JPH05889B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は帯域通過フイルタに関する。かかるフ
イルタはアナログあるいはデジタル信号のろ波を
可能にするとともに、帯域内での群遅延特性のゆ
がみの補正および／または振幅特性の補正を可能
にするものである。

このようなフイルタは殊に無線受信機に有用で
ある。このような受信機の一つ構成においては通
常の電気フイルタが使用されている。

しかしながら、従来のフイルタは群遅延特性の
ゆがみおよび／または振幅特性の補正を行なわな
いため、信号の伝送に不都合を招くことがしばし
ばあるい。通過帯域のうちでも異なる周波数にお
ける通過時間は一定ではない。群遅延特性の補正
は補正ネツトワークによつて達成される。これら
のネツトワークは能動素子を内蔵した１個以上の
セルを有していることが多い。補正ネツトワーク
中に数個のセルが存在するとき、各セルはトラン
ジスタによつて隣接セルから絶縁されている。こ
れらの補正のネツトワークは、フイルタに従つて
カスケード接続されている。

無線受信機の場合、群遅延特性を補正するため
に２個のセルを使用するのが従来の慣例であつ
た。２個セルの中心周波数は、夫々帯域通過フイ
ルタの中心周波数の両側に位置が望ましい。しか
しながら、群遅延特性の補正はなされるが、振幅
特性は群遅延特性の補正に影響されたままであ
る。

又、ある極めて高い周波数での使用において
は、狭帯域のマイクロ波フイルタが用いられてい
る。群遅延特性の補正は結合された複合キヤビテ
イを使用することによつて与えられる。これらの
フイルタの合成は、以下の刊行物に示されるよう
に技術文献に説明されている。

J.D.RHODES“直接接合されたキヤビテイによ
つて位相を線形的に総括するフイルタ”
（“filtregeneralise ａ phase lineairepar
cavite ａ conplage direct，”）IEEE
Tansactions MTT、MTT第18巻、1970年６月、
第308頁乃至第313頁、A.E.Ata他“狭帯域導波フ
イルタ”、IEEE Transactions MTT、MTT第
18巻、No.４、1972年４月、第258頁乃至第264頁、
A.E.Atia他“狭帯域連結多重キヤビテイの合成”
（“Synthese des cavites multiples conplees ａ
bande etrorte”）IEEE Transactions CAS、
CAS第21巻、No.５、1974年９月、第649頁乃至第
655頁。

上述のフイルタの欠点を以下に述べる。狭帯域
であつてかつ複合キヤビテイを連結してなるマイ
クロ波フイルタは、低周波数あるは中間周波数で
の使用は不可能である。補正ネツトワークを具備
してなる従来のフイルタは能動素子のための特別
な電源供給システムを使用する。加えて、このフ
イルタは殊に大きく、通常、信頼性に欠ける。

本発明は、上述の諸点に鑑みなせらたものであ
り、その目的とするところは、能動素子を使用せ
ず、帯域が広く、且つ群遅延特性が中心周波数に
関し対称且つ平坦であつて位相ひずみの小さい帯
域通過フイルタを提供することにある。

