JPH0590847A - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高率の高い電力増幅器を得る。 【構成】 出力段のトランジスタから出力される電圧に
応じてそれぞれスイッチング電源回路によって構成され
ている正負の可変電圧電源の電圧を変化させて、相補対
称回路として構成されている出力段の各トランジスタの
コレクタ・エミッタ間電圧が入力信号の状態とは無関係
に予め定められた電圧値に保持されるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電力増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から各種の構成態様の電力増幅器が
知られているが、例えば音響機器における出力回路とし
てはシングル・エンデッド・プッシュ・プル（ＳＥＰ
Ｐ）が広く使用されて来ている。そして、前記したＳＥ
ＰＰ回路の効率はＢ級ＰＰ回路の効率７８.５％と同じ
値を示すが、電力消費を少なくすることが望まれる電子
機器、例えば携帯用のラジオ受信器付きの磁気テープレ
コーダー等に用いられる電力増幅器としては、より一
層、効率の高い電力増幅器が望まれた。効率の高い電力
増幅器としては、従来からパルス幅変調型の電力増幅器
が知られている。図５は前記したパルス幅変調型の電力
増幅器の概略構成を示すブロック図であって、図におい
て４８は増幅の対象にされている音声信号Ｓｂ｛図６の
(ｂ)参照｝の入力端子であり、４９はパルス幅変調回路
である。前記のパルス幅変調回路４９では搬送波源５０
から供給されている搬送波Ｓa｛図６の（ａ）参照｝
を、前記した音声信号Ｓｂによってパルス幅変調して、
パルス幅変調波Ｓｃ{図６の(ｃ)参照}を出力してパルス
増幅器５１に供給する。

【０００３】パルス増幅器によって増幅されたパルス幅
変調波Ｓｃは、スイッチイング回路５２,５３の開閉制
御信号として用いられ、前記したスイッチング回路５
２,５３はオン，オフの状態が互に逆となるように開閉
制御されて、前記したスイッチング回路５２がオンの状
態のときには電源５６のプラス側→オンの状態のスイッ
チング回路５２→低域通過濾波器５４→負荷（スピー
カ）５５→電源５６のマイナス側の回路により負荷５５
に電流を流し、また、前記したスイッチング回路５３が
オンの状態のときには電源５７のプラス側→負荷（スピ
ーカ）５５→低域通過濾波器５４→オンの状態のスイッ
チング回路５３→電源５７のマイナス側の回路により負
荷５５に電流を流す。そして、前記した負荷５５には図
６の（ｄ）に示されているような波形の信号Ｓｄ、すな
わち、増幅の対象にされている音声信号Ｓｂ｛図６の
(ｂ)参照｝と同一の波形の信号を流される。前記したパ
ルス幅変調型の電力増幅器は、出力段の半導体素子がス
イッチング動作を行なって、負荷に電力を供給するよう
にしているために、出力段の半導体素子によって無駄に
消費される電力が極めて少なく、したがって高い効率の
電力増幅器として動作できる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、前記したパ
ルス幅変調型の電力増幅器では搬送波Ｓａの周波数とし
て、変調波となされる音声信号Ｓｂの最高周波数値の数
十倍にしないと、良好な出力信号が得られないために、
スイッチング回路としても前記した高い周波数値となさ
れている搬送波Ｓａの繰返し周波数を有する開閉制御信
号によって良好なスイッチング制御が行なわれるような
高価なスイッチング素子が必要とされる他に、前記のよ
うに高い周波数値の信号が用いられることにより不要な
放射電磁界が生じることが問題になる。それで、パルス
幅変調型の電力増幅器が例えばラジオ受信器付きの磁気
テープレコーダー等のように、放射電磁界によって信号
の受信を行なう機能部分を備えているような電子機器の
場合には、前記のように電力増幅器から生じる不要な放
射電磁界が無線受信部で受信されないように厳重な電磁
遮蔽ならびに静電遮蔽を施すことが必要とされるという
等の欠点があった。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は少なくとも出力
段が相補対称回路として構成されていて正負２電源から
動作用電力が供給されるようになされている電力増幅器
において、出力段の各トランジスタのコレクタ・エミッ
タ間電圧が入力信号の状態とは無関係に予め定められた
電圧値に保持されるように正負２電源の電圧を変化させ
るようにする手段を設けてなる電力増幅器を提供する。

