JPH0626469B2 - マグネトロン駆動装置 - Google Patents
マグネトロン駆動装置Info
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- JPH0626469B2 JPH0626469B2 JP63103949A JP10394988A JPH0626469B2 JP H0626469 B2 JPH0626469 B2 JP H0626469B2 JP 63103949 A JP63103949 A JP 63103949A JP 10394988 A JP10394988 A JP 10394988A JP H0626469 B2 JPH0626469 B2 JP H0626469B2
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- H05B6/64—Heating using microwaves
- H05B6/66—Circuits
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- Electromagnetism (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子レンジ等のマグネトロンを駆動するに好
適な駆動装置に関する。
適な駆動装置に関する。
一次巻線に入力電圧が印加され、二次巻線に発生する高
圧を負荷、例えば、マグネトロンに供給する昇圧トラン
スを備えたスイッチング電源装置は良く知られている。
この場合、一次巻線に直列にトランジスタのようなスイ
ッチング装置が接続されるとともに、一次巻線、二次巻
線、スイッチング装置の何れかに並列に共振用キャパシ
タが接続される。高速でスイッチング装置のオン−オフ
動作を繰返すと、一次巻線およびキャパシタで構成され
る共振回路により高周波の交流が発生し、二次巻線に高
圧出力を発生する。
圧を負荷、例えば、マグネトロンに供給する昇圧トラン
スを備えたスイッチング電源装置は良く知られている。
この場合、一次巻線に直列にトランジスタのようなスイ
ッチング装置が接続されるとともに、一次巻線、二次巻
線、スイッチング装置の何れかに並列に共振用キャパシ
タが接続される。高速でスイッチング装置のオン−オフ
動作を繰返すと、一次巻線およびキャパシタで構成され
る共振回路により高周波の交流が発生し、二次巻線に高
圧出力を発生する。
このような装置は衆知であり例えば、サンヨーテクニカ
ルレビューＶｏｌ．１４、ＮＯ．1FEB.１９８２には、
一次巻線に直列にスイッチング装置を接続し、このスイ
ッチング装置に並列に共振用キャパシタを接続したスイ
ッチング電源が開示されている。
ルレビューＶｏｌ．１４、ＮＯ．1FEB.１９８２には、
一次巻線に直列にスイッチング装置を接続し、このスイ
ッチング装置に並列に共振用キャパシタを接続したスイ
ッチング電源が開示されている。
上述のような装置においては、スイッチング装置のオン
期間には整流出力が昇圧トランスの一次巻線に供給さ
れ、オフ期間はオン期間に蓄積されたエネルギーがキャ
パシタ、一次巻線で作られる共振回路に放出されて一次
巻線に電流が流れる。そして、マグネトロンの出力の調
整は、スイッチング装置のオン期間を変化させて、マグ
ネトロンの陽極電流の通流期間割合を制御することによ
り行われる。この場合に、スイッチング装置のオフ期間
中にスイッチング装置の両端にかかる電圧が零になるこ
とが必要である。
期間には整流出力が昇圧トランスの一次巻線に供給さ
れ、オフ期間はオン期間に蓄積されたエネルギーがキャ
パシタ、一次巻線で作られる共振回路に放出されて一次
巻線に電流が流れる。そして、マグネトロンの出力の調
整は、スイッチング装置のオン期間を変化させて、マグ
ネトロンの陽極電流の通流期間割合を制御することによ
り行われる。この場合に、スイッチング装置のオフ期間
中にスイッチング装置の両端にかかる電圧が零になるこ
とが必要である。
もし、大きな残留電圧があると、その電圧により大きな
電流がスイッチング装置に流れてそれを破壊する恐れが
ある。スイッチング装置のオフ期間中の電圧波形は、昇
圧トランスの一次巻線、共振用キャパシタ、二次側に挿
入される高圧用キャパシタ等の電気的定数によって決定
される。
電流がスイッチング装置に流れてそれを破壊する恐れが
ある。スイッチング装置のオフ期間中の電圧波形は、昇
圧トランスの一次巻線、共振用キャパシタ、二次側に挿
入される高圧用キャパシタ等の電気的定数によって決定
される。
また、マグネトロンの陽極電流のピーク値を所定値以
下、例えば1.2Aに抑えないとモーディング現象が発生
し、マグネトロンに異常高電圧を発生する。
下、例えば1.2Aに抑えないとモーディング現象が発生
し、マグネトロンに異常高電圧を発生する。
この対策としては、上記従来技術のように昇圧トランス
の一次側，二次側回路の何れかに高周波チョーク等のリ
アクトルを挿入し、インダクタンスを調整することが提
案されている。しかし、これにより装置全体が大型化し
たり、コスト高になる欠点がある。
の一次側，二次側回路の何れかに高周波チョーク等のリ
アクトルを挿入し、インダクタンスを調整することが提
案されている。しかし、これにより装置全体が大型化し
たり、コスト高になる欠点がある。
本発明の目的は、マグネトロンの過電流抑制及びマグネ
トロンから発する電波を防止するに小形なマグネトロン
駆動装置を提供することにある。
トロンから発する電波を防止するに小形なマグネトロン
駆動装置を提供することにある。
本発明は、直流電源と、直流電源から給電される一次巻
線、マグネトロンの陽極と陰極間に接続される第１の二
次巻線、及びマグネトロンのフィラメントに接続される
第２の二次巻線を有する昇圧トランスと、前記一次巻線
と前記直流電源との間に直列に接続され、制御信号に応
じてオン−オフ動作を繰り返すスイッチング素子と、前
記スイッチング素子、前記一次巻線及び前記第２の二次
巻線の少なくとも一つに並列に接続され、前記巻線のイ