本発明によれば前記目的は、リアクタンス受動
素子を介してカスケードに接続された５段のの並
列共振回路と、１段目の並列共振回路の非接地側
の端子と４段目の並列共振回路の非接地側の端子
との間に接続された第１のコンデンサと、２段目
の並列共振回路の非接地側の端子と５段目の並列
共振回路の非接地側の端子との間に接続されてお
り前記第１のコンデンサと同一の容量を有する第
２のコンデンサとを含む帯域通過フイルタであつ
て、帯域におけるフイルタの振幅特性及び群遅延
特性の中心周波数に関して対称とすべく、前記１
段目の並列共振回路の共振周波数と前記５段目の
並列共振回路の共振周波数とが同一、かつ前記２
段目の並列共振回路の共振周波数と前記４段目の
並列共振回路の共振周波数とが同一であり、前記
１段目の並列共振回路の非接地側の端子と前記２
段目の並列共振回路の非接地側の端子との間に接
続されたリアクタンス受動素子は前記第１のコン
デンサよりも大なる容量を有する第３のコンデン
サであり、前記２段目の並列共振回路の非接地側
の端子と前記３段の並列共振回路の非接地側の端
子との間に接続されたリアクタンス受動素子は第
１のコイルであり、前記３段目の並列共振回路の
非接地側の端子と前記４段目の並列共振回路の非
接地側の端子との間に接続されたリアクタンス受
動素子は前記第１のコイルと同一のインダクタン
スを有する第２のコイルであり、前記４段目の並
列共振回路の非接地側の端子と前記５段目の並列
共振回路の非接地側の端子との間に接続されたリ
アクタンス受動素子は前記第３のコンデンサと同
一の容量を有する第４のコンデンサである第１の
帯域通過フイルタ、リアクタンス受動素子を介し
てカスケード接続された５段の並列共振回路と、
１段目の並列共振回路の非接地側の端子と４段目
の並列共振回路の非接地側の端子との間に接続さ
れた第１のコンデンサと、２段目の並列共振回路
の非接地側の端子と５段目の並列共振回路の非接
地側の端子との間に接続されており前記第１のコ
ンデンサと同一の容量を有する第２のコンデンサ
とを含む帯域通過フイルタであつて、帯域におけ
るフイルタの振幅特性及び群遅延特性の中心周波
数に関して対称とすべく、前記１段目の並列共振
回路の共振周波数と前記５段目の並列共振回路の
共振周波数とが同一、かつ前記２段目の並列共振
回路の共振周波数と前記４段目の並列共振回路の
共振周波数とが同一であり、前記１段目の並列共
振回路の非接地側の端子と前記２段目の並列共振
回路の非接地側の端子との間に接続されたリアク
タンス受動素子は前記第１のコンデンサよりも大
なる容量を有する第３のコンデンサであり、前記
２段目の並列共振回路の非接地側の端子と３段目
の並列共振回路の非接地側の端子との間に接続さ
れたリアクタンス受動素子は前記第１のコンデン
サよりも大であつて前記第３のコンデンサより小
なる容量を有する第４のコンデンサであり、前記
３段目の並列共振回路の非接地側の端子と前記４
段目の並列共振回路の非接地側の端子との間に接
続されたリアクタンス受動素子は前記第４のコン
デンサと同一の容量を有する第５のコンデンサで
あり、前記４段目の並列共振回路の非接地側の端
子と前記５段目の並列共振回路の非接地側の端子
との間に接続されたリアクタンス受動素子は前記
第３のコンデンサと同一の容量を有する第６のコ
ンデンサである第２の帯域通過フイルタ、及びリ
アクタンス受動素子を介してカスケードに接続さ
れた５段のの並列共振回路と、１段目の並列共振
回路の非接地側の端子と４段目の並列共振回路の
非接地側の端子との間に接続された第１のコイル
とを含む帯域通過フイルタであつて、帯域におけ
るフイルタの振幅特性及び群遅延特性の中心周波
数に関して対称とすべく、１段目の並列共振回路
の共振周波数と５段目の並列共振回路の共振周波
数とが同一、かつ２段目の並列共振回路の共振周
波数と４段目の並列共振回路の共振周波数とが同
一であり、前記１段目の並列共振回路の非接地側
の端子と前記２段目の並列共振回路の非接地側の
端子との間に接続されたリアクタンス受動素子は
第１のコンデンサであり、前記２段目の並列共振
回路の非接地側の端子と３段目の並列共振回路の
非接地側の端子との間に接続されたリアクタンス
受動素子は第１のコイルよりも小なるインダクタ
ンスを有する第２のコイルであり、前記３段目の
並列共振回路の非接地側の端子と前記４段目の並
列共振回路の非接地側の端子との間に接続された
リアクタンス受動素子は前記第２のコイルと同一
のインダクタンスを有する第３のコイルであり、
前記４段目の並列共振回路の非接地側の端子と前
記５段目の並列共振回路の非接地側の端子との間
に接続されたリアクタンス受動素子は前記第１の
コンデンサと同一の容量を有する第２のコンデン
サである第３の帯域通過フイルタによつて達成さ
れる。

