JPH0591473A - Inversion prevention circuit - Google Patents
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- JPH0591473A JPH0591473A JP3251110A JP25111091A JPH0591473A JP H0591473 A JPH0591473 A JP H0591473A JP 3251110 A JP3251110 A JP 3251110A JP 25111091 A JP25111091 A JP 25111091A JP H0591473 A JPH0591473 A JP H0591473A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】下側波帯強調作用および分離損失による反転現
象を良好に防止する。
【構成】輝度ＦＭ信号ＹFMを反転防止回路１１を構成す
る加算器１２に供給し、この加算器１２の出力信号をフ
ィルタ１３に供給する。フィルタ１３は、ａ＋ｂsin2ω
τD／２の振幅特性を有すると共に、τDなる遅延を生じ
るように構成する。τDは、反転防止のために補償すべ
き周波数をｆとするとき、ｆ＝１／２τDを満足するよ
うに設定する。フィルタ１３の出力信号をリミッタ１４
及びアッテネータ１５の直列回路を介して加算器１２に
供給して、輝度ＦＭ信号より減算する。輝度ＦＭ信号の
レベルが大きいとき、リニアフェーズで振幅イコライズ
して下側波帯強調作用による反転現象を防止できる。輝
度ＦＭ信号のレベルが小さいとき、反転補償すべき周波
数ｆのブースト動作が行なわれ、瞬時的に発生する大き
な分離損失による反転現象を防止できる。
(57) [Summary] [Purpose] Good prevention of inversion phenomenon due to lower sideband enhancement and separation loss. [Structure] A luminance FM signal YFM is supplied to an adder 12 which constitutes an inversion prevention circuit 11, and an output signal of this adder 12 is supplied to a filter 13. The filter 13 is a + bsin 2 ω
It has an amplitude characteristic of τD / 2 and is configured to generate a delay of τD. τD is set so as to satisfy f = 1 / 2τD, where f is a frequency to be compensated for prevention of inversion. Limiter 14 for the output signal of filter 13
Also, it is supplied to the adder 12 via the series circuit of the attenuator 15 and subtracted from the luminance FM signal. When the level of the luminance FM signal is high, the amplitude is equalized in the linear phase to prevent the inversion phenomenon due to the lower sideband enhancement effect. When the level of the luminance FM signal is low, the boosting operation of the frequency f to be inverted-compensated is performed, so that the inversion phenomenon due to a large separation loss which occurs instantaneously can be prevented.
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、例えばビデオテープ
レコーダの再生系に適用して好適な反転防止回路に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inversion prevention circuit suitable for application to a reproducing system of a video tape recorder, for example.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、民生用ＶＴＲへの高画質化の要求
から、８ｍｍビデオの高画質規格（Ｈｉ８規格）が提案
されている。このＨｉ８規格によれば、高解像度化と高
Ｓ／Ｎ化のため、ＦＭキャリア周波数を５ＭＨｚから７
ＭＨｚとし、周波数偏移を１．２ＭＨｚから２ＭＨｚと
している。そのため、最短記録波長は、約０．７μｍ
（５．４ＭＨｚ）から約０．５μｍ（７．７ＭＨｚ）に
短波長化されている。図１０は従来の８ｍｍビデオ規格
の周波数アロケーションを示しており、図１１はＨｉ８
規格の周波数アロケーションを示している。2. Description of the Related Art Conventionally, a high image quality standard for 8 mm video (Hi8 standard) has been proposed in response to a demand for high image quality for consumer VTRs. According to the Hi8 standard, the FM carrier frequency is changed from 5 MHz to 7 MHz for high resolution and high S / N.
MHz and the frequency shift is 1.2 MHz to 2 MHz. Therefore, the shortest recording wavelength is about 0.7 μm.
The wavelength is shortened from (5.4 MHz) to about 0.5 μm (7.7 MHz). FIG. 10 shows frequency allocation of the conventional 8 mm video standard, and FIG. 11 shows Hi8.
The frequency allocation of the standard is shown.
【０００３】このようにＨｉ８規格では、最短記録波長
の短波長化によって、再生時の分離損失（スペーシング
損失）による反転現象が発生し易くなる。As described above, in the Hi8 standard, the inversion phenomenon due to the separation loss (spacing loss) during reproduction easily occurs due to the shortening of the shortest recording wavelength.
【０００４】図１２は、従来の反転防止回路の一例を示
すものである。同図において、磁気テープより再生され
る輝度ＦＭ信号ＹFMは、キャリア成分を通過させる−si
n2フィルタ２１およびリミッタ２２の直列回路を介して
加算器２３に供給される。また、輝度ＦＭ信号ＹFMは、
側波帯成分を通過させるcos2フィルタ２４および係数器
２５の直列回路を介して加算器２３に供給される。FIG. 12 shows an example of a conventional inversion prevention circuit. In the figure, the luminance FM signal YFM reproduced from the magnetic tape passes the carrier component −si
It is supplied to the adder 23 via a series circuit of the n 2 filter 21 and the limiter 22. The luminance FM signal YFM is
It is supplied to the adder 23 via a series circuit of a cos 2 filter 24 and a coefficient unit 25 that pass the sideband component.