ンダクタンスとの共振回路が形成されて前記スイッチン
グ素子のオフ期間が決定されるキャパシタと、前記スイ
ッチング素子を所定の期間同通させるためのオン信号を
周期的に発生し、前記スイッチング素子へ制御信号とし
て供給する制御装置とを備え、前記制御信号に基づき前
記マグネトロンに所望の電流を供給するマグネトロン駆
動装置において、 前記昇圧トランスの前記第１及び第２の二次巻線はそれ
ぞれ少なくとも二つに分割し、その分割された一方の第
１及び第２の二次巻線は前記一次巻線が巻回される同一
の鉄心脚に巻回し、前記分割された他方の第１及び第２
の二次巻線は他の鉄心脚に巻回し、 これによって得られる第２の二次巻線の漏洩インダクタ
ンスとコンデンサによりフィルタ回路を形成し、該フィ
ルタ回路が前記フィラメントに接続されることを特徴と
する。
線、マグネトロンの陽極と陰極間に接続される第１の二
次巻線、及びマグネトロンのフィラメントに接続される
第２の二次巻線を有する昇圧トランスと、前記一次巻線
と前記直流電源との間に直列に接続され、制御信号に応
じてオン−オフ動作を繰り返すスイッチング素子と、前
記スイッチング素子、前記一次巻線及び前記第２の二次
巻線の少なくとも一つに並列に接続され、前記巻線のイ
ンダクタンスとの共振回路が形成されて前記スイッチン
グ素子のオフ期間が決定されるキャパシタと、前記スイ
ッチング素子を所定の期間同通させるためのオン信号を
周期的に発生し、前記スイッチング素子へ制御信号とし
て供給する制御装置とを備え、前記制御信号に基づき前
記マグネトロンに所望の電流を供給するマグネトロン駆
動装置において、 前記昇圧トランスの前記第１及び第２の二次巻線はそれ
ぞれ少なくとも二つに分割し、その分割された一方の第
１及び第２の二次巻線は前記一次巻線が巻回される同一
の鉄心脚に巻回し、前記分割された他方の第１及び第２
の二次巻線は他の鉄心脚に巻回し、 これによって得られる第２の二次巻線の漏洩インダクタ
ンスとコンデンサによりフィルタ回路を形成し、該フィ
ルタ回路が前記フィラメントに接続されることを特徴と
する。
このようにすると、先ず、昇圧トランスの二次巻線のう
ち第１の巻線の分割により、一次巻線が巻回されない方
の鉄心脚に巻回された第１の分割巻線と一次巻線との磁
気結合が悪くなるので、鉄心の形状あるいはその磁気特
性を変更することなく巻線の漏洩インダクタンスを大き
くすることができ、この巻線の漏洩インダクタンスによ
り回路の過電流が抑制でき、従来のような特別なリアク
トルを回路中に設ける必要が無くなる。
ち第１の巻線の分割により、一次巻線が巻回されない方
の鉄心脚に巻回された第１の分割巻線と一次巻線との磁
気結合が悪くなるので、鉄心の形状あるいはその磁気特
性を変更することなく巻線の漏洩インダクタンスを大き
くすることができ、この巻線の漏洩インダクタンスによ
り回路の過電流が抑制でき、従来のような特別なリアク
トルを回路中に設ける必要が無くなる。
また、昇圧トランスの二次巻線のうち第２の巻線も分割
することにより、一次巻線が巻回されない方の鉄心脚に
巻回された第２の分割巻線と一次巻線との磁気結合が悪
くなるので、巻線の漏洩インダクタンスを大きくするこ
とができ、この巻線の漏洩インダクタンスとコンデンサ
とで構成するフィルタ回路をフィラメントに接続するこ
とにより、特別なリアクトルを設けることなく、マグネ
トロンの陽極で発生したマイクロ波がフィラメントを通
して外部に漏れるのを防止できる。
することにより、一次巻線が巻回されない方の鉄心脚に
巻回された第２の分割巻線と一次巻線との磁気結合が悪
くなるので、巻線の漏洩インダクタンスを大きくするこ
とができ、この巻線の漏洩インダクタンスとコンデンサ
とで構成するフィルタ回路をフィラメントに接続するこ
とにより、特別なリアクトルを設けることなく、マグネ
トロンの陽極で発生したマイクロ波がフィラメントを通
して外部に漏れるのを防止できる。
本発明の一実施例を示す第１図において、スイッチング
電源装置に直流電力を供給する直流電源１は、商用交流
電源３と全波整流器５から構成されている。直流電源１
は勿論バッテリでもよい。整流器５の直流出力端子には
リアクタとキャパシタで構成されたフィルタ７が接続さ
れているが、このフィルタ７は整流電圧を平滑するため
ではなく、後述の発振電流に含まれる音声周波数が交流
電源側を通して洩れるのを防ぎ、これによって電波ノイ
ズの発生を避けるためである。
電源装置に直流電力を供給する直流電源１は、商用交流
電源３と全波整流器５から構成されている。直流電源１
は勿論バッテリでもよい。整流器５の直流出力端子には
リアクタとキャパシタで構成されたフィルタ７が接続さ
れているが、このフィルタ７は整流電圧を平滑するため
ではなく、後述の発振電流に含まれる音声周波数が交流
電源側を通して洩れるのを防ぎ、これによって電波ノイ
ズの発生を避けるためである。
フィルタ７の下限周波数は、音声周波数の上限周波数に
ほぼ等しい約２０KHzより高く、上限周波数は、スイッ
チング動作の周波数よりも低く設定されている。したが
って、スイッチング装置９の動作には何の影響もない。
回路定数がこのように選択されているので、フィルタ７
は整流器５からの整流電圧を平滑化する作用はほとんど
ない。
ほぼ等しい約２０KHzより高く、上限周波数は、スイッ
チング動作の周波数よりも低く設定されている。したが
って、スイッチング装置９の動作には何の影響もない。
回路定数がこのように選択されているので、フィルタ７
は整流器５からの整流電圧を平滑化する作用はほとんど
ない。
スイッチング装置９はトランジスタ１１を備え、後で詳
細に説明するようにオン−オフ動作を繰り返す。スイッ
チング装置９は、トランジスタ１１に逆並列に接続され
たダンパダイオード１５および並列に接続された共振用
キャパシタ１３を備えている。電源装置は一次巻線１９
と三つの二次巻線２１、２３（２４）、２５を持つ昇圧
トランス１７を有している。一次巻線１９はスイッチン
グ装置９を介してフィルタ７と接続され、直列共振回路
がキャパシタ１３と一次巻線１９により構成される。二