本発明の第１の帯域通過フイルタにおいては、
共振周波数に関して１段目の並列共振回路と５段
目の並列共振回路とが同一、２段目の並列共振回
路と４段目の並列共振回路とが同一であり、イン
ダクタンスに関して第１のコイルと第２のコイル
とは同一、容量に関して第１のコンデンサと第２
のコンデンサとは同一、かつ第１のコンデンサよ
り大なる第３のコンデンサと第４のコンデンサと
は同一であり、本発明の第２の帯域通過フイルタ
においては、共振周波数に関して１段目の並列共
振回路と５段目の並列共振回路とが同一、２段目
の並列共振回路と４段目の並列共振回路とが同一
であり、容量に関して第１のコンデンサと第２の
コンデンサとは同一、第４のコンデンサは第１の
コンデンサより大かつ第３のコンデンサより小、
第５のコンデンサは第４のコンデンサとは同一、
かつ第６のコンデンサは第３のコンデンサと同一
であり、本発明の第３の帯域通過フイルタにおい
ては、共振周波数に関して１段目の並列共振回路
と５段目の並列共振回路とが同一、２段目の並列
共振回路と４段目の並列共振回路とが同一であ
り、容量に関して第１のコンデンサと第２のコン
デンサとは同一であり、インダクタンスに関して
第１のコイルは第２のコイルより大かつ第２のコ
イルより第３のコイルは同一になるが故に、電気
フイルタの振幅特性及び群遅延特性を中心周波数
に関して数学的に対称とし得、通過帯域における
群遅延特性の変化を最小とし得、且つ群遅延特性
を自己補正し得る。

以下に本発明を、非限定的具体例及び添付図面
を参照しつつ詳細に説明する。

本発明による５段のカスケード接続された帯域
通過フイルタをよりよく理解するために、第１図
に示す11段の並列共振回路からなるフイルタの回
路図について説明する。

第１図においては、フイルタの入力部を構成す
る一対の入力端子Ｅ１，Ｅ２によつて入力信号を
受信する。入力インピーダンス整合装置２．１
は、信号を整合してフイルタ手段に伝送すべく、
該信号を受信する。

入力インピーダンス整合装置２．１の出力はフ
イルタ手段の入力に接続される。フイルタ手段
は、ｎ（ｎ奇数の整数）個の共振回路Ｒ１…RN
から構成される。該回路図においては、ｎ＝11に
限定されている。１段目の共振回路の出力は２段
目の共振回路の入力に接続される。

この接続は、カスケード接続と指称される。フ
イルタ手段３の出力は、出力インピーダンス整合
装置２．２に接続される。フイルタ手段３の出力
は最後の共振回路の出力である。出力インピーダ
ンス整合装置２．２の出力は、フイルタの出力端
子Ｓ１，Ｓ２に接続される。

カツプリング手段４は、隣接接合手段すなわち
隣接カツプリング手段４．６及び非隣接結合手段
すなわち非隣接カツプリング手段４．５から成
る。

カツプリング手段４は隣接カツプリンゲグ手段
４．６を介してフイルタ手段３に接続される。隣
接カツプリング手段はリアクタンス受動素子から
なるカツプリング手段Mi，ｊによつて表される。
各共振回路は隣接カツプリング手段Mi，ｊ（ｉ＝
１、２、…、ｎ−１、ｊ＝ｉ＋１）を介して隣接
の共振回路の入力に接続される。即ち、Mi，ｊ
はｉ段目の共振回路とこれに続くｊ段目の共振回
路カツプリングに相当するものである。カツプリ
ング手段４は又、リアクタンス受動素子からなる
カツプリングMk，ｌで表わされる非隣接カツプ
リング手段４．５を有する。該非隣接カツプリン
グ手段はｋ段目の共振回路の出力とｌ段目の共振
回路の入力間に接続される。ここで、ｋ＝１、
２、３…（ｎ−３）、ｌ＝ｋ＋３である。ｎ＝11
の場合、次記のカツプリングが存在する。

