。増幅器１０の出力端子は基準電位
レベル、例えばVcoとの間に接続した出力インピ
ーダンスRo−Ro′で表わす負荷１２に接続する。
テブナン信号源４−４′が矩形電圧過渡信号を
発生すると、接続点６−６′間の電圧は最初ステ
ツプ状に上昇し、次にコンデンサCc−Cc′が信号
源インピーダンス（抵抗）Rs−Rs′を介して充電
されるにつれて逆指数関数的に上昇する。信号源
インピーダンスRs−Rs′は略出力インピーダンス
Ro−Ro′と等しいので、接続点６−６′間の電圧
が安定する値Vfは最初の電圧ステツプ変化の２
倍である。第２図の波形Ａ参照。
発生すると、接続点６−６′間の電圧は最初ステ
ツプ状に上昇し、次にコンデンサCc−Cc′が信号
源インピーダンス（抵抗）Rs−Rs′を介して充電
されるにつれて逆指数関数的に上昇する。信号源
インピーダンスRs−Rs′は略出力インピーダンス
Ro−Ro′と等しいので、接続点６−６′間の電圧
が安定する値Vfは最初の電圧ステツプ変化の２
倍である。第２図の波形Ａ参照。
ステツプ状変化の前縁直後の短期間に、ステツ
プ変化の極めて高い周波数成分はコンデンサCc
−Cc′を介して負荷１２に直接通過する。従つて、
コンデンサCcを通る電流icは増加し、接続点１４
の電圧は急激に接続点６の電圧で決まるレベルに
上昇し、抵抗R1，R2，R3，R4及びRoとRsによ
る負荷効果が抵滅する。回路の対称性により、接
続点１４′についても上述と同様であるが、逆極
性である。
プ変化の極めて高い周波数成分はコンデンサCc
−Cc′を介して負荷１２に直接通過する。従つて、
コンデンサCcを通る電流icは増加し、接続点１４
の電圧は急激に接続点６の電圧で決まるレベルに
上昇し、抵抗R1，R2，R3，R4及びRoとRsによ
る負荷効果が抵滅する。回路の対称性により、接
続点１４′についても上述と同様であるが、逆極
性である。
ステツプ状変化の高周波成分がなくなると、電
流icは０に落ち着く。接続点６−６′間の電圧が
落ち着く値Vfは接続点１４−１４′間の電圧と異
なる。抵抗R1，R2，R1′及びR2′は等しいので、
差動相互コンダクタンス増幅器A1の入力端子間
の電圧及び接続点１４−１４′間の電圧の差（第
２図中波形Ｃの定常状態レベルで示す）の半分で
ある。増幅器A1の相互コンダクタンスは（１／
2Rs＋１／R1）にセツトしているので、増幅器
A1が抵抗R2，R3，R4及びR0に供給する電流ｉは
次式で与えられる。
流icは０に落ち着く。接続点６−６′間の電圧が
落ち着く値Vfは接続点１４−１４′間の電圧と異
なる。抵抗R1，R2，R1′及びR2′は等しいので、
差動相互コンダクタンス増幅器A1の入力端子間
の電圧及び接続点１４−１４′間の電圧の差（第
２図中波形Ｃの定常状態レベルで示す）の半分で
ある。増幅器A1の相互コンダクタンスは（１／
2Rs＋１／R1）にセツトしているので、増幅器
A1が抵抗R2，R3，R4及びR0に供給する電流ｉは
次式で与えられる。
ｉ＝Ee（R1＋2Rs）／2RsR1（１＋τs）
ここでτは、増幅器A1の応答時定数であり、
ｓはラプラス変換演算子であり、これは前縁の還
移の直後ではコンデンサCcを流れる電流icと正確
に一致する（第２図中波形Ｄ及びＥを対比のこ
と）。
ｓはラプラス変換演算子であり、これは前縁の還
移の直後ではコンデンサCcを流れる電流icと正確
に一致する（第２図中波形Ｄ及びＥを対比のこ
と）。
あらゆる中期間中、接続点１４−１４′間に現
れる出力信号は接続点６−６′間に印加した電圧
を一定定数で変更したものと一致し、従つてこの
レベルシフト回路は差動信号の高忠実伝送を行う
ことが判る。正味の負荷電流iL（波形Ｆ）は電流
ｉとicの和であり信号源４−４′で発生した矩形
電圧過渡信号に応じてステツプ状に変化する。定
常状態では、全員荷電流iLは増幅器A1により供給
される。
れる出力信号は接続点６−６′間に印加した電圧
を一定定数で変更したものと一致し、従つてこの
レベルシフト回路は差動信号の高忠実伝送を行う
ことが判る。正味の負荷電流iL（波形Ｆ）は電流
ｉとicの和であり信号源４−４′で発生した矩形
電圧過渡信号に応じてステツプ状に変化する。定
常状態では、全員荷電流iLは増幅器A1により供給
される。
負荷１２による出力インピーダンスは広周波帯
域にわたり一定であり、Rs，R1，R2，R3及びR4
に並列接続されたRsに等しい。
域にわたり一定であり、Rs，R1，R2，R3及びR4
に並列接続されたRsに等しい。
コモンモード補正段の増幅器は高利得増幅器で
あり、抵抗R3−R3′を介して出力のコモンモード
レベルを感知して、抵抗R4−R4′を介してそれぞ
れがVcoと一致するよう駆動する。もしVcoを接
地とすると、接続点１４の信号は接地電位を基準
とするシングルエンド信号となり、例えばトリガ