次巻線２１はキャパシタ２７と高圧ダイオード２９より
なる倍電圧整流器を通してマグネトロン３１に接続され
る。マグネトロン３１の発生する高周波は導波管32を介
して加熱装置34に照射される。マグネトロン３１を流れ
る負荷電流を検出するために電流検出器３３が設けられ
る。
細に説明するようにオン−オフ動作を繰り返す。スイッ
チング装置９は、トランジスタ１１に逆並列に接続され
たダンパダイオード１５および並列に接続された共振用
キャパシタ１３を備えている。電源装置は一次巻線１９
と三つの二次巻線２１、２３（２４）、２５を持つ昇圧
トランス１７を有している。一次巻線１９はスイッチン
グ装置９を介してフィルタ７と接続され、直列共振回路
がキャパシタ１３と一次巻線１９により構成される。二
次巻線２１はキャパシタ２７と高圧ダイオード２９より
なる倍電圧整流器を通してマグネトロン３１に接続され
る。マグネトロン３１の発生する高周波は導波管32を介
して加熱装置34に照射される。マグネトロン３１を流れ
る負荷電流を検出するために電流検出器３３が設けられ
る。
二次巻線２５はマグネトロン３１のカソードを加熱する
ために設けられ、さらに他の二次巻線２３（２４）は出
力電圧を作るために昇圧トランス１７のコア内の磁束変
化を検出するための巻線として動作する。
ために設けられ、さらに他の二次巻線２３（２４）は出
力電圧を作るために昇圧トランス１７のコア内の磁束変
化を検出するための巻線として動作する。
トランジスタ１１は、第２図(a)に示すようなベース信
号に従って、オン−オフ動作を繰り返す。ベース信号が
トランジスタ１１のベースに与えられると、第２図(b)
に示すように時間t1でトランジスタ１１を通して電流が
流れ始め、エネルギーが一次巻線１９に蓄えられる。ト
ランジスタ１１が時間t2でオフすると、共振が開始し、
一次巻線１９に蓄えられていたエネルギーはキャパシタ
13に対して放出される。その結果、電流Icは第２図(c)
のようにキャパシタ１３を通して流れるので、キャパシ
タ１３の電圧Ｖｓ、すなわち、スイッチング装置９の両
端電圧は第2図(d)に示すように０から増加し始める。
号に従って、オン−オフ動作を繰り返す。ベース信号が
トランジスタ１１のベースに与えられると、第２図(b)
に示すように時間t1でトランジスタ１１を通して電流が
流れ始め、エネルギーが一次巻線１９に蓄えられる。ト
ランジスタ１１が時間t2でオフすると、共振が開始し、
一次巻線１９に蓄えられていたエネルギーはキャパシタ
13に対して放出される。その結果、電流Icは第２図(c)
のようにキャパシタ１３を通して流れるので、キャパシ
タ１３の電圧Ｖｓ、すなわち、スイッチング装置９の両
端電圧は第2図(d)に示すように０から増加し始める。
電流Icが０になると電圧Vsはピーク値に達し、０に向か
って減少し始め、時間t3にて０になる。時間t3にて０に
なる電圧Vsに同期して、トランジスタ１１は再びオンさ
れるが、発振電流Icの一部はなお、第２図(e)Idに示す
ようにダンパダイオード１５を通して流れ続ける。時間
t4で電流Idが０になったとき、第２図(b)に示すように
電流Itrは再びトランジスタ１１を通して流れ始める。
って減少し始め、時間t3にて０になる。時間t3にて０に
なる電圧Vsに同期して、トランジスタ１１は再びオンさ
れるが、発振電流Icの一部はなお、第２図(e)Idに示す
ようにダンパダイオード１５を通して流れ続ける。時間
t4で電流Idが０になったとき、第２図(b)に示すように
電流Itrは再びトランジスタ１１を通して流れ始める。
上記の動作の繰返しの結果、電流ItrとIdとの合成電流
はIsは、第２図(f)に示すようにスイッチング装置９を
通して流れ，電流IcとIsとの和である電流I1は第2図(g)
に示すように一次巻線１９を通して流れる。したがっ
て、第2図(h)に示すように電圧EdとVsの差に等しい電圧
V1が一次巻線１９の両端に発生する 第２図(g)に示すように電流I1は昇圧トランス１７の鉄
芯内に磁束変化を引き起こし、一次巻線１９と二次巻線
２１の間の巻数比に応じた高電圧が二次巻線２１の両端
に発生する。
はIsは、第２図(f)に示すようにスイッチング装置９を
通して流れ，電流IcとIsとの和である電流I1は第2図(g)
に示すように一次巻線１９を通して流れる。したがっ
て、第2図(h)に示すように電圧EdとVsの差に等しい電圧
V1が一次巻線１９の両端に発生する 第２図(g)に示すように電流I1は昇圧トランス１７の鉄
芯内に磁束変化を引き起こし、一次巻線１９と二次巻線
２１の間の巻数比に応じた高電圧が二次巻線２１の両端
に発生する。
商用交流電源３から交流電圧を受け取り、交流電圧が０
になる時点に同期してパルスを発生する同期パルス発生
器３５が設けられる。同期パルス発生器３５はまた、交
流電源電圧の瞬時値に比例した信号を発生する。
になる時点に同期してパルスを発生する同期パルス発生
器３５が設けられる。同期パルス発生器３５はまた、交
流電源電圧の瞬時値に比例した信号を発生する。
同期パルス発生器３５によって出力される同期パルス
は、トランジスタ１１を導通するためのオン信号を発生
する信号発生回路37に供給される。
は、トランジスタ１１を導通するためのオン信号を発生
する信号発生回路37に供給される。
オン信号はトランジスタ１１の駆動回路４１を通してト
ランジスタ１１のベースに与えられる。
ランジスタ１１のベースに与えられる。
さらに、第一信号を発生させるため検出用二次巻線２３
に生ずる電圧V3の波形整形を行う波形整形回路43が設け
られる。波形整形回路43により作られる第一信号は遅延
回路４５に与えられ、遅延回路４５は、所定時間だけ第
一信号を遅延し、第二信号を発生する。
に生ずる電圧V3の波形整形を行う波形整形回路43が設け
られる。波形整形回路43により作られる第一信号は遅延
回路４５に与えられ、遅延回路４５は、所定時間だけ第
一信号を遅延し、第二信号を発生する。
遅延回路45は、電圧Edに比例した信号を受け取り、その
遅延時間は、電圧Edの大きさによって変えられる。遅延