【０００６】

【作用】相補対称回路として構成されている出力段の各
トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧が入力信号の
状態とは無関係に予め定められた電圧値に保持されるよ
うに正負２電源の電圧を変化させることにより、出力段
の各トランジスタで生じる損失が極めて少なくなり高い
効率の電力増幅器を提供できる。

【０００７】

【実施例】以下、添付図面を参照して本発明の電力増幅
器の具体的な内容を詳細に説明する。図１は本発明の電
力増幅器の一実施例のブロック図、図２は本発明の電力
増幅器の動作を説明するための波形図、図３は可変電圧
電源の構成原理及び動作原理を説明するためのブロック
図、図４は図３に示されている可変電圧電源の動作を説
明するための波形図である。図１において１は増幅の対
象にされている信号(例えば音響信号)の入力端子、２は
励振段の電圧増幅器であり、前記した励振段の電圧増幅
器２からの出力信号は、トランジスタＱ1,Ｑ2、抵抗Ｒ1
〜Ｒ5、ダイオードＤ1,Ｄ2よりなるＳＥＰＰ回路の出力
段に入力信号として与えられ、前記した出力段からの出
力信号は負荷４７に供給される。前記した出力段の動作
用電力は図１中に一点鎖線枠ＶＶＣで示されている可変
電圧電源における端子５〜７から出力段に供給されてい
る。可変電圧電源ＶＶＣには、端子３に対して正電圧が
与えられ、また端子４には負電圧が与えられている。前
記した可変電圧電源ＶＣＣは、電力増幅器の出力段のト
ランジスタＱ1，Ｑ2におけるそれぞれのトランジスタの
コレクタ・エミッタ間電圧Ｖceが、増幅の対象にされて
いる音響信号の振幅の変化とは無関係に、予め定められ
た電圧値に保持されている状態にさせるような動作用電
圧を、前記した端子５〜７を介して電力増幅器の出力段
に供給できるように構成されている電源であって、それ
は例えばスイッチング電源を変形することによって構成
できる。

【０００８】図３は前記した可変電圧電源ＶＶＣの構成
原理及び動作原理を説明するためのスイッチング電源の
ブロック図であるが、この図３では図１中に示されてい
る正負の２電源からなる可変電圧電源ＶＶＣにおける端
子３と端子５との間に構成されている正電源側の回路構
成の基本的な構成部分だけを代表的に示してある。ま
た、図４は図３に示されている可変電圧電源の動作説明
用の波形図である。図３においてＱはＰチャンネルのス
イッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ(以下Ｐチャンネル
のＦＥＴ Ｑのように記載されることもある)であって、
平滑コンデンサＣｓによって平滑された正電源入力がソ
ースに供給されている前記のＰチャンネルのＦＥＴ Ｑ
は、コンパレータＣＯＭＰからゲートに供給されている
電圧がローレベルのときにはオンの状態になって、正電
源入力電力を図中の実線矢印のようにドレインから還流
コイルＬを介して平滑コンデンサＣと負荷とに供給し、
また前記したコンパレータＣＯＭＰからゲートに供給さ
れている電圧がハイレベルのときには前記のＰチャンネ
ルのＦＥＴ Ｑがオフの状態になる。前記のＰチャンネ
ルのＦＥＴ Ｑがオフの状態になると、Ｐチャンネルの
ＦＥＴ Ｑがオンの状態のときに還流コイルＬ中に蓄積
されていた磁気エネルギが、回路中に電流として回収さ
れて図中の点線矢印のように還流ダイオードＤを通して
流れる。