【０００５】加算器２３では、係数器２５の出力信号よ
りリミッタ２２の出力信号が減算される。そして、加算
器２３の出力信号がローパスフィルタ２６を介して出力
される。In the adder 23, the output signal of the limiter 22 is subtracted from the output signal of the coefficient unit 25. Then, the output signal of the adder 23 is output via the low-pass filter 26.
【０００６】以上の構成において、係数器２５のゲイン
Ｋを調整してＫ＜１とすることで、側波帯を抑圧するイ
コライズ特性が得られる。また、リミッタ２２は、輝度
ＦＭ信号ＹFMのレベルが充分な場合は、上下側波帯の平
均化を行なうように作用し、そのレベルが減少した場合
は、可変ゲインのアンプとして作用する。In the above arrangement, the gain K of the coefficient unit 25 is adjusted so that K <1, so that the equalizing characteristic for suppressing the sideband can be obtained. Further, the limiter 22 acts to average the upper and lower sidebands when the level of the luminance FM signal YFM is sufficient, and acts as a variable gain amplifier when the level decreases.
【０００７】そのため、輝度ＦＭ信号ＹFMの振幅レベル
に応じて側波帯に対するイコライズ量が可変されるダイ
ナミックなイコライズ特性が得られ、反転現象の発生が
防止される。Therefore, a dynamic equalizing characteristic in which the equalizing amount with respect to the sideband is varied according to the amplitude level of the luminance FM signal YFM is obtained, and the inversion phenomenon is prevented.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】ところで、分離損失等
は瞬時的に大きく発生することが多い。キャリアの大き
なレベルダウンに際しては、図１２の例におけるレベル
補償特性（sin2）では、レベルダウンを充分に補償でき
ず、反転現象の発生を防止することは困難であった。By the way, in many cases, the separation loss and the like are instantaneously large. When the level of the carrier is greatly lowered, the level compensation characteristic (sin 2 ) in the example of FIG. 12 cannot sufficiently compensate the level down, and it is difficult to prevent the inversion phenomenon from occurring.
【０００９】分離損失Ｌｓは数２で示されるが、記録時
にも分離損失が発生していると言われ、係数は１００前
後になるとも言われている。The separation loss Ls is expressed by the equation 2, but it is said that the separation loss occurs even during recording, and the coefficient is said to be around 100.
【００１０】[0010]
【数２】 [Equation 2]
【００１１】Ｈｉ８規格では、ｄ＝０．０６μｍ程度の
分離損失（λ＝０．３７μｍ）で−９ｄＢのレベルダウ
ンが発生するが、記録時も考慮すると−１８ｄＢ前後の
レベルダウンも予想される。In the Hi8 standard, a level loss of -9 dB occurs at a separation loss of d = 0.06 μm (λ = 0.37 μm), but a level down of around -18 dB is expected in consideration of recording.
【００１２】また、ＶＴＲ等でＦＭ信号を記録再生する
と、下側波帯の強調作用が生じる。この下側波帯の強調
作用は定常的に発生するが、反転現象の要因となってい
る。Further, when the FM signal is recorded / reproduced by the VTR or the like, the lower side band is emphasized. This lower sideband enhancement effect occurs constantly, but it is a cause of the inversion phenomenon.
【００１３】この発明では、下側波帯の強調作用および
分離損失による反転現象を良好に防止できるようにする
ものである。According to the present invention, it is possible to favorably prevent the inversion phenomenon due to the lower sideband enhancement effect and the separation loss.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】この発明は、反転防止の
ために補償すべき周波数を１／２τDとするとき、数３
に示す伝達関数Ａ(ω)を有すると共に、入力ＦＭ信号が
供給されるフィルタと、このフィルタの出力をノンリニ
アなゲインで入力ＦＭ信号に加算する手段とを備えてな
るものである。According to the present invention, when the frequency to be compensated for preventing inversion is 1 / 2τD,
In addition to having the transfer function A (ω) shown in (1), a filter to which the input FM signal is supplied and a means for adding the output of this filter to the input FM signal with a non-linear gain are provided.
