JPH0591473A - 反転防止回路 - Google Patents
反転防止回路Info
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- JPH0591473A JPH0591473A JP3251110A JP25111091A JPH0591473A JP H0591473 A JPH0591473 A JP H0591473A JP 3251110 A JP3251110 A JP 3251110A JP 25111091 A JP25111091 A JP 25111091A JP H0591473 A JPH0591473 A JP H0591473A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】下側波帯強調作用および分離損失による反転現
象を良好に防止する。 【構成】輝度ＦＭ信号ＹFMを反転防止回路１１を構成す
る加算器１２に供給し、この加算器１２の出力信号をフ
ィルタ１３に供給する。フィルタ１３は、ａ＋ｂsin2ω
τD／２の振幅特性を有すると共に、τDなる遅延を生じ
るように構成する。τDは、反転防止のために補償すべ
き周波数をｆとするとき、ｆ＝１／２τDを満足するよ
うに設定する。フィルタ１３の出力信号をリミッタ１４
及びアッテネータ１５の直列回路を介して加算器１２に
供給して、輝度ＦＭ信号より減算する。輝度ＦＭ信号の
レベルが大きいとき、リニアフェーズで振幅イコライズ
して下側波帯強調作用による反転現象を防止できる。輝
度ＦＭ信号のレベルが小さいとき、反転補償すべき周波
数ｆのブースト動作が行なわれ、瞬時的に発生する大き
な分離損失による反転現象を防止できる。
象を良好に防止する。 【構成】輝度ＦＭ信号ＹFMを反転防止回路１１を構成す
る加算器１２に供給し、この加算器１２の出力信号をフ
ィルタ１３に供給する。フィルタ１３は、ａ＋ｂsin2ω
τD／２の振幅特性を有すると共に、τDなる遅延を生じ
るように構成する。τDは、反転防止のために補償すべ
き周波数をｆとするとき、ｆ＝１／２τDを満足するよ
うに設定する。フィルタ１３の出力信号をリミッタ１４
及びアッテネータ１５の直列回路を介して加算器１２に
供給して、輝度ＦＭ信号より減算する。輝度ＦＭ信号の
レベルが大きいとき、リニアフェーズで振幅イコライズ
して下側波帯強調作用による反転現象を防止できる。輝
度ＦＭ信号のレベルが小さいとき、反転補償すべき周波
数ｆのブースト動作が行なわれ、瞬時的に発生する大き
な分離損失による反転現象を防止できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばビデオテープ
レコーダの再生系に適用して好適な反転防止回路に関す
る。
レコーダの再生系に適用して好適な反転防止回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、民生用ＶＴＲへの高画質化の要求
から、８ｍｍビデオの高画質規格（Ｈｉ８規格）が提案
されている。このＨｉ８規格によれば、高解像度化と高
Ｓ／Ｎ化のため、ＦＭキャリア周波数を５ＭＨｚから７
ＭＨｚとし、周波数偏移を１．２ＭＨｚから２ＭＨｚと
している。そのため、最短記録波長は、約０．７μｍ
（５．４ＭＨｚ）から約０．５μｍ（７．７ＭＨｚ）に
短波長化されている。図１０は従来の８ｍｍビデオ規格
の周波数アロケーションを示しており、図１１はＨｉ８
規格の周波数アロケーションを示している。
から、８ｍｍビデオの高画質規格（Ｈｉ８規格）が提案
されている。このＨｉ８規格によれば、高解像度化と高
Ｓ／Ｎ化のため、ＦＭキャリア周波数を５ＭＨｚから７
ＭＨｚとし、周波数偏移を１．２ＭＨｚから２ＭＨｚと
している。そのため、最短記録波長は、約０．７μｍ
（５．４ＭＨｚ）から約０．５μｍ（７．７ＭＨｚ）に
短波長化されている。図１０は従来の８ｍｍビデオ規格
の周波数アロケーションを示しており、図１１はＨｉ８
規格の周波数アロケーションを示している。
【０００３】このようにＨｉ８規格では、最短記録波長
の短波長化によって、再生時の分離損失（スペーシング
損失）による反転現象が発生し易くなる。
の短波長化によって、再生時の分離損失（スペーシング
損失）による反転現象が発生し易くなる。
【０００４】図１２は、従来の反転防止回路の一例を示
すものである。同図において、磁気テープより再生され
る輝度ＦＭ信号ＹFMは、キャリア成分を通過させる−si
n2フィルタ２１およびリミッタ２２の直列回路を介して
加算器２３に供給される。また、輝度ＦＭ信号ＹFMは、
側波帯成分を通過させるcos2フィルタ２４および係数器
２５の直列回路を介して加算器２３に供給される。
すものである。同図において、磁気テープより再生され
る輝度ＦＭ信号ＹFMは、キャリア成分を通過させる−si
n2フィルタ２１およびリミッタ２２の直列回路を介して
加算器２３に供給される。また、輝度ＦＭ信号ＹFMは、
側波帯成分を通過させるcos2フィルタ２４および係数器
２５の直列回路を介して加算器２３に供給される。
【０００５】加算器２３では、係数器２５の出力信号よ
りリミッタ２２の出力信号が減算される。そして、加算