第１、第４共振回路間：M1、４ 第２、第５共振回路間：M2、５ 第３、第６共振回路間：M3、６ 第４、第７共振回路間：M4、７ 第５、第８共振回路間：M5、８ 第６、第９共振回路間：M6、９ 第７、第10共振回路間：M7、10 第８、第11共振回路間：M8、11 第４図及び第５図には共振回路の回路図が示さ
れている。

第４図及び第５図における２個の共振回路は同
一の構成を有する。該共振回路は、公知の如く、
同調周波数において共振すべく、インダクタンス
とこれに並列のキヤパシタすなわち容量（共振回
路をダンピングさせるためにインダクタンス又は
容量と並列に抵抗を接続しても良い。）を有して
いる。

第４図において、共振回路は並列に接続された
コイルとコンデンサとからなり、この共振回路に
対応する隣接カツプリング手段は該共振回路の非
接地側の端子に接続される。

第５図は、一つの点において第４図と異なる。
この図では、非隣接カツプリング手段はコイルの
中点Ｎに接続される。

第２図は本発明によるフイルタの第１の具体例
を示している。このフイルタは中心周波数が70M
Hz近傍の中間周波数用に設計されている。この例
では帯域は1.25MHzである。

第３図に示されているように、群遅延特性は帯
域内において比較的平坦であり、従つて位相ひず
みが小さい。このフイルタには、周波数70MHzの
信号ゼネレータＧによつて供給される。ゼネレー
タＧの内部インピーダンスＲは75Ωである。ゼネ
レータによつて与えられた信号は入力端子Ｅ１及
びＥ２間に印加される。インピーダンス整合装置
２．１及び２．２は容量CE及びCSを有する。容
量CEは入力端子Ｅ１及び１段目の共振回路Ｒ１
の非接地側の端子間に接続される。容量CSは出
力端子Ｓ１及び最終段の共振回路Ｒ５の非接合側
の端子間に直列に接続される。前記２個の容量は
この具体例では5.18pFに等しい。フイルタ手段３
は５個の共振回路Ｒ１，Ｒ２…Ｒ５から成る。各
共振回路は第４図に示された共振回路に等しい。
各共振回路は隣接カツプリング手段を介して次に
付く共振回路に接続される。

第１、第２共振回路及び第４、第５共振回路間
を接続する隣接カツプリング手段Ｍ１，２及びＭ
４．５はそれぞれコンデンサである。第２、第３
共振回路及び第３、第４共振回路間を接続する隣
接カツプリング手段Ｍ２，３及びＭ３，４はそれ
ぞれコイルである。第１、第４共振回路間の非隣
接カツプリング手段Ｍ１，４はコンデンサであ
る。第２、第５共振回路間の非隣接カツプリング
手段はコンデンサである。

実際にこれらのフイルタの製造に際し、最適化
の結果インダクタンスあるいはコンデンサの容量
が高すぎるか低すぎるかして非隣接接合の数値が
直接物理的に実現不能のとき、非隣接結合は同等
の部材で代替し得る。

従つて、上記の非隣接カツプリングは、コンデ
ンサと直列に接続されたコイル、あるいはコンデ
ンサと並列に接続されたコイル、あるいはＴ型に
接続された３個のコイル（即ち第１のコイルは第
２のコイルと直列に接続され、第３のコイルは２
個の前記コイルの共通点及び電位Ｓ２間に接続さ
れる）などの等価装置に置換され得ることは明白
である。

隣接又は非隣接カツプリング手段の値はフイル
タ構成法に基づいて決定される。該法は、カツプ
リングマトリクスを見出し、必要なフイルタ伝達
関数を得べき係数と整合することから成る。この
方法は狭い通過帯域においては公知である。得ら
れた結果は結論としては最適ではない。