【００１５】[0015]
【数３】 [Equation 3]
【００１６】[0016]
【作用】入力ＦＭ信号のレベルが大きく、ゲインＫ2≒
０となるときは、リニアフェーズフィルタが構成され
る。ａ，ｂを調整してリニアフェーズで振幅イコライズ
して、下側波帯強調作用による反転現象を防止すること
ができ、波形歪を最低に抑え得る。[Operation] The level of the input FM signal is large, and the gain K2≈
When it becomes 0, a linear phase filter is constructed. By adjusting a and b to perform amplitude equalization in a linear phase, it is possible to prevent the inversion phenomenon due to the lower sideband emphasis action, and the waveform distortion can be suppressed to the minimum.
【００１７】また、入力ＦＭ信号のレベルが小さく、ゲ
インＫ2が０＜Ｋ2≦１／（ａ＋ｂ）となるときは、反転
補償すべき周波数ｆのブースト動作が行なわれる。その
ため、瞬時的に発生する大きな分離損失によるキャリア
のレベルダウンを補償でき、反転現象を充分に防止し得
る。この場合、リニアフェーズとはならず瞬時的な位相
歪が発生するが、瞬時的な位相歪は感じにくいため問題
はない。When the level of the input FM signal is low and the gain K2 is 0 <K2≤1 / (a + b), the boost operation of the frequency f to be inverted-compensated is performed. Therefore, it is possible to compensate for the carrier level reduction due to a large separation loss that occurs instantaneously, and it is possible to sufficiently prevent the inversion phenomenon. In this case, the phase does not become a linear phase and an instantaneous phase distortion occurs, but there is no problem because the instantaneous phase distortion is hard to feel.
【００１８】[0018]
【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の一実
施例について説明する。本例はＨｉ８規格の８ｍｍＶＴ
Ｒの再生系に適用した例である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. This example is Hi8 standard 8mm VT
This is an example applied to an R reproducing system.
【００１９】同図において、磁気テープ１より磁気ヘッ
ド２で再生される輝度ＦＭ信号ＹFMは再生アンプ３を介
して高域補償回路４に供給される。In FIG. 1, the luminance FM signal YFM reproduced from the magnetic tape 1 by the magnetic head 2 is supplied to the high frequency compensating circuit 4 via the reproducing amplifier 3.
【００２０】高域補償回路４では再生損失による高域減
衰が補償される。この補償量は、磁気テープ１の電磁変
換特性や、記録トラック幅等に応じて切り換えられる。
例えば、磁気テープ１がＭＰテープであるときは、高域
減衰が大きくなるので、ＭＥテープであるときより補償
量が多くされる。The high frequency compensating circuit 4 compensates for high frequency attenuation due to reproduction loss. This compensation amount can be switched according to the electromagnetic conversion characteristics of the magnetic tape 1, the recording track width, and the like.
For example, when the magnetic tape 1 is an MP tape, high-frequency attenuation is large, so that the compensation amount is larger than that when the magnetic tape 1 is an ME tape.
【００２１】高域補償回路４で高域減衰の補償された輝
度ＦＭ信号ＹFMは、ＡＧＣ回路５を介して反転防止回路
１１を構成する加算器１２に供給される。この加算器１
２の出力信号はフィルタ１３に供給される。このフィル
タ１３は、数４に示す振幅特性を有すると共に、τDな
る遅延を生じるように構成される。The luminance FM signal YFM whose high-frequency attenuation is compensated by the high-frequency compensating circuit 4 is supplied to the adder 12 constituting the inversion prevention circuit 11 via the AGC circuit 5. This adder 1
The output signal of 2 is supplied to the filter 13. The filter 13 has the amplitude characteristic shown in Expression 4 and is configured to generate a delay of τD.
【００２２】ここで、τDは、反転防止のために補償す
べき周波数をｆ（例えば、８ＭＨｚ前後）とするとき、
ｆ＝１／２τD を満足するように設定される。Where τD is f (for example, around 8 MHz) when the frequency to be compensated to prevent inversion is
It is set to satisfy f = 1 / 2τD.
【００２３】[0023]
【数４】 [Equation 4]
【００２４】フィルタ１３の出力信号は、ノンリニアな
ゲインを有するリミッタ１４およびアッテネータ１５の
直列回路を介して加算器１２に供給される。加算器１２
ではＡＧＣ回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMよりフィルタ
１３の出力信号が減算される。The output signal of the filter 13 is supplied to the adder 12 via a series circuit of a limiter 14 and an attenuator 15 having a non-linear gain. Adder 12
Then, the output signal of the filter 13 is subtracted from the luminance FM signal YFM from the AGC circuit 5.
【００２５】反転防止回路１１のフィルタ１３の伝達関
数Ａ(ω)は、数５で表される。The transfer function A (ω) of the filter 13 of the inversion prevention circuit 11 is expressed by Equation 5.