回路45からの第２信号は信号発生回路37に入力信号とし
て供給される。
遅延時間は、電圧Edの大きさによって変えられる。遅延
回路45からの第２信号は信号発生回路37に入力信号とし
て供給される。
平均回路49は、電流検出器33の出力を平滑して負荷電
流、すなわちマグネトロンの陽極電流に比例する信号を
発生させる。平均回数49の出力信号は比較器53で出力設
定器51により設定されるスイッチング電源装置の出力設
定値と比較され、その差が出力される。このようして得
られた偏差は、増幅器57を通して加算器59に与えられ、
同期パルス発生器35からの交流電圧の瞬時値に比例する
信号に加算される。加算器59の出力はオン信号発生回路
37に入力信号として与えられる。
流、すなわちマグネトロンの陽極電流に比例する信号を
発生させる。平均回数49の出力信号は比較器53で出力設
定器51により設定されるスイッチング電源装置の出力設
定値と比較され、その差が出力される。このようして得
られた偏差は、増幅器57を通して加算器59に与えられ、
同期パルス発生器35からの交流電圧の瞬時値に比例する
信号に加算される。加算器59の出力はオン信号発生回路
37に入力信号として与えられる。
補助電源47は、検出用二次巻線24に発生する電圧V3を整
流、平滑し、制御用電圧２４24Vccを発生する。この電
圧は上述の種々の回路の駆動電源として用いられる。
流、平滑し、制御用電圧２４24Vccを発生する。この電
圧は上述の種々の回路の駆動電源として用いられる。
すでに説明したようにフィルタ７は、整流電圧を平滑す
る作用はほとんどないので、第3図(a)に示すようにフィ
ルタ７の出力電圧Edの波形は通常の全波整流波形をほと
んど同じである。同期パルス発生器35は第3図(b)に示す
ように交流電圧がゼロのとき同期パルスを生ずる。オン
信号発生回路37は第3図(c)に示すようなオン信号を発生
する。交流電圧の各半サイクルに対応する脈動電圧Edの
各サイクルの最初のオン信号は、第3図(c)に示すように
同期パルスに同期して発生する。最初のオン信号に続く
オン信号は、第3図(d)に示すように遅延回路４５の出力
の立ち下がりに同期して発生される。このようにして発
生されるオン信号のそれぞれの期間は、加算器５９から
の信号によって決定されるので、その期間巾は電圧Edの
瞬時値が大きいときは狭くなる。それにより、トランス
１７の鉄心の磁気飽和が防止される。上記のようにして
発生されるオン信号は駆動回路４１を介してベース電流
としてトランジスタ１１に供給される。
る作用はほとんどないので、第3図(a)に示すようにフィ
ルタ７の出力電圧Edの波形は通常の全波整流波形をほと
んど同じである。同期パルス発生器35は第3図(b)に示す
ように交流電圧がゼロのとき同期パルスを生ずる。オン
信号発生回路37は第3図(c)に示すようなオン信号を発生
する。交流電圧の各半サイクルに対応する脈動電圧Edの
各サイクルの最初のオン信号は、第3図(c)に示すように
同期パルスに同期して発生する。最初のオン信号に続く
オン信号は、第3図(d)に示すように遅延回路４５の出力
の立ち下がりに同期して発生される。このようにして発
生されるオン信号のそれぞれの期間は、加算器５９から
の信号によって決定されるので、その期間巾は電圧Edの
瞬時値が大きいときは狭くなる。それにより、トランス
１７の鉄心の磁気飽和が防止される。上記のようにして
発生されるオン信号は駆動回路４１を介してベース電流
としてトランジスタ１１に供給される。
ベース信号に応じたトランジスタ１１のオン−オフ動作
の結果、高電圧が二次巻線の両端に誘起され、第3図(e)
に示すように、負荷を通して負荷電流が流れる。
の結果、高電圧が二次巻線の両端に誘起され、第3図(e)
に示すように、負荷を通して負荷電流が流れる。
第３図には定常状態においてマグネトロン３１に流れる
負荷電流が示されている。マグネトロンの出力はトラン
ジスタの１１のオン−オフ動作のデューティ、すなわち
オン−オフ動作の期間（Ton＋Toff期間）に対するオン
期間Tonの比を制御することによって調整される。
負荷電流が示されている。マグネトロンの出力はトラン
ジスタの１１のオン−オフ動作のデューティ、すなわち
オン−オフ動作の期間（Ton＋Toff期間）に対するオン
期間Tonの比を制御することによって調整される。
上記の実施例の場合、オン期間Tonは変更されるが、オ
フ期間は一定に保たれる。その理由は、第２図(c)から
明らかなように、発振により生ずる電流Ｉｃは，オフ期
間の間に流れ、その共振期間は、キヤパシタ１３と一次
巻線１９の電気的定数によって決定されるからである。
フ期間は一定に保たれる。その理由は、第２図(c)から
明らかなように、発振により生ずる電流Ｉｃは，オフ期
間の間に流れ、その共振期間は、キヤパシタ１３と一次
巻線１９の電気的定数によって決定されるからである。
第４図(a)、(b)は、スイッチング装置９の電流Isと電圧
Vsを示し、第２図(f)，(d)とそれぞれ対応している。第
４図(c)は検出巻線23に発生する電圧V3の波形を示すも
ので、第2図(h)に示される電圧V1と類似している。電圧
V1にもとずきて第４図(d)に示すような第一信号が発生
する。波形整形回路43は、しきい値レベル０で電圧V3を
スライスし、電圧V3が負の期間第一信号を発生する。第
４図(b)，(d)を比較すると明らかなように、Vsが０にな
る時点と、第一信号の立ち下がり時点との間には時間差
がある。もし、第一信号が第4図(e)に示したような第二
信号が得られる時間だけ遅延されるならば、第一信号の
立ち下がりは電圧Vsが０になる時点と一致する。遅延回
路45はこの遅延時間を提供するものである。さらに、時
間差は、電圧Vsをスライスするしきい値レベルに依存す
るので、遅延時間はそれにしたがって決定される。オン
信号発生回路37は第4図(g)に示すように、オン信号を発
生するために第二信号の立ち下がりによって立ち上が
る。したがって、オン信号の立上りは、電圧Vsが０にな