【０００９】前記したＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのオン
オフ動作によって負荷側に与えられる電力量は、Ｐチャ
ンネルのＦＥＴ Ｑのオンの状態の期間に比例して増加
するから、ＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのドレインと負荷
との間に設けられている還流コイルＬと平滑コンデンサ
Ｃとによって平滑された状態でスイッチング電源の負荷
に供給される電圧値は、ＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのオ
ンの状態の期間とオフの状態の期間との比を変化させる
ことによって変化できる。そして、ＰチャンネルのＦＥ
Ｔ Ｑのオンの状態の期間とオフの状態の期間との比
は、例えば、予め定められた波高値を有する三角波信号
が反転入力端子に供給されているコンパレータの非反転
入力端子に、可変電圧を供給することによってコンパレ
ータから出力される図４の（ｂ）〜（ｄ）に例示されて
いるようにパルス幅の変化している信号をＰチャンネル
のＦＥＴ Ｑのゲートに供給することによって容易に変
化させることができる。

【００１０】図４の（ａ）はコンパレータの反転入力端
子に供給されている予め定められた波高値を有する三角
波信号と、コンパレータの非反転入力端子に与えられて
いる可変電圧（図中の＋Ｖｘ→０→−Ｖｘ）とを示して
おり、図４の（ｂ）はコンパレータのコンパレータの非
反転入力端子に対して供給された電圧が−Ｖｘのときに
コンパレータの出力側からＰチャンネルのＦＥＴ Ｑの
ゲートに与えられる電圧波形を示しており、また、図４
の（ｃ）はコンパレータのコンパレータの非反転入力端
子に対して供給された電圧が０Ｖのときにコンパレータ
の出力側からＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのゲートに与え
られる電圧波形を示し、さらに、図４の（ｄ）はコンパ
レータのコンパレータの非反転入力端子に対して供給さ
れた電圧が＋Ｖｘのときにコンパレータの出力側からＰ
チャンネルのＦＥＴ Ｑのゲートに与えられる電圧波形
を示している。

【００１１】前記のような動作を行なう図３中のコンパ
レータの非反転端子に対して、ＰチャンネルのＦＥＴ
Ｑのドレインと負荷との間に設けられている還流コイル
Ｌと平滑コンデンサＣとによって平滑された状態でスイ
ッチング電源の負荷に供給される正電圧をフィードバッ
ク抵抗Ｒｂを介して帰還させるとともに、前記のコンパ
レータの非反転端子に対して、設定電圧入力端子からコ
ンパレータ入力抵抗Ｒａを介して出力電圧制御用の可変
負電圧を供給した場合には、前記した負荷に供給される
正電圧の電圧値は、前記した出力電圧制御用の可変負電
圧の電圧値の変化に応じて変化する。前記の点を具体例
について説明すると次のとおりである。すなわち、前記
したフィードバック抵抗Ｒｂとコンパレータ入力抵抗Ｒ
ａとの抵抗値を同一とし、また設定電圧入力端子に−５
Ｖの負電圧を与えたとし、さらにコンパレータの反転端
子にピーク・ピーク値が０.１Ｖ(±５０ｍＶ)の三角波
電圧が供給されていると、さらにまた正電源入力の電圧
値が＋１０Ｖであるとした場合を例にとって考えると、
まず電源の投入時にはＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのドレ
インと負荷との間に設けられている平滑コンデンサＣの
端子電圧は０Ｖであるから、この状態におけるコンパレ
ータの非反転入力端子への供給電圧は−２.５Ｖとな
る。

【００１２】前記のようにコンパレータの非反転入力端
子への供給電圧が−２.５Ｖの場合には、コンパレータ
の非反転入力端子の電圧は反転入力端子に供給されてい
る三角波の±５０ｍＶの電圧値よりも充分に低いため
に、コンパレータの出力は三角波電圧の電圧値の変化と
は無関係に常にローレベルの状態になる。それで、Ｐチ
ャンネルのＦＥＴ Ｑは連続的にオンの状態を続けて、
平滑コンデンサＣの端子電圧が０Ｖから次第に上昇して
行く。前記したＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのオンの状態
は、平滑コンデンサＣの端子電圧が４.９Ｖに達するま
で続き、平滑コンデンサＣの端子電圧が４.９Ｖ以上に
なると、コンパレータにおける三角波電圧との比較結果
に対応してパルス幅が変化しているハイレベルの状態の
電圧がコンパレータからＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのゲ
ートに供給されるようになり、ＰチャンネルのＦＥＴ
Ｑは前記したハイレベルの状態の電圧がゲートに供給さ
れている状態でオフになるから、平滑コンデンサＣの端
子電圧が４.９Ｖ以上になった場合にはＰチャンネルの
ＦＥＴ Ｑはスイッチング動作を開始する。前記したＰ
チャンネルのＦＥＴ Ｑのスイッチング動作は、平滑コ
ンデンサＣの端子電圧が４.９Ｖ付近においてはオンの
期間が長く、前記の電圧値の上昇につれてオンの期間が
短くなって行く（図４参照）というようなものであり、
平滑コンデンサＣの端子電圧が５.１Ｖ以上においては
ＰチャンネルのＦＥＴ Ｑはオフの状態を続けることに
なる。