【００２６】[0026]
【数５】 [Equation 5]
【００２７】さらに、リミッタ１４とアッテネータ１５
のトータルゲインをＫ2とすると、反転防止回路１１の
周波数特性（振幅特性）｜Ｇ(ω)｜は、数６で表され
る。Further, the limiter 14 and the attenuator 15
If the total gain of the above is K2, the frequency characteristic (amplitude characteristic) | G (ω) | of the inversion prevention circuit 11 is expressed by Equation 6.
【００２８】[0028]
【数６】 [Equation 6]
【００２９】この数６で、分母項cosωτD＝−１なる周
波数ｆ＝１／２τDにおいては、sin 2ωτD／２は１とな
り、振幅｜Ｇ｜は数７で表される。In this equation 6, the denominator term cosωτD = -1
For wave number f = 1 / 2τD, sin 2ωτD / 2 is 1
Therefore, the amplitude | G |
【００３０】[0030]
【数７】 [Equation 7]
【００３１】なお、数５の周波数特性｜Ｇ(ω)｜をピー
ク値が１となるように正規化したときの周波数特性｜Ｇ
(ω)｜′は、数８に示すようになる。It should be noted that the frequency characteristic | G (ω) | of Equation 5 is normalized when the peak value is 1 so that the frequency characteristic | G
(ω) | ′ is as shown in Equation 8.
【００３２】[0032]
【数８】 [Equation 8]
【００３３】この反転防止回路１１は、輝度ＦＭ信号Ｙ
FMのレベルが大きく、Ｋ2≒ ０となるときは、リニアフ
ェーズフィルタとなる。そのため、ａ，ｂを調整してリ
ニアフェーズで振幅イコライズして、下側波帯強調作用
による反転現象の発生を防止することができ、波形歪を
最低に抑えることができる。The inversion prevention circuit 11 has a luminance FM signal Y.
When the FM level is large and K2 ≈ 0, the linear phase filter is used. Therefore, it is possible to prevent the occurrence of the inversion phenomenon due to the lower sideband emphasizing action by adjusting a and b and performing the amplitude equalization in the linear phase, and it is possible to suppress the waveform distortion to the minimum.
【００３４】また、反転防止回路１１では、輝度ＦＭ信
号ＹFMのレベルが小さく、０＜Ｋ2≦１／（ａ＋ｂ）と
なるときは、反転補償すべき周波数ｆのブースト動作が
行なわれる。これにより、瞬時的に発生する大きな分離
損失によるキャリアのレベルダウンを充分に補償するこ
とができ、反転現象の発生を防止することができる。こ
の場合、リニアフェーズとはならず瞬時的な位相歪が発
生するが、瞬時的な位相歪は感じにくいため問題はな
い。Further, in the inversion prevention circuit 11, when the level of the luminance FM signal YFM is small and 0 <K2 ≦ 1 / (a + b), the boost operation of the frequency f to be inversion-compensated is performed. As a result, it is possible to sufficiently compensate for the carrier level reduction due to a large separation loss that occurs instantaneously, and prevent the occurrence of the inversion phenomenon. In this case, the phase does not become a linear phase and an instantaneous phase distortion occurs, but there is no problem because the instantaneous phase distortion is hard to feel.
【００３５】反転防止回路１１より出力される輝度ＦＭ
信号ＹFMはリミッタ７に供給される。リミッタ７では、
輝度ＦＭ信号ＹFMに含まれるＡＭ成分が除去される。リ
ミッタ７より出力される輝度ＦＭ信号ＹFMはＦＭ復調回
路８に供給されて輝度信号が復調され、この輝度信号は
デエンファシス回路９を介して出力端子１０に導出され
る。Luminance FM output from the inversion prevention circuit 11
The signal YFM is supplied to the limiter 7. In limiter 7,
The AM component included in the luminance FM signal YFM is removed. The luminance FM signal YFM output from the limiter 7 is supplied to the FM demodulation circuit 8 to demodulate the luminance signal, and this luminance signal is led to the output terminal 10 via the de-emphasis circuit 9.
【００３６】次に、図２、図７、図８を参照して、反転
防止回路１１のフィルタ１３の具体例を説明する。これ
らの図において、図１と対応する部分には同一符号を付
して示している。Next, with reference to FIGS. 2, 7, and 8, a specific example of the filter 13 of the inversion prevention circuit 11 will be described. In these figures, parts corresponding to those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
【００３７】まず、図２の例について説明する。ＡＧＣ
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１０１，１０２の直列回路を介して加算器
１０３に供給されると共に、直接加算器１０３に供給さ
れる。遅延回路１０１，１０２の遅延時間はτDに設定
される。First, the example of FIG. 2 will be described. AGC
The luminance FM signal YFM from the circuit 5 is supplied to the adder 12. The output signal of the adder 12 is supplied to the adder 103 via the series circuit of the delay circuits 101 and 102 forming the filter 13, and is also directly supplied to the adder 103. The delay time of the delay circuits 101 and 102 is set to τD.