レベル比較器に印加できる。
あり、抵抗R3−R3′を介して出力のコモンモード
レベルを感知して、抵抗R4−R4′を介してそれぞ
れがVcoと一致するよう駆動する。もしVcoを接
地とすると、接続点１４の信号は接地電位を基準
とするシングルエンド信号となり、例えばトリガ
レベル比較器に印加できる。
第３図は第１図のレベルシフト回路をいかにし
て２つの同様な差動増幅器段１６−１８に接続す
るかを示す。第３図中、電圧レベルと電流レベル
を各回路素子の値と共に図示している。第３図の
場合、相互コンダクタンス増幅器A1は２個の低
価格演算増幅器A3及びA4で構成し、夫々電流源
トランジスタQ1及びQ2を駆動する。２個の増幅
段１６及び１８は同じ電圧源で動作でき、よつて
回路設計を容易にすると共に消費電力を最小にす
る。
て２つの同様な差動増幅器段１６−１８に接続す
るかを示す。第３図中、電圧レベルと電流レベル
を各回路素子の値と共に図示している。第３図の
場合、相互コンダクタンス増幅器A1は２個の低
価格演算増幅器A3及びA4で構成し、夫々電流源
トランジスタQ1及びQ2を駆動する。２個の増幅
段１６及び１８は同じ電圧源で動作でき、よつて
回路設計を容易にすると共に消費電力を最小にす
る。
尚、信号路に直列接続されている回路素子は、
高周波信号成分に対してはコンデンサのみである
ので、この増幅器の動作周波数限界は理論的には
存在しない。周波数限界は信号源インピーダンス
Rs，Rs′と回路導体や負荷に存在し得る接地浮遊
電容量のみにより決まる。実際上の限界はコンデ
ンサCc及びCc′の物理的寸法によつてのみ決ま
る。
高周波信号成分に対してはコンデンサのみである
ので、この増幅器の動作周波数限界は理論的には
存在しない。周波数限界は信号源インピーダンス
Rs，Rs′と回路導体や負荷に存在し得る接地浮遊
電容量のみにより決まる。実際上の限界はコンデ
ンサCc及びCc′の物理的寸法によつてのみ決ま
る。
増幅器A1の応答時定数τは特別小さい必要は
ない。τは結合時定数RsCsより十分小さければ
よい。この条件さえ満足されると、増幅器A1の
出力電流ｉは極僅かの誤差を伴うのみで入力電圧
Eeに追従する。
ない。τは結合時定数RsCsより十分小さければ
よい。この条件さえ満足されると、増幅器A1の
出力電流ｉは極僅かの誤差を伴うのみで入力電圧
Eeに追従する。
CcCc′の値は両者の差が約20％を超さない限り
は厳格に等しい必要はない。しかし、R1，R1′，
R2，R2′は完全に一致していないと応答平担性の
誤差が時定数Ｔ＝RsCsで生じるので、厳密に一
致する必要がある。平坦なパルス応答からの外れ
を最小にする為、増幅器A1とその入力間の容量
性結合を最少にするのが好ましい。
は厳格に等しい必要はない。しかし、R1，R1′，
R2，R2′は完全に一致していないと応答平担性の
誤差が時定数Ｔ＝RsCsで生じるので、厳密に一
致する必要がある。平坦なパルス応答からの外れ
を最小にする為、増幅器A1とその入力間の容量
性結合を最少にするのが好ましい。
以上、本発明のレベルシフト回路を好適実施例
に基づき説明したが、本発明の要旨を逸脱するこ
となく種々の変形変更が可能であることが当業者
には理解できよう。特に、本発明のレベルシフト
回路と共にコモンモード補正回路を使用すること
は必ずしも必須事項ではない。即ち、コモンモー
ド補正増幅器は負荷によるコモンモードインピー
ダンスが高すぎる場合にのみ必要となる。
に基づき説明したが、本発明の要旨を逸脱するこ
となく種々の変形変更が可能であることが当業者
には理解できよう。特に、本発明のレベルシフト
回路と共にコモンモード補正回路を使用すること
は必ずしも必須事項ではない。即ち、コモンモー
ド補正増幅器は負荷によるコモンモードインピー
ダンスが高すぎる場合にのみ必要となる。
上述の説明より明らかな如く、本発明のレベル
シフト回路は差動入力信号路に直列に接続した１
対のコンデンサより成る高周波信号路とこのコン
デンサの入出力間に交差接続した抵抗及び差動増
幅器を含む低周波信号路とより成るので、広帯域
差動入力信号を損うことなく忠実に出力し、且つ
出力信号レベルをシフトすることが可能である。
よつて、オシロスコープの垂直増幅器等の広帯域
多段増幅器中に使用すると各増幅段を同じ最低の
電源電圧レベルで動作させることができるので、
特にIC化した場合に低耐圧且つ低消費電力化が
実現でき、発熱問題も軽減されるので、実用上の
効果が顕著である。
シフト回路は差動入力信号路に直列に接続した１
対のコンデンサより成る高周波信号路とこのコン
デンサの入出力間に交差接続した抵抗及び差動増
幅器を含む低周波信号路とより成るので、広帯域
差動入力信号を損うことなく忠実に出力し、且つ
出力信号レベルをシフトすることが可能である。
よつて、オシロスコープの垂直増幅器等の広帯域