インダクタンス及び容量に関する計算は、次
式： Lij＝Ｒ・Rn／2πf0Mij、 Cij＝Mij／2πf0R・Rn を基にしてなされる。

共振回路のアンダクタンス及び容量は次式： Ｌ＝Ｒ・Rn（fp／f0−f0／fp）／2πf0、 Ｃ＝１／4π²f0²L （ここで、f0はフイルタの中心周波数、fpは最終
リツプルの高い方の周波数、Ｒはゼネレータの内
部抵抗、Rnは負荷抵抗、Mi，ｊは、カツプリン
グマトリツクスＭの第ｉ、ｊ項）を基にして計算
される。

これらの式を基にして得られた結果に（Ｋ、マ
ドセン、H.シアイアーヤコブセン、J.ボルビイ
（K.MADSEN、H.SCHIAER−JACOBSEN、J.
VOLDBY）が「自動化されたミニマツクス回路
網設計」（“Automated minimax Desing of
netoworks”、IEEE−Cir.and Syst.第CAS−22
巻、No.10、1975年10月、pp.791〜795）に発表し
た最適化法が適用される。この最適化法は与えら
れた周波数Fjにおけるフイルタの理想レスポンス
Ｈ（Fj）と実際レスポンスH0（Fj）間の偏差を減
じることを可能にしている。実際のレスポンスの
質を測定するため、及び質を改良する最適化を導
入するために２つの基準が考えられる。かくし
て、ｍ関数Ｈ（Fj）の標準偏差： 又は、ｍ関数Ｈ（Fj）の最大偏差： Fmax＝max_j｛Ｈ（Fj）−H0（Fj）｝ に対する考察が与えられる。

本発明の各具体例においては、インダクタンス
及び容量に関する数値はいずれも前述のLij、
Cij、Ｌ、Ｃの計算をしてのち、通過帯域におけ
る群遅延特性の変化を最小化するために、コンピ
ユータを使用して順次上述の最適化法で計算され
数値が設定される。この最適化の結果、振幅と群
遅延特性との数学的対称性をもたらす。

該最適化法は各素子の損失を考慮している。か
くして、この方法は、各素子が共振周波数におい
て損失、即ち抵抗特性を有するために、完全性を
失することを前提とする。例えばコイルL₀は
L2πf₀／Q1（Q1はインダクタンスＬの過電圧係数
であり、Ｒは損失を表す）に等しい抵抗Ｒとこれ
に直列のインダクタンスＬと等価である。又コン
デンサC₀はC_c／C2πf₀（C_cは容量Ｃの過電圧係数）
に等しい抵抗Ｒとこれに並列のキヤパシタンスＣ
等価である。

該最適化法は反復法である。それぞれの反復に
対して、解決されるべき非線型的な問題が、線型
近似によつて置換される。要求される確度が得ら
れた時点で反復は停止される。この結果は周波数
の関数として得られたカツプリングを調整して最
適化される。共振回路を奇数段とすることは、所
与の振幅特性に対し群遅延特性を得ることをより
容易に可能にする。

第１の具体例及び供述する第２の具体例におい
ては、群遅延特性の補正にもかかわらず中心周波
数の近傍において、振幅特性が対称となる。

前述の第１の具体例においては、以下に示す結
果が得られる。

M1、２＝M4、５＝0.597pF M2、３＝M3、４＝13417nH M1、４＝0.09pF M2、５＝0.09pF C1＝C5＝34.135pF C2＝C4＝39.555pF C3＝40.535pF L1＝L2＝…＝L5＝130nH フイルタの振幅特性は第３図に示され、ＭHz単
位の周波数が横軸にプロツトされる。デシベル単
位の利得即ち振幅の減衰が縦軸に示される。フイ
ルタの対称性は中心周波数に関する該曲線の対称
によつて示される。25dB減衰帯域まで数学的対
称性が存在する。即ち、25dBの減衰帯域までカ
ツトオフ周波数を超えて、まだ対称性が存在する
ことを意味する。この減衰曲線は２つのカツトオ
フ周波数に対し、実質的に同一の急勾配を有す
る。これはフイルタの数学的対称性に基くもので
ある。