【００３８】また、加算器１０３の出力信号は、アッテ
ネータ１０４を介して加算器１０５に供給され、この加
算器１０５には遅延回路１０１の出力信号が供給され
る。加算器１０５では、遅延回路１０１の出力信号より
アッテネータ１０４の出力信号が減算される。The output signal of the adder 103 is supplied to the adder 105 via the attenuator 104, and the adder 105 is supplied with the output signal of the delay circuit 101. In the adder 105, the output signal of the attenuator 104 is subtracted from the output signal of the delay circuit 101.
【００３９】また、加算器１０５の出力信号は、フィル
タ１３の出力信号としてリミッタ７に供給されると共
に、リミッタ１４およびアッテネータ１５の直列回路を
介して加算器１２に供給される。The output signal of the adder 105 is supplied to the limiter 7 as the output signal of the filter 13, and is also supplied to the adder 12 via the series circuit of the limiter 14 and the attenuator 15.
【００４０】以上の構成において、アッテネータ１０４
のゲインをＫ1とすると、フィルタ１３の入出力の伝達
関数Ａ(ω)は、数９で表される。数９と上述した数５を
比較すると、ａ＝１−２Ｋ1、ｂ＝４Ｋ1となる。In the above configuration, the attenuator 104
Letting K1 be the gain of, the transfer function A (ω) of the input and output of the filter 13 is expressed by the equation 9. Comparing the equation 9 with the above equation 5, a = 1-2K1 and b = 4K1.
【００４１】[0041]
【数９】 [Equation 9]
【００４２】また、正規化した周波数特性｜Ｇ(ω)｜′
は、数１０で表される。Further, the normalized frequency characteristic | G (ω) | '
Is expressed by Equation 10.
【００４３】[0043]
【数１０】 [Equation 10]
【００４４】リミッタ１４は、入力レベルに応じて、そ
のゲインＫ2がノンリニアに変化する。そのため、入力
レベルが大きく、Ｋ2≒０のときは、 ｜Ｇ(ω)｜′≒（１−２Ｋ1cosωτD）／（１＋２Ｋ1） となり、Ｋ1を変化させることで、位相歪なく周波数特
性を設定できる。The gain K2 of the limiter 14 changes non-linearly according to the input level. Therefore, when the input level is large and K2≈0, | G (ω) | ′ ≈ (1-2K1cosωτD) / (1 + 2K1), and the frequency characteristic can be set without phase distortion by changing K1.
【００４５】図３は、Ｋ1を変化させたときの周波数特
性の変化を示したものである。Ｋ1＝０．５で正弦２乗
フィルタとなり、Ｋ1＝０で周波数特性はフラットとな
る。FIG. 3 shows a change in frequency characteristic when K1 is changed. When K1 = 0.5, the filter becomes a sine-square filter, and when K1 = 0, the frequency characteristic becomes flat.
【００４６】一方、入力レベルが小さく、０＜Ｋ2≦１
／（１＋２Ｋ1）のときは、下側波帯レベルがリミッタ
１４のゲインＫ2の増加に伴って抑圧される。これによ
り、初期設定された特性が、ダイナミックイコライザと
して動作することにより、キャリアのレベルダウンが補
償される。なお、Ｋ2＝１／（１＋２Ｋ1）では発振す
る。On the other hand, when the input level is low, 0 <K2 ≦ 1
When / (1 + 2K1), the lower sideband level is suppressed as the gain K2 of the limiter 14 increases. As a result, the initially set characteristic operates as a dynamic equalizer to compensate for carrier level down. Note that oscillation occurs at K2 = 1 / (1 + 2K1).
【００４７】図４は、Ｋ1＝０で、大入力レベルから小
入力レベルまで変化するときの周波数特性の変化を示し
たものである。図５は、Ｋ1＝０．２で、大入力レベル
から小入力レベルまで変化するときの周波数特性の変化
を示したものである。図６は、Ｋ1＝０．５で、大入力
レベルから小入力レベルまで変化するときの周波数特性
の変化を示したものである。FIG. 4 shows changes in frequency characteristics when changing from a large input level to a small input level with K1 = 0. FIG. 5 shows changes in frequency characteristics when changing from a large input level to a small input level with K1 = 0.2. FIG. 6 shows changes in frequency characteristics when changing from a large input level to a small input level with K1 = 0.5.
【００４８】Ｋ1＝０．５、Ｋ2＝０で正弦２乗特性とな
る。上述した図１２の例では、これ以上の補償特性を得
ることはできないが、本例においては、小入力レベルに
なればなるほど、ｆ＝１／２τDを中心にブースト補償
される。When K1 = 0.5 and K2 = 0, the sine-square characteristic is obtained. In the example of FIG. 12 described above, it is not possible to obtain more compensation characteristics, but in this example, as the input level becomes smaller, boost compensation is performed centering on f = 1 / 2τD.