【００１３】図３に示されているスイッチング電源回路
では、前記のようなＰチャンネルのＦＥＴ Ｑのスイッ
チング動作によって、スイッチング電源の出力として負
荷に供給される正電源の電圧値は、設定電圧入力端子に
設定された負電圧が−５Ｖの場合には＋５Ｖとなされ、
また、設定電圧入力端子に設定された負電圧が例えば０
Ｖの場合には、スイッチング電源の出力として負荷に供
給される正電源の電圧値は０Ｖとなされ、さらに設定電
圧入力端子に設定された負電圧が例えば−１０Ｖの場合
には、スイッチング電源の出力として負荷に供給される
正電源の電圧値＋１０Ｖとなされるというように、スイ
ッチング電源の出力として負荷に供給される正電源の電
圧値は、設定電圧入力端子に設定される負電圧の電圧値
と絶対値が同一な正電圧となっている。

【００１４】これまで、図１中に示されている正負の２
電源からなる可変電圧電源ＶＶＣにおける端子３と端子
５,６との間にＰチャンネルのスイッチング・パワーＭＯ
Ｓ・ＦＥＴ１０を含んで構成されている正電源側の回路
構成の基本的な構成部分だけを代表的に示してある図３
を参照して、可変電圧電源ＶＶＣに使用されているスイ
ッチング電源回路の構成原理及び動作原理を説明して来
たが、図１中に示されている可変電圧電源ＶＶＣにおけ
る端子４と端子７，６との間にＮチャンネルのスイッチ
ング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１１を含んで構成されてい
る負電源側の回路構成や動作も、前述した正電源側のス
イッチング電源回路の場合と同様なことは容易に理解で
きるところであるから、負電源側におけるスイッチング
電源回路についての具体的な記述は省略する。

【００１５】さて、図１中に示されている正負の２電源
からなる可変電圧電源ＶＶＣにおける端子３と端子５，
６との間にＰチャンネルのスイッチング・パワーＭＯＳ・
ＦＥＴ１０を含んで構成されている正電源側のスイッチ
ング電源回路と、端子４と端子７，６との間にＮチャン
ネルのスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１１を含ん
で構成されている負電源側のスイッチング電源回路とに
おいて、８，９は平滑コンデンサ（図３中の平滑コンデ
ンサＣｓと対応）、１４，１５は還流コイル（図３中の
還流コイルＬと対応）１２，１３は還流ダイオード（図
３中の還流デイオードＤと対応）、１６，１７は平滑コ
ンデンサ（図３中の平滑コンデンサＣと対応）、２１，
３４はコンパレータ(図３中のコンパレータＣＯＭＰと
対応)、２５，３８はフィードバック抵抗（図３中のフ
ィードバック抵抗Ｒｂと対応）、２７,４０はコンパレ
ータ入力抵抗(図３中のコンパレータ入力抵抗Ｒａと対
応）である。