る時期と一致している。もし、発振条件が不安定にな
り、電圧Vsが実際には０にならなかったり、ダンパダイ
オード１５を通して電流Idが流れないとしても常に発生
する。さらに、第4図(e)に示すように、第二信号はまた
波形整形回路43と遅延回路45の順序を交換しても発生さ
せることができる。すなわち、検出された電圧V3が第4
(f)に示されるように最初に遅延回路内の時間だけ遅延
され、波形整形回路43は、第４図(e)に示すように第二
信号を作るため遅延された電圧V3を整形する。さらに、
第4図(g)ののようにオン信号が第4図(f)に示すような遅
延電圧V3から直接にうることもできる。すなわち、オン
信号発生回路37は、遅延された電圧V3が負から正に変化
するときに、トリガーされる。検出巻線23の両端に現わ
れる電圧V3により、トランス17のコア内の磁束変化を検
出し、その結果に基ずいてトランジスタ１１のオン信号
を作る。第２図（ｈ），第4図(c)から明らかなように、
一次巻線１９の両端に現われる電圧V1と、検出巻線23内
に誘起される電圧V3は同じ波形である。それ故に、オン
信号が発生すべき時点は電圧V1を用いることによっても
検出でき、検出巻線23を省略することができるのでトラ
ンス17の形状を小さくできる。しかしながら、この場合
には制御電圧源を別に設けなければならない。検出巻線
を有するトランスを用いるか、検出巻線のないトランス
を用いるかは適宜選択可能である。
Vsを示し、第２図(f)，(d)とそれぞれ対応している。第
４図(c)は検出巻線23に発生する電圧V3の波形を示すも
ので、第2図(h)に示される電圧V1と類似している。電圧
V1にもとずきて第４図(d)に示すような第一信号が発生
する。波形整形回路43は、しきい値レベル０で電圧V3を
スライスし、電圧V3が負の期間第一信号を発生する。第
４図(b)，(d)を比較すると明らかなように、Vsが０にな
る時点と、第一信号の立ち下がり時点との間には時間差
がある。もし、第一信号が第4図(e)に示したような第二
信号が得られる時間だけ遅延されるならば、第一信号の
立ち下がりは電圧Vsが０になる時点と一致する。遅延回
路45はこの遅延時間を提供するものである。さらに、時
間差は、電圧Vsをスライスするしきい値レベルに依存す
るので、遅延時間はそれにしたがって決定される。オン
信号発生回路37は第4図(g)に示すように、オン信号を発
生するために第二信号の立ち下がりによって立ち上が
る。したがって、オン信号の立上りは、電圧Vsが０にな
る時期と一致している。もし、発振条件が不安定にな
り、電圧Vsが実際には０にならなかったり、ダンパダイ
オード１５を通して電流Idが流れないとしても常に発生
する。さらに、第4図(e)に示すように、第二信号はまた
波形整形回路43と遅延回路45の順序を交換しても発生さ
せることができる。すなわち、検出された電圧V3が第4
(f)に示されるように最初に遅延回路内の時間だけ遅延
され、波形整形回路43は、第４図(e)に示すように第二
信号を作るため遅延された電圧V3を整形する。さらに、
第4図(g)ののようにオン信号が第4図(f)に示すような遅
延電圧V3から直接にうることもできる。すなわち、オン
信号発生回路37は、遅延された電圧V3が負から正に変化
するときに、トリガーされる。検出巻線23の両端に現わ
れる電圧V3により、トランス17のコア内の磁束変化を検
出し、その結果に基ずいてトランジスタ１１のオン信号
を作る。第２図（ｈ），第4図(c)から明らかなように、
一次巻線１９の両端に現われる電圧V1と、検出巻線23内
に誘起される電圧V3は同じ波形である。それ故に、オン
信号が発生すべき時点は電圧V1を用いることによっても
検出でき、検出巻線23を省略することができるのでトラ
ンス17の形状を小さくできる。しかしながら、この場合
には制御電圧源を別に設けなければならない。検出巻線
を有するトランスを用いるか、検出巻線のないトランス
を用いるかは適宜選択可能である。
第５図は、昇圧トランス17の巻線配置構造の一例を示す
図で、二つの脚６１、６３をもつ内鉄形トランスの一脚
６１に一次巻線１９を巻き、二次巻線２１を両方の脚６
１，６３に分割して巻いたものである。分割した二次巻
線のうちの巻線２１１は一次巻線１９と同一の鉄心脚６
１に巻回されているので磁気結合が良く、鉄心脚６３に
巻回された巻線２１３の磁気結合は悪くなるので、一次
側漏洩インダクタンスと無関係に二次側漏洩インダクタ
ンスを設定できる。一次側と二次側の漏洩インダクタン
スの比率は二次巻線の分割割合で変更でき、一次側と二
次側を合計した漏洩インダクタンスは、鉄心の脚の長さ
や脚間の距離等を変えることによって任意の値に設定で
きる。これにより、昇圧トランス17の一次側漏洩インダ
クタンス、二次側漏洩インダクタンスを自由に設定する
ことができ、リアクトルを使用しないで動作が安定した
スイッチング電源装置が得られる。また、脚６１、６３
にはマグネトロンのフィラメント加熱用二次巻線25、2
6、補助電源用およびタイミング用二次巻線23、24が巻
かれている。
図で、二つの脚６１、６３をもつ内鉄形トランスの一脚
６１に一次巻線１９を巻き、二次巻線２１を両方の脚６
１，６３に分割して巻いたものである。分割した二次巻
線のうちの巻線２１１は一次巻線１９と同一の鉄心脚６
１に巻回されているので磁気結合が良く、鉄心脚６３に
巻回された巻線２１３の磁気結合は悪くなるので、一次
側漏洩インダクタンスと無関係に二次側漏洩インダクタ
ンスを設定できる。一次側と二次側の漏洩インダクタン
スの比率は二次巻線の分割割合で変更でき、一次側と二
次側を合計した漏洩インダクタンスは、鉄心の脚の長さ
や脚間の距離等を変えることによって任意の値に設定で
きる。これにより、昇圧トランス17の一次側漏洩インダ
クタンス、二次側漏洩インダクタンスを自由に設定する
ことができ、リアクトルを使用しないで動作が安定した
スイッチング電源装置が得られる。また、脚６１、６３
にはマグネトロンのフィラメント加熱用二次巻線25、2