【００４９】次に、図７の例について説明する。ＡＧＣ
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１１１，１１２の直列回路を介して加算器
１１３に供給されると共に、直接加算器１１３に供給さ
れる。遅延回路１１１，１１２の遅延時間はτDに設定
される。Next, the example of FIG. 7 will be described. AGC
The luminance FM signal YFM from the circuit 5 is supplied to the adder 12. The output signal of the adder 12 is supplied to the adder 113 via the series circuit of the delay circuits 111 and 112 forming the filter 13, and is also directly supplied to the adder 113. The delay time of the delay circuits 111 and 112 is set to τD.
【００５０】また、加算器１１３の出力信号は、アッテ
ネータ１１４で１／２レベルとされた後、加算器１１
５，１１６に供給される。これら加算器１１５，１１６
には、遅延回路１１１の出力信号が供給される。The output signal of the adder 113 is set to 1/2 level by the attenuator 114, and then the adder 11
5,116. These adders 115 and 116
Is supplied with the output signal of the delay circuit 111.
【００５１】加算器１１５では、遅延回路１１１の出力
信号よりアッテネータ１１４の出力信号が減算される。
この加算器１１５の出力信号はリミッタ１１７を介して
加算器１１８に供給される。In the adder 115, the output signal of the attenuator 114 is subtracted from the output signal of the delay circuit 111.
The output signal of the adder 115 is supplied to the adder 118 via the limiter 117.
【００５２】加算器１１６では、遅延回路１１１の出力
信号とアッテネータ１１４の出力信号とが加算される。
この加算器１１６の出力信号はアッテネータ１１９を介
して加算器１１８に供給される。The adder 116 adds the output signal of the delay circuit 111 and the output signal of the attenuator 114.
The output signal of the adder 116 is supplied to the adder 118 via the attenuator 119.
【００５３】加算器１１８ではアッテネータ１１９の出
力信号よりリミッタ１１７の出力信号が減算される。こ
の加算器１１８の出力信号は、フィルタ１３の出力信号
としてリミッタ７に供給されると共に、リミッタ１４お
よびアッテネータ１５の直列回路を介して加算器１２に
供給される。In the adder 118, the output signal of the limiter 117 is subtracted from the output signal of the attenuator 119. The output signal of the adder 118 is supplied to the limiter 7 as the output signal of the filter 13 and is also supplied to the adder 12 via the series circuit of the limiter 14 and the attenuator 15.
【００５４】以上の構成において、アッテネータ１１９
のゲインをＫ1、リミッタ１１７のゲインをＫ3とする
と、フィルタ１３の入出力の伝達関数Ａ(ω)は、数１１
で表される。数１１と上述した数５を比較すると、ａ＝
２Ｋ1、ｂ＝２（Ｋ3−Ｋ1）となる。In the above configuration, the attenuator 119
, And the gain of the limiter 117 is K3, the transfer function A (ω) of the input / output of the filter 13 is
It is represented by. Comparing Equation 11 with Equation 5 described above, a =
2K1, b = 2 (K3-K1).
【００５５】[0055]
【数１１】 [Equation 11]
【００５６】また、正規化した周波数｜Ｇ(ω)｜′は、
数１２で表される。Further, the normalized frequency | G (ω) | '
It is expressed by Equation 12.
【００５７】[0057]
【数１２】 [Equation 12]
【００５８】リミッタ１４は、入力レベルに応じて、そ
のゲインＫ2がノンリニアに変化する。そのため、入力
レベルが大きく、Ｋ2≒０のときは、 ｜Ｇ(ω)｜′≒（Ｋ3sinω2τD／２＋Ｋ1cos2ωτD／２）／Ｋ3 となり、Ｋ3を変化させてキャリア振幅を設定でき、ま
たＫ1を変化させて側波帯振幅を調整でき、リニアフェ
ーズでイコライズできる。ここで、Ｋ1＝０で正弦２乗
フィルタとなり、Ｋ1＝Ｋ3で周波数特性はフラットとな
る。The gain K2 of the limiter 14 changes non-linearly according to the input level. Therefore, increase the input level, when the K2 ≒ 0, | G (ω ) | '≒ (K3sinω 2 τD / 2 + K1cos 2 ωτD / 2) / K3 becomes, can set the carrier amplitude by changing the K3, also K1 The sideband amplitude can be adjusted by changing the and can be equalized in the linear phase. Here, a sine-square filter is obtained when K1 = 0, and a frequency characteristic is flat when K1 = K3.