【００１６】可変電圧電源ＶＶＣにおける正電源側の出
力端子５がコレクタに接続されている電力増幅器の出力
段のトランジスタＱ1のエミッタは、抵抗Ｒ1を介して可
変電圧電源ＶＶＣにおける端子６に接続されており、ま
た、可変電圧電源ＶＶＣにおける負電源側の出力端子７
がコレクタに接続されている電力増幅器の出力段のトラ
ンジスタＱ2のエミッタは、抵抗Ｒ2を介して可変電圧電
源ＶＶＣにおける前記した端子６に接続されている。そ
して前記した端子６と正電源側のコンパレータ２１にお
ける非反転入力端子との間には、演算増幅器２８と抵抗
２９,３０とによって構成されている反転増幅器ＩＡｐ
と、コンパレータ入力抵抗２７との直列回路を含む回路
が接続されており、また前記した端子６と負電源側のコ
ンパレータ３４における非反転入力端子との間には、演
算増幅器４１と抵抗４２，４３とによって構成されてい
る反転増幅器ＩＡｍと、コンパレータ入力抵抗４０との
直列回路を含む回路が接続されている。

【００１７】前記した正電源側のコンパレータ２１にお
ける非反転入力端子と接地との間には、コンパレータ２
１に過大な入力が供給されないようにするためのクラン
プダイオード２６が接続されており、また、前記のコン
パレータ２１における非反転入力端子と平滑コンデンサ
１６の非接地側の端子との間には、フィードバック抵抗
２５と、電力増幅器の出力段のトランジスタＱ1におけ
るコレクタ・エミッタ間電圧設定用のレベルシフト用の
ダイオード２２，２３とが直列に接続されているととも
に、前記したフィードバック抵抗２５とレベルシフトダ
イオード２３との接続点には、負のバイアス電圧源から
抵抗２４を介して、前記したレベルシフト用のダイオー
ド２２，２３に対して所定のバイアス電圧が印加される
ようになされている。また、前記した負電源側のコンパ
レータ３４における非反転入力端子と接地との間には、
コンパレータ３４に過大な入力が供給されないようにす
るためのクランプダイオード３９が接続されており、ま
た、前記のコンパレータ３４における非反転入力端子と
平滑コンデンサ１７の非接地側の端子との間には、フィ
ードバック抵抗３８と、電力増幅器の出力段のトランジ
スタＱ2におけるコレクタ・エミッタ間電圧設定用のレベ
ルシフト用のダイオード３５，３６とが直列に接続され
ているとともに、前記したフィードバック抵抗３８とレ
ベルシフトダイオード３６との接続点には、正のバイア
ス電圧源から抵抗３７を介して、前記したレベルシフト
用のダイオード３５，３６に対して所定のバイアス電圧
が印加されるようになされている。

【００１８】前記した正電源側のコンパレータ２１にお
ける反転入力端子と負電源側のコンパレータ３４におけ
る反転入力端子とには、１端が接地されている三角波基
準電圧の設定用抵抗４６の他端が接続されているととも
に、三角波基準電圧の入力端子４４との間には結合コン
デンサ４５が接続されている。図１に示す実施例におい
ては前記した正電源側のコンパレータ２１の出力側とＰ
チャンネルのスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０
のゲートとの間には、トランジスタ１８，１９と出力抵
抗２０とによって構成されているゲート駆動増幅器が接
続されており、また前記した負電源側のコンパレータ３
４の出力側とＮチャンネルのスイッチング・パワーＭＯ
Ｓ・ＦＥＴ１１のゲートとの間には、トランジスタ３
１，３２と出力抵抗３３とによって構成されているゲー
ト駆動増幅器が接続されている。すなわち、スイッチン
グ素子として用いられるＰチャンネルのスイッチング・
パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０及びＮチャンネルのスイッチ
ング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１１は、それらのソースと
ドレイン端子間に比較的に大きな静電容量（数百ＰＦ〜
数千ＰＦ程度）を有しているから、スイッチング動作時
におけるオン→オフ、オフ→オンの動作速度を高めるた
めには、大きな電流容量を有する駆動回路が必要とされ
るので図１に示す実施例においてはゲート駆動増幅器を
用いるような構成態様としてあるが、Ｐチャンネルのス
イッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０及びＮチャンネ
ルのスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１１のゲート
を駆動するのに充分な出力が得られる演算増幅器がコン
パレータ２１，３４の代わりに使用される場合には、前
記したゲート駆動増幅器は使用しなくてもよい。