群遅延特性も第３図に示される。ＭHz単位の周
波数が横軸に、ナノ秒単位の時間が縦軸にプロツ
トされている。

群遅延特性は振幅特性と同様な特性即ち数学的
対称を有する。69.4MHzから70.5MHz間では、遅
延時間の変化が小さいことが観察される。69.4M
Hzから70.5MHzまでの帯域はフイルタの有効帯域
の約80％を表している。結果的には、有効帯域の
80％において群遅延特性が極めて良好に補正され
ている。

ここでこれらの共振回路の同調周波数は最適化
に由来する。実際の同調周波数を知るためには結
合の構成要素の値の影響を考慮にいれなかればな
らない。第１共振回路の要素Ｌ１は130nHであり
C1は34.135PFであつて固有共振周波数は約
75.5MHzである。容量性の結合要素及び得に容量
CEが5.18PFであることを考慮にいれ、コンピユ
ータで厳密に計算してみると共振回路の容量値総
量L1／C1は増加しておりそれでその共振周波数
は減少する。後述する具体例もまた、第７図に示
される具体例のＭ１，４を除いて容量性のもので
あるが、第７図に示される具体例のＭ１，４はそ
の誘導性要素の値が大きすぎて（1000000nH）当
該共振回路の共振周波数の目立つた影響を及ぼし
得ない。

第１図の回路図及び第６図の具体例を参照して
以下の記述がなされる。第６図の第２の具体例に
おいて、共振回路の符号は第一の具体例と同一で
ある。電圧供給及び負荷状態は第一の具体例と同
一である。インピーダンス整合装置２．１及び
２．２は信号発生手段を考慮して容量が夫々
5.18pFに等しいコンデンサCE及びCSである。

全ての隣接カツプリング手段、即ち、Ｍ１，
２，Ｍ２，３，Ｍ３，４，Ｍ４，５はコンデンサ
である。全ての非隣接カツプリング手段、即ちＭ
１，４及びＭ２，５も又コンデンサである。以下
の関係及び結果が得られる。

M1、２＝M4、５＝0.597pF M2、３＝M3、４＝0.385nF M1、４＝0.09pF M2、５＝0.09pF C1＝C5＝34.135pF C2＝C4＝39.783pF C3＝38.995pF L1＝L2＝…＝L5＝130nH 中心周波数は実質的に70MHzに等しくは帯域は
約1.25MHzに等しい。

この第２の具体例の振幅特性Ａ１が第８図に示
される。これは第３図に示す第１の具体例の振幅
特性Ａと同一である。

群遅延特性Ｔ１は周波数70MHz及び70.5MHz間
においてわずかに変化する。この特定の周波数領
域においては、第２図に示された第１の具体例よ
りもこの第２の具体例において、わずかに大きた
群遅延時間の変化が見られること、即ち、群遅延
時間の補正がやや劣ることが明らかにされる。

しかしながら、この第２の具体例は、最適化方
程式により、決定された理想フイルタのモデルと
して残存する。

第１図の回路図及び第７図の具体例を参照して
以下の記述がなされる。

電圧供給および負荷の条件は最初の２つの具体
例の場合と同様である。インピーダンス整合装置
CEおよびCSは夫々、5.18Fの容量のコンデンサ
である。隣接カツプリング手段Ｍ１，２およびＭ
２，５はコンデンサであり、非隣接カツプリング
手段はコイルである。

１段目および４段の共振回路間にはコイルが接
続されている。

以下の関係および結果が得られる。

M1、２＝M4、５＝0.59pF M2、３＝M3、４＝13417nF M1、４＝1000000nH C1＝C5＝34.135pF C2＝C4＝39.555pF C3＝40.535pF L1＝L2＝…＝L5＝130nH 中心周波数は70MHzであり、通過帯域がほぼ
1.25MHzに等しい。

このフイルタの最適化はフイルタの選択性が最
大（通過帯域外の減衰が大）となるように行なわ
れた。その結果として群遅延特性の変化がかなり
大きい非隣接結合が唯一保持されている。