6、補助電源用およびタイミング用二次巻線23、24が巻
かれている。
第５図の実施例では二次巻線を二つに分割したが、逆に
一次巻線を二つに分割しても同様の効果が得られる。さ
らに、同一脚上に一次巻線と二次巻線が一部分重なるよ
うに巻回しても、一次あるいは二次巻線は磁気結合が密
の部分と粗の部分が形成され、リアクトルを使用しなく
ても独立に一次側および二次側インダクタンスを設定す
ることができる。
一次巻線を二つに分割しても同様の効果が得られる。さ
らに、同一脚上に一次巻線と二次巻線が一部分重なるよ
うに巻回しても、一次あるいは二次巻線は磁気結合が密
の部分と粗の部分が形成され、リアクトルを使用しなく
ても独立に一次側および二次側インダクタンスを設定す
ることができる。
また、従来、マグネトロンの陽極で発生したマイクロ波
がフィラメントを通して外部へ漏れるのを防止するた
め、フィラメント端子にリアクトルとキャパシタで構成
されたフィルタ（図示しない）が通常設けられる。しか
し、このフィルタは電波用のため一般的にインピーダン
スは小さくて良く従ってインダクタンスも小さいもので
ある。そしてこのフィルタと二次巻線２５の漏洩インダ
クタンスを含めたフィラメント給電回路のインピーダン
スが小さい場合には、二次巻線２５の出力電圧に変動が
生じるとフィラメント電流の変動幅が大きくなりフィラ
メント温度の安定化が図れない。
がフィラメントを通して外部へ漏れるのを防止するた
め、フィラメント端子にリアクトルとキャパシタで構成
されたフィルタ（図示しない）が通常設けられる。しか
し、このフィルタは電波用のため一般的にインピーダン
スは小さくて良く従ってインダクタンスも小さいもので
ある。そしてこのフィルタと二次巻線２５の漏洩インダ
クタンスを含めたフィラメント給電回路のインピーダン
スが小さい場合には、二次巻線２５の出力電圧に変動が
生じるとフィラメント電流の変動幅が大きくなりフィラ
メント温度の安定化が図れない。
そこで本願では、マグネトロンの陽，陰極に接続される
二次巻線２１と同様に、フィラメント用の二次巻線２５
も巻線を分割し、これにより二次巻線２５の漏洩インダ
クタンスを大きくしている。これによって、上記フィル
タのリアクトルが省略できると共に、二次巻線２５の出
力電圧の変動に対するフィラメント電流の変動幅を小さ
くすることによってフィラメント温度の安定化を図って
いる。
二次巻線２１と同様に、フィラメント用の二次巻線２５
も巻線を分割し、これにより二次巻線２５の漏洩インダ
クタンスを大きくしている。これによって、上記フィル
タのリアクトルが省略できると共に、二次巻線２５の出
力電圧の変動に対するフィラメント電流の変動幅を小さ
くすることによってフィラメント温度の安定化を図って
いる。
尚、第１図の実施例においては、共振用キャパシタ１３
がトランジスタ１１に並列に接続されているが、点線で
示すように一次巻線１９、二次巻線２１に並列に接続し
ても良い。
がトランジスタ１１に並列に接続されているが、点線で
示すように一次巻線１９、二次巻線２１に並列に接続し
ても良い。
以上述べたように、本発明によれば、昇圧トランスの一
次，二次巻線の巻回数あるいは鉄心の形状や磁気特性を
変更することなく巻線の漏洩インダクタンスを大きくす
ることができるので、第１の二次巻線により過電流が抑
制でき、従来のような特別なリアクトルを回路に設ける
必要が無くなり、マグネトロン駆動装置として小形化が
図れる。
次，二次巻線の巻回数あるいは鉄心の形状や磁気特性を
変更することなく巻線の漏洩インダクタンスを大きくす
ることができるので、第１の二次巻線により過電流が抑
制でき、従来のような特別なリアクトルを回路に設ける
必要が無くなり、マグネトロン駆動装置として小形化が
図れる。
さらに、マグネトロンのフィラメントに設けるところの
電波防止用のフィルタ回路のインダクタンス部を第２の
二次巻線の漏洩インダクタンスの大きさでカバーできる
のでフィルタとして特別なリアクトルが不要となると共
にコンデンサ容量を小さくでき装置としてさらに小形化
が図れる。
電波防止用のフィルタ回路のインダクタンス部を第２の
二次巻線の漏洩インダクタンスの大きさでカバーできる
のでフィルタとして特別なリアクトルが不要となると共
にコンデンサ容量を小さくでき装置としてさらに小形化
が図れる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図，第３
図、第４図は各部の出力信号波形を示す図、第５図は昇
圧トランスの巻線配置を説明する図である。 １……直流電源、９……スイッチング装置、１３……共
振用キャパシタ、１７……昇圧トランス、１９……一次
巻線、２１……二次巻線、３１……マグネトロン。
図、第４図は各部の出力信号波形を示す図、第５図は昇
圧トランスの巻線配置を説明する図である。 １……直流電源、９……スイッチング装置、１３……共
振用キャパシタ、１７……昇圧トランス、１９……一次
巻線、２１……二次巻線、３１……マグネトロン。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松田 靖夫 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭60−236489（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−290356（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−126819（ＪＰ，Ｕ) 実公 昭６−14735（ＪＰ，Ｙ１)
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源と、 前記直流電源から給電される一次巻線、マグネトロンの
陽極と陰極間に接続される第１の二次巻線、及び前記マ
グネトロンのフィラメントに接続される第２の二次巻線
を有する昇圧トランスと、 前記一次巻線と前記直流電源との間に直列に接続され、
制御信号に応じてオン−オフ動作を繰り返すスイッチン