多段増幅器中に使用すると各増幅段を同じ最低の
電源電圧レベルで動作させることができるので、
特にIC化した場合に低耐圧且つ低消費電力化が
実現でき、発熱問題も軽減されるので、実用上の
効果が顕著である。
第１図は本発明によるレベルシフト回路の原理
図、第２図は第１図の各部動作波形図、第３図は
本発明のレベルシフト回路を２段のカスコード増
幅器間に挿入した広帯域差動増幅器の実用回路図
を示す。 図中、２は入力信号源、８はレベルシフト回
路、１０はコモンモード補正回路、１２は負荷、
A1は相互コンタグタンス増幅器である。
図、第２図は第１図の各部動作波形図、第３図は
本発明のレベルシフト回路を２段のカスコード増
幅器間に挿入した広帯域差動増幅器の実用回路図
を示す。 図中、２は入力信号源、８はレベルシフト回
路、１０はコモンモード補正回路、１２は負荷、
A1は相互コンタグタンス増幅器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 差動入力信号の各々が抵抗値Rsの抵抗を介
して供給される第１及び第２入力端子と、 第１及び第２出力端子と、 上記第１入力端子及び第１出力端子間並びに上
記第２入力端子及び第２出力端子間に夫々接続さ
れた容量値Ccの第１及び第２のコンデンサと、 上記第１入力端子及び上記第２出力端子間並び
に上記第２入力端子及び上記第１出力端子間に
夫々直列接続された等しい抵抗値Ｒを有する第１
及び第２対の抵抗と、 該第１対の抵抗の接続点及び上記第２対の抵抗
の接続点に夫々２つの入力端が接続され、上記第
１及び第２出力端子に２つの出力端子が夫々接続
された差動増幅器とを具え、 該差動増幅器の入力電圧Eeに対する出力電流
ｉは、上記差動増幅器の応答時定数をτ、ラプラ
ス変換演算子をｓとすると、ｉ＝Ee（１／2Rs＋
１／Ｒ）／（１＋τs）で表され、τはRs・Ccよ
り十分に小さいことを特徴とするレベルシフト回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/909,653 US4723112A (en) | 1986-09-19 | 1986-09-19 | Level shift circuit for differential signals |
| US909653 | 1986-09-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6378612A JPS6378612A (ja) | 1988-04-08 |
| JPH0585084B2 true JPH0585084B2 (ja) | 1993-12-06 |
Family
ID=25427612
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62225111A Granted JPS6378612A (ja) | 1986-09-19 | 1987-09-08 | レベルシフト回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4723112A (ja) |
| EP (1) | EP0265044B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6378612A (ja) |
| CA (1) | CA1252523A (ja) |
| DE (1) | DE3775879D1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4964083A (en) * | 1989-04-27 | 1990-10-16 | Motorola, Inc. | Non-address transition detection memory with improved access time |
| IT1231388B (it) * | 1989-08-25 | 1991-12-02 | Sgs Thomson Microelectronics | Convertitore di segnali elettrici analogici sbilanciati in segnali tutto-differenziali |
| US5486785A (en) * | 1994-09-30 | 1996-01-23 | Mitsubishi Semiconductor America, Inc. | CMOS level shifter with feedforward control to prevent latching in a wrong logic state |
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