【００１９】前記のような構成の可変電圧電源ＶＶＣを
備えている図１に示されている電力増幅器において、入
力端子１に供給された増幅の対象にされている信号(例
えば音響信号)は励振段の電圧増幅器２によって増幅さ
れた後に、終段のトランジスタＱ1，Ｑ2、抵抗Ｒ1〜Ｒ
5、ダイオードＤ1，Ｄ2よりなるＳＥＰＰ回路の出力段
に入力信号として与えられて、前記した出力段から出力
された出力信号は負荷４７に供給されるが、本発明の電
力増幅器における前記したＳＥＰＰ回路の出力段の動作
態様は、終段の各トランジスタＱ1，Ｑ2におけるコレク
タの電圧とエミッタの電圧との差の電圧が、図２の波形
図に例示されているように増幅の対象にされている信号
の大きさの変化とは無関係に一定に保持された状態で、
可変電圧電源ＶＶＣによって制御されるようになされて
いる。図２中の曲線Ｅ1は可変電圧電源ＶＶＣの正電源
側の出力端子５から電力増幅器の出力段のトランジスタ
Ｑ1のコレクタに供給される動作用電圧の電圧値であ
り、また図２中の曲線Ｅ2は可変電圧電源ＶＶＣの負電
源側の出力端子７から電力増幅器の出力段のトランジス
タＱ2のコレクタに供給される動作用電圧の電圧値であ
り、さらに図中の曲線ＶｐはトランジスタＱ1，Ｑ2のエ
ミッタから出力される電力増幅器の出力電圧を示してい
る。なお、電力増幅器の出力段のトランジスタＱ1のエ
ミッタに接続されている抵抗Ｒ1及び電力増幅器の出力
段のトランジスタＱ2のエミッタに接続されている抵抗
Ｒ2などは、増幅器からの出力電力が減少しないように
抵抗値の小さな抵抗器が使用されているので、前記の抵
抗Ｒ1，Ｒ2による電圧降下量は考慮しなくても大きな支
障は生じない。

【００２０】トランジスタＱ1のコレクタに対して可変
電圧電源ＶＣＣから供給されている動作用電圧の電圧値
Ｅ1を示している図２中の曲線Ｅ1における平坦な部分
と、トランジスタＱ2のコレクタに対して可変電圧電源
ＶＣＣから供給されている動作用電圧の電圧値Ｅ2を示
している図２中の曲線Ｅ2における平坦な部分とは、前
記したそれぞれのトランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ電流
の微小な部分と対応している各トランジスタＱ1，Ｑ2の
コレクタ電圧を示している。図２中に示されている正の
電圧範囲内における曲線Ｅ1と曲線Ｖｐとの差の電圧
は、可変電圧電源ＶＣＣにおける正電源中に設けられて
いるレベルシフトダイオード２２，２３によって設定さ
れた電圧値に略々対応しており、また、図２中に示され
ている負の電圧範囲内における曲線Ｅ2と曲線Ｖｐとの
差の電圧は、可変電圧電源ＶＣＣにおける負電源中に設
けられているレベルシフトダイオード３５，３６によっ
て設定された電圧値に略々対応している。トランジスタ
Ｑ1のエミッタに接続されている抵抗Ｒ1及びトランジス
タＱ2のエミッタに接続されている抵抗Ｒ2などによる電
圧降下量は、前記したレベルシフトダイオードによって
設定された電圧値に比べて無視できる程に小さい。

【００２１】図１に示されている可変電圧電源ＶＶＣに
おける端子６と正電源側のコンパレータ２１における非
反転入力端子との間に接続されている演算増幅器２８と
抵抗２９,３０とによって構成されている反転増幅器Ｉ
Ａｐは、電力増幅器の終段のトランジスタＱ1，Ｑ2のエ
ミッタから出力された電力増幅器の出力電圧Ｖｐを反転
増幅し、それを正側電源の設定電圧としてコンパレータ
入力抵抗２７を介して正電源側のコンパレータ２１にお
ける非反転入力端子に供給し、また、可変電圧電源ＶＶ
Ｃにおける端子６と負電源側のコンパレータ３４におけ
る非反転入力端子との間に接続されている演算増幅器４
１と抵抗４２，４３とによって構成されている反転増幅
器ＩＡｍは、電力増幅器の終段のトランジスタＱ1，Ｑ2
のエミッタから出力された電力増幅器の出力電圧Ｖｐを
反転増幅し、それを負側電源の設定電圧としてコンパレ
ータ入力抵抗４０を介して負電源側のコンパレータ３４
における非反転入力端子に供給する。