グ素子と、 前記スイッチング素子、前記一次巻線及び前記第２の二
次巻線の少なくとも一つに並列に接続され、前記巻線の
インダクタンスとの共振回路が形成されて前記スイッチ
ング素子のオフ期間が決定されるキャパシタと、 前記スイッチング素子を所定の期間同通させるためのオ
ン信号を周期的に発生し、前記スイッチング素子へ制御
信号として供給する制御装置とを備え、前記制御信号に
基づき前記マグネトロンに所望の電流を供給するマグネ
トロン駆動装置において、 前記昇圧トランスの前記第１及び第２の二次巻線はそれ
ぞれ少なくとも二つに分割し、その分割された一方の第
１及び第２の二次巻線は前記一次巻線が巻回される同一
の鉄心脚に巻回し、前記分割された他方の第１及び第２
の二次巻線は他の鉄心脚に巻回し、 これによって得られる第２の二次巻線の漏洩インダクタ
ンスとコンデンサによりフィルタ回路を形成し、該フィ
ルタ回路が前記フィラメントに接続されることを特徴と
するマグネトロン駆動装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63103949A JPH0626469B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | マグネトロン駆動装置 |
| US07/343,748 US4933830A (en) | 1988-04-28 | 1989-04-27 | Switching power supply |
| KR1019890005620A KR890016757A (ko) | 1988-04-28 | 1989-04-28 | 스위칭 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63103949A JPH0626469B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | マグネトロン駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01278261A JPH01278261A (ja) | 1989-11-08 |
| JPH0626469B2 true JPH0626469B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=14367673
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63103949A Expired - Fee Related JPH0626469B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | マグネトロン駆動装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4933830A (ja) |
| JP (1) | JPH0626469B2 (ja) |
| KR (1) | KR890016757A (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2227134B (en) * | 1989-01-06 | 1993-07-14 | Hitachi Ltd | High frequency heating system |
| DE3918299A1 (de) * | 1989-06-05 | 1990-12-06 | Vogt Electronic Ag | Schaltnetzteil zum betreiben eines magnetrons |
| US5274208A (en) * | 1990-03-28 | 1993-12-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High frequency heating apparatus |
| JP2839632B2 (ja) * | 1990-03-30 | 1998-12-16 | 株式会社東芝 | 電子レンジ |
| KR920003586Y1 (ko) * | 1990-04-14 | 1992-05-30 | 주식회사 금성사 | 마그네트론 구동 전원회로 |
| EP0493624B1 (de) * | 1990-12-20 | 1994-06-22 | VOGT electronic Aktiengesellschaft | Zum Betreiben eines Magnetrons bestimmtes Schaltnetzteil |
| US5101335A (en) * | 1990-12-26 | 1992-03-31 | Eastman Kodak Company | DC-to-DC converter using coupled inductor current sensing and predetermined on time |
| US5412555A (en) * | 1991-03-26 | 1995-05-02 | Ricoh Company, Ltd. | Self-oscillating DC-DC Converter with zero voltage switching |
| KR940008029B1 (ko) * | 1991-06-28 | 1994-08-31 | 삼성전자 주식회사 | 마그네트론 구동용 전원장치 |
| FR2679075B1 (fr) * | 1991-07-09 | 1993-10-22 | Moulinex Sa | Dispositif de detection du dysfonctionnement d'une charge telle qu'un magnetron. |
| KR0115015Y1 (ko) * | 1991-09-19 | 1998-10-01 | 이헌조 | 스위칭소자 구동회로 |
| DE19801711A1 (de) * | 1998-01-17 | 1999-07-22 | Aixcon Elektrotechnik Gmbh | Magnetronstromversorgung |