これに見られる通り明確な基準に従つた最適化
が可能となるのは本発明の構造の利点である。

この第３の具体例で得られる振幅特性A2はま
た第８図に示されている。振幅特性Ａ２は、２つ
の振幅特性ＡおよびＡ１とはわずかに異なつてい
る。振幅特性Ａ２は、カツトオフ周波数を越えた
ところ、すなわち帯域外で非常に意味のある減衰
を有している。結果として、フイルタはより選択
度が高い。

第８図の群遅延特性Ｔ２においては遅延時間の
変化が大きい。

第１および第３の具体例は、群遅延時間の変化
の補正および振幅補正の独立性を示すものであ
る。第２の具体例は第１の具体例の単なる変形で
ある。

上述した３つの具体例について温度変化試験を
実行した。試験は最低温度ほぼ−30℃と最高温度
ほぼ＋70℃との間で実行された。これらの試験の
後、振幅特性および群遅延特性は小さな変化を受
けただけで、フイルタの理想的なレスポンスに極
めて近い状態を維持している。

得られる結果は、従来の補正デバイスを付加し
たフイルタを用いて得られる結果と同等である。
しかしながら、全体としての大きさは50％以上小
さくなり、能動素子が使用されないため、熱的不
安定性の問題もなくなる。

もちろん本発明の構造を用いて特に他の中心周
波数及び又は他の通過帯域で本発明に対応する他
のフイルタを計算し最適化を図ることも可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、11段の共振回路からなるフイルタの
回路図、第２図は本発明によフイルタの第一の具
体例の説明図、第３図はフイルタの第一の具体例
の所与の周波数バンドに対する振幅特性及び群遅
延特性の説明図、第４図は共振回路の第１の接続
方法の説明図、第５図は共振回路の第２の接続方
法の説明図、第６図は本発明によるフイルタの第
２の具体例の説明図、第７図は本発明によるフイ
ルタの第３の具体例の説明図、第８図は第２及び
第３の具体例に対する振幅特性及び群遅延特性の
説明図である。 １，１……フイルタ入力部、Ｅ１，Ｅ２……入
力端子、１．２……フイルタ出力部、Ｓ１，Ｓ２
……出力端子、２．１，２．２……インピーダン
ス整合装置、３……フイルタ手段、Ｒ１〜ｎ……
共振回路、４……カツプリング手段、４．５……
Mk，ｌ……非隣接カツプリング、４．６……
Mi，ｊ……隣接カツプリング、Ｇ……ゼネレー
タ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ リアクタンス受動素子を介してカスケード接
   続された５段の並列共振回路と、１段目の並列共
   振回路の非接地側の端子と４段目の並列共振回路
   の非接地側の端子との間に接続された第１のコン
   デンサと、２段目の並列共振回路の非接地側の端
   子と５段目の並列共振回路の非接地側の端子との
   間に接続されており前記第１のコンデンサと同一
   の容量を有する第２のコンデンサとを含む帯域通
   過フイルタであつて、帯域におけるフイルタの振
   幅特性及び群遅延特性の中心周波数に関して対称
   とすべく、前記１段目の並列共振回路の共振周波
   数と前記５段目の並列共振回路の共振周波数とが
   同一、かつ前記２段目の並列共振回路の共振周波
   数と前記４段目の並列共振回路の共振周波数とが
   同一であり、前記１段目の並列共振回路の非接地
   側の端子と前記２段目の並列共振回路の非接地側
   の端子との間に接続されたリアクタンス受動素子
   は前記第１のコンデンサよりも大なる容量を有す
   る第３のコンデンサであり、前記２段目の並列共
   振回路の非接地側の端子と前記３段目の並列共振
   回路の非接地側の端子との間に接続されたリアク
   タンス受動素子は第１のコイルであり、３段目の
   並列共振回路の非接地側の端子と前記４段目の並
   列共振回路の非接地側の端子との間に接続された
   リアクタンス受動素子は前記第１のコイルと同一
   のインダクタンスを有する第２のコイルであり、
   前記４段目の並列共振回路の非接地側の端子と前
   記５段目の並列共振回路の非接地側の端子との間