【００２２】前記のように正電源側のコンパレータ２１
の非反転入力端子には、電力増幅器の出力段のトランジ
スタＱ1におけるコレクタ・エミッタ間電圧を設定するレ
ベルシフト用のダイオード２２，２３とフィードバック
抵抗２５とを介して、ＰチャンネルのＦＥＴ１０のドレ
インと端子５との間に設けられている平滑コンデンサ１
６の端子電圧が供給されており、また前記のコンパレー
タ２１の反転入力端子には三角波電圧の入力端子４４か
ら結合コンデンサ４５を介して基準の三角波電圧が供給
されているから、可変電圧電源ＶＶＣにおける正電源側
のスイッチング電源回路ではゲート駆動増幅器、Ｐチャ
ンネルのスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０、還
流コイル１４と還流ダイオード１２及び平滑コンデンサ
１６、基準の三角波電圧が反転入力端子に供給されてい
る正電源側のコンパレータ２１、電力増幅器の出力段、
反転増幅器ＩＡｐ、レベルシフト用のダイオード２２，
２３とフィードバック抵抗２５等の回路による自動電圧
制御動作により、前記したレベルシフト用のダイオード
２２，２３によって予め設定された電圧値と対応する絶
対値の正電圧を、常に可変電圧電源ＶＶＣの端子５，６
間に発生させうるようにするパルス幅の出力信号をコン
パレータ２１から出力させて、それがトランジスタ１
８，１９と出力抵抗２０とによって構成されているゲー
ト駆動増幅器を介してＰチャンネルのスイッチング・パ
ワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０のゲートに与えられるようにさ
れている。

【００２３】また、負電源側のコンパレータ３４の非反
転入力端子には、電力増幅器の出力段のトランジスタＱ
2におけるコレクタ・エミッタ間電圧を設定するレベルシ
フト用のダイオード３５，３６とフィードバック抵抗３
８とを介して、ＮチャンネルのＦＥＴ１１のドレインと
端子７との間に設けられている平滑コンデンサ１７の端
子電圧が供給されており、また前記のコンパレータ３４
の反転入力端子には三角波電圧の入力端子４４から結合
コンデンサ４５を介して基準の三角波電圧が供給されて
いるから、可変電圧電源ＶＶＣにおける負電源側のスイ
ッチング電源回路ではゲート駆動増幅器、Ｎチャンネル
のスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１１、還流コイル
１５と還流ダイオード１３及び平滑コンデンサ１７、基
準の三角波電圧が反転入力端子に供給されている負電源
側のコンパレータ３４、電力増幅器の出力段、反転増幅
器ＩＡｍ、レベルシフト用のダイオード３５，３６とフ
ィードバック抵抗３８等の回路による自動電圧制御動作
により、前記したレベルシフト用のダイオード３５，３
６によって予め設定された電圧値と対応する絶対値の負
電圧を、常に可変電圧電源ＶＶＣの端子７，６間に発生
させうるようにするパルス幅の出力信号をコンパレータ
３４から出力させて、それがトランジスタ３１，３２と
出力抵抗３３とによって構成されているゲート駆動増幅
器を介してＮチャンネルのスイッチング・パワーＭＯＳ
・ＦＥＴ１１のゲートに与えられるようにされている。