| US5991170A (en) * | 1998-02-03 | 1999-11-23 | Sony Corporation | Equipment and method for transmitting electric power |
| US6362463B1 (en) * | 1998-08-06 | 2002-03-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency heating apparatus |
| JP2000152023A (ja) * | 1998-09-04 | 2000-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高圧発生装置 |
| KR20010028450A (ko) * | 1999-09-21 | 2001-04-06 | 윤종용 | 교류/직류 전자렌지의 마그네트론 구동회로 |
| WO2001043267A1 (en) * | 1999-12-07 | 2001-06-14 | Advanced Energy Industries, Inc. | Power supply with flux-controlled transformer |
| KR100735098B1 (ko) * | 2001-03-09 | 2007-07-06 | 삼성전자주식회사 | 전자렌지 및 그 전압제어방법 |
| EP2100525A1 (en) * | 2008-03-14 | 2009-09-16 | Philip Morris Products S.A. | Electrically heated aerosol generating system and method |
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| CN103430440B (zh) * | 2011-03-09 | 2017-06-30 | 飞利浦照明控股有限公司 | 可调反激或者降压‑升压转换器 |
| CN102969889B (zh) * | 2012-11-05 | 2015-08-12 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种自供电的源极驱动电路及应用其的开关电源 |
| CN106851883B (zh) * | 2016-12-28 | 2020-04-03 | 广东格兰仕集团有限公司 | 一种变频微波炉的软启动电路及其方法 |
Family Cites Families (12)
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| US3886434A (en) * | 1973-09-07 | 1975-05-27 | Warwick Electronics Inc | Flyback transformer |
| JPS5813652Y2 (ja) * | 1974-10-21 | 1983-03-16 | ソニー株式会社 | コウアツハツセイカイロ |
| GB1551013A (en) * | 1975-11-07 | 1979-08-22 | Rca Corp | Power supply arrangement with minimum interaction between plural loads |
| US4327348A (en) * | 1977-05-20 | 1982-04-27 | Tdk Electronics Co., Ltd. | Variable leakage transformer |
| JPS60236489A (ja) * | 1984-05-09 | 1985-11-25 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
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| JPS62126819U (ja) * | 1986-01-31 | 1987-08-12 | ||
| JPS62290356A (ja) * | 1986-06-09 | 1987-12-17 | Hitachi Ltd | スイツチング電源 |
| US4774649A (en) * | 1987-07-01 | 1988-09-27 | Power-One, Inc. | Integrated magnetic resonant power converter |
| JPH0614735U (ja) * | 1992-07-13 | 1994-02-25 | 三菱重工業株式会社 | アッシュインテーク |
-
1988
- 1988-04-28 JP JP63103949A patent/JPH0626469B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-04-27 US US07/343,748 patent/US4933830A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-04-28 KR KR1019890005620A patent/KR890016757A/ko not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR890016757A (ko) | 1989-11-30 |
| US4933830A (en) | 1990-06-12 |
| JPH01278261A (ja) | 1989-11-08 |
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| JPH0234135B2 (ja) |
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