   に接続されたリアクタンス受動素子は前記第３の
   コンデンサと同一の容量を有する第４のコンデン
   サである帯域通過フイルタ。 ２ 中心周波数が70MHzであり帯域幅が1.25MHz
   である特許請求の範囲第１項に記載の帯域通過フ
   イルタ。 ３ リアクタンス受動素子を介してカスケード接
   続された５段の並列共振回路と、１段目の並列共
   振回路の非接地側の端子と４段目の並列共振回路
   の非接地側の端子との間に接続された第１のコン
   デンサと、２段目の並列共振回路の非接地側の端
   子と５段目の並列共振回路の非接地側の端子との
   間に接続されており前記第１のコンデンサと同一
   の容量を有する第２のコンデンサとを含む帯域通
   過フイルタであつて、帯域におけるフイルタの振
   幅特性及び群遅延特性の中心周波数に関して対称
   とすべく、前記１段目の並列共振回路の共振周波
   数と前記５段目の並列共振回路の共振周波数とが
   同一、かつ前記２段目の並列共振回路の共振周波
   数と前記４段目の並列共振回路の共振周波数とが
   同一であり、前記１段目の並列共振回路の非接地
   側の端子と前記２段目の並列共振回路の非接地側
   の端子との間に接続されたリアクタンス受動素子
   は前記第１のコンデンサよりも大なる容量を有す
   る第３のコンデンサであり、前記２段目の並列共
   振回路の非接地側の端子と前記３段の並列共振回
   路の非接地側の端子との間に接続されたリアクタ
   ンス受動素子は前記第１のコンデンサよりも大で
   あつて前記第３のコンデンサより小なる容量を有
   する第４のコンデンサであり、前記３段目の並列
   共振回路の非接地側の端子と前記４段目の並列共
   振回路の非接地側の端子との間に接続されたリア
   クタンス受動素子は前記第４のコンデンサと同一
   の容量を有する第５のコンデンサであり、前記４
   段目の並列共振回路の非接地側の端子と前記５段
   目の並列共振回路の非接地側の端子との間に接続
   されたリアクタンス受動素子は前記第３のコンデ
   ンサと同一の容量を有する第６のコンデンサであ
   る帯域通過フイルタ。 ４ 中心周波数が70MHzであり帯域幅が1.25MHz
   である特許請求の範囲第３項に記載の帯域通過フ
   イルタ。 ５ リアクタンス受動素子を介してカスケードに
   接続された５段の並列共振回路と、１段目の並列
   共振回路の非接地側の端子と４段目の並列共振回
   路の非接地側の端子との間に接続された第１のコ
   イルとを含む帯域通過フイルタであつて、帯域に
   おけるフイルタの振幅特性及び群遅延特性を中心
   周波数に関して対称とすべく、前記１段目の並列
   共振回路の共振周波数と５段目の並列共振回路の
   共振周波数とが同一、かつ２段目の並列共振回路
   の共振周波数と前記４段目の並列共振回路の共振
   周波数とが同一であり、前記１段目の並列共振回
   路の非接地側の端子と前記２段目の並列共振回路
   の非接地側の端子との間に接続されたリアクタン
   ス受動素子は第１のコンデンサであり、前記２段
   目の並列共振回路の非接地側の端子と３段目の並
   列共振回路の非接地側の端子との間に接続された
   リアクタンス受動素子は第１のコイルよりも小な
   るインダクタンスを有する第２のコイルであり、
   前記３段目の並列共振回路の非接地側の端子と前
   記４段目の並列共振回路の非接地側の端子との間
   に接続されたリアクタンス受動素子は前記第２の
   コイルと同一のインダクタンスを有する第３のコ
   イルであり、前記４段目の並列共振回路の非接地
   側の端子と前記５段目の並列共振回路の非接地側
   の端子との間に接続されたリアクタンス受動素子
   は前記第１のコンデンサと同一の容量を有する第
   ２のコンデンサである帯域通過フイルタ。 ６ 中心周波数が70MHzであり帯域幅が1.25MHz
   である特許請求の範囲第５項に記載の帯域通過フ
   イルタ。