【００２４】すなわち、図１中に示されている可変電圧
電源ＶＶＣにおける正電源側のスイッチング電源回路と
負電源側のスイッチング電源回路とは、それぞれ図３を
参照して既述したのと同様な動作を行なって、それぞれ
のコンパレータ２１，３４の非反転入力端子側に設定さ
れた電圧値の絶対値と同一の絶対値で所定の極性を有す
る出力電圧が出力端子５と出力端子７とに出力するか
ら、前記のような構成の可変電圧電源ＶＶＣを備えてい
る図１に示されている電力増幅器における前記したＳＥ
ＰＰ回路の出力段の動作態様は、終段の各トランジスタ
Ｑ1，Ｑ2におけるコレクタの電圧とエミッタの電圧との
差の電圧が、図２の波形図に例示されているように増幅
の対象にされている信号の大きさの変化とは無関係に一
定に保持された状態で、可変電圧電源ＶＶＣによって制
御されるのであり、それにより電力増幅器は高い効率で
増幅動作を行なうことができる。立体音響信号の再生装
置に使用される電力増幅器の場合には、左チャンネル信
号用の電力増幅器と、右チャンネル用の電力増幅器とに
おける大きい方の信号電圧によって制御されるようにし
た共通の可変電圧電源を用いることができる。すなわ
ち、立体音響信号における大振幅成分はたいてい低周波
帯域の信号、及びモノラル信号であるから、前記のよう
に左右チャンネルの電力増幅器について共通の可変電圧
電源を用いるようにしても大きな支障を生じさせること
がない。

【００２５】

【発明の効果】以上、詳細に説明したところから明らか
なように本発明の電力増幅器は相補対称回路として構成
されている出力段の各トランジスタのコレクタ・エミッ
タ間電圧が入力信号の状態とは無関係に予め定められた
電圧値に保持されるように正負２電源の電圧を変化させ
ることにより、出力段の各トランジスタで生じる損失が
極めて少なくなるために、電力増幅器の発熱量の大巾な
減少と、高い効率の極めて高い電力増幅器を容易に提供
できるのであり、また、本発明の電力増幅器の可変電圧
電源で使用される三角波電圧は、従来のパルス幅変調型
の電力増幅器において使用されていた搬送波の繰返し周
波数よりも大巾に低い繰返し周波数の三角波電圧(例え
ば１００ＫＨ以下の繰返し周波数の三角波電圧)が使用
されるので、可変電圧電源からの不要輻射が少なく、し
たがって可変電圧電源部分に簡単な静電遮蔽や電磁遮蔽
を施しただけで、放射電磁界の受信機能を有する構成部
分に対しても支障を与えることがないようにできる等の
利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電力増幅器の一実施例のブロック図で
ある。

【図２】本発明の電力増幅器の動作を説明するための波
形図である。

【図３】可変電圧電源の構成原理及び動作原理を説明す
るためのブロック図である。

【図４】図３に示されている可変電圧電源の動作を説明
するための波形図である。

【図５】パルス幅変調型の電力増幅器の概略構成を示す
ブロック図である。

【図６】パルス幅変調型の電力増幅器の動作を説明する
ための波形図である。

【符号の説明】

１…増幅の対象にされている信号(例えば音響信号)の入
力端子、２…励振段の電圧増幅器、５〜７…端子、１１
…Ｎチャンネルのスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥ
Ｔ、２２，２３，３５，３６…電力増幅器の出力段のト
ランジスタＱ1，Ｑ2におけるコレクタ・エミッタ間電圧
設定用のレベルシフト用のダイオード、４７…負荷、Ｖ
ＶＣ…可変電圧電源、Ｑ1，Ｑ2…トランジスタ、Ｒ1〜
Ｒ5…抵抗、Ｄ1,Ｄ2…ダイオード、Ｑ，１０…Ｐチャン
ネルのスイッチング・パワーＭＯＳ・ＦＥＴ、Ｃｓ，
Ｃ，８，９…平滑コンデンサ、Ｄ，１２，１３…還流コ
ンデンサ、ＩＡｐ，ＩＡｍ…反転増幅器、ＣＯＭＰ，２
１，３４…コンパレータ、Ｌ，１４，１５…還流コイ
ル、Ｒｂ，２５，３８…フィードバック抵抗、Ｒａ，２
７，４０…コンパレータ入力抵抗、

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも出力段が相補対称回路として
   構成されていて正負２電源から動作用電力が供給される
   ようになされている電力増幅器において、出力段の各ト
   ランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧が入力信号の状
   態とは無関係に予め定められた電圧値に保持されるよう
   に正負２電源の電圧を変化させるようにする手段を設け
   てなる電力増幅器。