【００５９】一方、入力レベルが小さく、０＜Ｋ2≦１
／２Ｋ3のときは、リミッタ１４，１１７のゲインＫ2，
Ｋ3の制御によってダイナミックイコライザとして動作
する。なお、Ｋ2＝１／２Ｋ3では発振する。On the other hand, when the input level is low, 0 <K2 ≦ 1
When / 2K3, the gain K2 of the limiters 14 and 117,
It operates as a dynamic equalizer under the control of K3. Note that oscillation occurs at K2 = 1 / 2K3.
【００６０】この例では、リミッタ１４，１１７のゲイ
ンＫ2，Ｋ3とスレッショレドレベルに関連して、図９に
示すような位相特性で動作することになる。例えば、Ｋ
2≒０のとき、Ｋ3≠０ならばリニアフェーズ領域で動作
できるイコライズ範囲が増すことになる。In this example, in relation to the gains K2 and K3 of the limiters 14 and 117 and the threshold level, the phase characteristics shown in FIG. 9 are used for operation. For example, K
When 2≈0, if K3 ≠ 0, the equalizing range that can operate in the linear phase region increases.
【００６１】次に、図８の例について説明する。ＡＧＣ
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１２１，１２２の直列回路を介して加算器
１２３に供給されると共に、直接加算器１２３に供給さ
れる。遅延回路１２１，１２２の遅延時間はτDに設定
される。Next, the example of FIG. 8 will be described. AGC
The luminance FM signal YFM from the circuit 5 is supplied to the adder 12. The output signal of the adder 12 is supplied to the adder 123 via the series circuit of the delay circuits 121 and 122 forming the filter 13, and is also directly supplied to the adder 123. The delay time of the delay circuits 121 and 122 is set to τD.
【００６２】また、加算器１２３の出力信号は、アッテ
ネータ１２４で１／２レベルとされた後、加算器１２５
に供給される。加算器１２５には、遅延回路１２１の出
力信号が供給される。The output signal of the adder 123 is set to 1/2 level by the attenuator 124 and then added by the adder 125.
Is supplied to. The output signal of the delay circuit 121 is supplied to the adder 125.
【００６３】加算器１２５では、遅延回路１２１の出力
信号よりアッテネータ１２４の出力信号が減算される。
この加算器１２５の出力信号はリミッタ１２６を介して
加算器１２７に供給される。加算器１２７には遅延回路
１２１の出力信号がアッテネータ１２８を介して供給さ
れ、リミッタ１２６の出力信号より減算される。In the adder 125, the output signal of the attenuator 124 is subtracted from the output signal of the delay circuit 121.
The output signal of the adder 125 is supplied to the adder 127 via the limiter 126. The output signal of the delay circuit 121 is supplied to the adder 127 via the attenuator 128 and subtracted from the output signal of the limiter 126.
【００６４】また、加算器１２７の出力信号は、フィル
タ１３の出力信号としてリミッタ７に供給されると共
に、リミッタ１４およびアッテネータ１５の直列回路を
介して加算器１２に供給される。The output signal of the adder 127 is supplied to the limiter 7 as the output signal of the filter 13 and also to the adder 12 via the series circuit of the limiter 14 and the attenuator 15.
【００６５】以上の構成において、アッテネータ１２８
のゲインをＫ1、リミッタ１２６のゲインをＫ3とする
と、フィルタ１３の入出力の伝達関数Ａ(ω)は、数１３
で表される。数１３と上述した数５を比較すると、ａ＝
Ｋ1、ｂ＝２Ｋ3となる。In the above structure, the attenuator 128
, And the gain of the limiter 126 is K3, the input / output transfer function A (ω) of the filter 13 is
It is represented by. Comparing equation 13 with equation 5 above, a =
K1 and b = 2K3.
【００６６】[0066]
【数１３】 [Equation 13]
【００６７】また、正規化した周波数｜Ｇ(ω)｜′は、
数１４で表される。The normalized frequency | G (ω) | '
It is expressed by Equation 14.
【００６８】[0068]
【数１４】 [Equation 14]
【００６９】詳細説明は省略するも、図８の例において
も、図７の例と同様の作用効果を得ることができる。Although detailed description is omitted, the same effect as the example of FIG. 7 can be obtained in the example of FIG.
【００７０】なお、図２、図７および図８の例におい
て、入出力の利得のピークを１に正規化したときは、リ
ミッタ１４の挿入される位置は、上述実施例とは異な
り、フィルタ１３の前あるいは後であってもよい。ただ
し、リミッタ１４とアッテネータ１５のトータルゲイン
はＫ2であるとする。In the examples of FIGS. 2, 7 and 8, when the peak of the input / output gain is normalized to 1, the position where the limiter 14 is inserted is different from that of the above-described embodiment, and the filter 13 is different. May be before or after. However, the total gain of the limiter 14 and the attenuator 15 is K2.
【００７１】また、上述実施例においては、この発明を
Ｈｉ８規格の８ｍｍビデオの再生系に適用したものであ
るが、この発明は反転現象を防止する必要があるその他
の系に同様に適用できることは勿論である。Further, in the above-mentioned embodiments, the present invention is applied to the reproduction system of the 8 mm video of the Hi8 standard, but the present invention can be similarly applied to other systems which need to prevent the inversion phenomenon. Of course.
【００７２】[0072]
【発明の効果】この発明によれば、入力ＦＭ信号のレベ
ルが大きいときは、リニアフェーズフィルタが構成され
るため、リニアフェーズで振幅イコライズして下側波帯
強調作用による反転現象を防止することができ、波形歪
を最低に抑えることができる。また、入力ＦＭ信号のレ
ベルが小さいときは、反転補償すべき周波数のブースト
動作が行なわれるため、瞬時的に発生する大きな分離損
失によるキャリアのレベルダウンを補償でき、反転現象
を充分に防止できる。According to the present invention, since the linear phase filter is constructed when the level of the input FM signal is high, the amplitude equalization is performed in the linear phase to prevent the inversion phenomenon due to the lower sideband emphasizing action. The waveform distortion can be suppressed to the minimum. Further, when the level of the input FM signal is small, the boosting operation of the frequency to be inverted and compensated is performed, so that it is possible to compensate for the carrier level down due to a large separation loss that occurs instantaneously, and it is possible to sufficiently prevent the inversion phenomenon.
【図１】実施例の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment.
【図２】反転防止回路の具体例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a specific example of an inversion prevention circuit.
【図３】図２の例の周波数特性を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.
【図４】図２の例の周波数特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.
【図５】図２の例の周波数特性を示す図である。5 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.
【図６】図２の例の周波数特性を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing frequency characteristics of the example of FIG.
【図７】反転防止回路の具体例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a specific example of an inversion prevention circuit.
【図８】反転防止回路の具体例を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a specific example of an inversion prevention circuit.
【図９】図７の例におけるスレッショルドレベル、リミ
ッタレベルと位相特性との関係を示す図である。9 is a diagram showing the relationship between the threshold level, the limiter level and the phase characteristic in the example of FIG.
【図１０】従来の８ｍｍビデオ規格の周波数アロケーシ
ョンを示す図である。FIG. 10 is a diagram showing frequency allocation of the conventional 8 mm video standard.
【図１１】Ｈｉ８規格の周波数アロケーションを示す図
である。FIG. 11 is a diagram showing frequency allocation of Hi8 standard.
【図１２】従来例の構成図である。FIG. 12 is a configuration diagram of a conventional example.
１ 磁気テープ ２ 磁気ヘッド ４ 高域補償回路 ７ リミッタ ８ ＦＭ復調回路 １１ 反転防止回路 １２ 加算器 １３ フィルタ １４ リミッタ １５ アッテネータ 1 Magnetic Tape 2 Magnetic Head 4 High Frequency Compensation Circuit 7 Limiter 8 FM Demodulation Circuit 11 Inversion Prevention Circuit 12 Adder 13 Filter 14 Limiter 15 Attenuator
Claims (1)
／２τDとするとき、数１に示す伝達関数Ａ(ω)を有す
ると共に、入力ＦＭ信号が供給されるフィルタと、 上記フィルタの出力をノンリニアなゲインで上記入力Ｆ
Ｍ信号に加算する手段とを備えてなる反転防止回路。 【数１】 1. A frequency to be compensated for preventing inversion is 1
When it is set to / 2τD, it has a transfer function A (ω) shown in Formula 1, and a filter to which an input FM signal is supplied, and the output of the filter is a non-linear gain with the input F
An inversion prevention circuit comprising means for adding to the M signal. [Equation 1]
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP25111091A JP3158537B2 (en) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | Inversion prevention circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25111091A JP3158537B2 (en) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | Inversion prevention circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPH0591473A true JPH0591473A (en) | 1993-04-09 |
| JP3158537B2 JP3158537B2 (en) | 2001-04-23 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP25111091A Expired - Fee Related JP3158537B2 (en) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | Inversion prevention circuit |
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|---|---|
| JP (1) | JP3158537B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022544343A (en) * | 2019-08-16 | 2022-10-17 | コスメティック エッジ ピーティーワイ リミテッド | Portable handheld underwater ultrasonic cleaner |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6591572B2 (en) | 2001-04-13 | 2003-07-15 | Cs Schmalmobel Gmbh & Co. Kg | Connector for connecting floors and walls of shelves or box cabinets |
-
1991
- 1991-09-30 JP JP25111091A patent/JP3158537B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2022544343A (en) * | 2019-08-16 | 2022-10-17 | コスメティック エッジ ピーティーワイ リミテッド | Portable handheld underwater ultrasonic cleaner |
Also Published As
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| JP3158537B2 (en) | 2001-04-23 |
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