器２３の出力信号がローパスフィルタ２６を介して出力
される。
りリミッタ２２の出力信号が減算される。そして、加算
器２３の出力信号がローパスフィルタ２６を介して出力
される。
【０００６】以上の構成において、係数器２５のゲイン
Ｋを調整してＫ＜１とすることで、側波帯を抑圧するイ
コライズ特性が得られる。また、リミッタ２２は、輝度
ＦＭ信号ＹFMのレベルが充分な場合は、上下側波帯の平
均化を行なうように作用し、そのレベルが減少した場合
は、可変ゲインのアンプとして作用する。
Ｋを調整してＫ＜１とすることで、側波帯を抑圧するイ
コライズ特性が得られる。また、リミッタ２２は、輝度
ＦＭ信号ＹFMのレベルが充分な場合は、上下側波帯の平
均化を行なうように作用し、そのレベルが減少した場合
は、可変ゲインのアンプとして作用する。
【０００７】そのため、輝度ＦＭ信号ＹFMの振幅レベル
に応じて側波帯に対するイコライズ量が可変されるダイ
ナミックなイコライズ特性が得られ、反転現象の発生が
防止される。
に応じて側波帯に対するイコライズ量が可変されるダイ
ナミックなイコライズ特性が得られ、反転現象の発生が
防止される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、分離損失等
は瞬時的に大きく発生することが多い。キャリアの大き
なレベルダウンに際しては、図１２の例におけるレベル
補償特性（sin2）では、レベルダウンを充分に補償でき
ず、反転現象の発生を防止することは困難であった。
は瞬時的に大きく発生することが多い。キャリアの大き
なレベルダウンに際しては、図１２の例におけるレベル
補償特性（sin2）では、レベルダウンを充分に補償でき
ず、反転現象の発生を防止することは困難であった。
【０００９】分離損失Ｌｓは数２で示されるが、記録時
にも分離損失が発生していると言われ、係数は１００前
後になるとも言われている。
にも分離損失が発生していると言われ、係数は１００前
後になるとも言われている。
【００１０】
【数２】
【００１１】Ｈｉ８規格では、ｄ＝０．０６μｍ程度の
分離損失（λ＝０．３７μｍ）で−９ｄＢのレベルダウ
ンが発生するが、記録時も考慮すると−１８ｄＢ前後の
レベルダウンも予想される。
分離損失（λ＝０．３７μｍ）で−９ｄＢのレベルダウ
ンが発生するが、記録時も考慮すると−１８ｄＢ前後の
レベルダウンも予想される。
【００１２】また、ＶＴＲ等でＦＭ信号を記録再生する
と、下側波帯の強調作用が生じる。この下側波帯の強調
作用は定常的に発生するが、反転現象の要因となってい
る。
と、下側波帯の強調作用が生じる。この下側波帯の強調
作用は定常的に発生するが、反転現象の要因となってい
る。
【００１３】この発明では、下側波帯の強調作用および
分離損失による反転現象を良好に防止できるようにする
ものである。
分離損失による反転現象を良好に防止できるようにする
ものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明は、反転防止の
ために補償すべき周波数を１／２τDとするとき、数３
に示す伝達関数Ａ(ω)を有すると共に、入力ＦＭ信号が
供給されるフィルタと、このフィルタの出力をノンリニ
アなゲインで入力ＦＭ信号に加算する手段とを備えてな
るものである。
ために補償すべき周波数を１／２τDとするとき、数３
に示す伝達関数Ａ(ω)を有すると共に、入力ＦＭ信号が
供給されるフィルタと、このフィルタの出力をノンリニ
アなゲインで入力ＦＭ信号に加算する手段とを備えてな
るものである。
【００１５】
【数３】
【００１６】
【作用】入力ＦＭ信号のレベルが大きく、ゲインＫ2≒
０となるときは、リニアフェーズフィルタが構成され
る。ａ，ｂを調整してリニアフェーズで振幅イコライズ
して、下側波帯強調作用による反転現象を防止すること
ができ、波形歪を最低に抑え得る。
０となるときは、リニアフェーズフィルタが構成され
る。ａ，ｂを調整してリニアフェーズで振幅イコライズ
して、下側波帯強調作用による反転現象を防止すること
ができ、波形歪を最低に抑え得る。
【００１７】また、入力ＦＭ信号のレベルが小さく、ゲ
インＫ2が０＜Ｋ2≦１／（ａ＋ｂ）となるときは、反転
補償すべき周波数ｆのブースト動作が行なわれる。その
ため、瞬時的に発生する大きな分離損失によるキャリア
のレベルダウンを補償でき、反転現象を充分に防止し得
る。この場合、リニアフェーズとはならず瞬時的な位相
歪が発生するが、瞬時的な位相歪は感じにくいため問題
はない。
インＫ2が０＜Ｋ2≦１／（ａ＋ｂ）となるときは、反転
補償すべき周波数ｆのブースト動作が行なわれる。その
ため、瞬時的に発生する大きな分離損失によるキャリア
のレベルダウンを補償でき、反転現象を充分に防止し得
る。この場合、リニアフェーズとはならず瞬時的な位相
歪が発生するが、瞬時的な位相歪は感じにくいため問題
はない。
【００１８】
【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の一実
施例について説明する。本例はＨｉ８規格の８ｍｍＶＴ
Ｒの再生系に適用した例である。
施例について説明する。本例はＨｉ８規格の８ｍｍＶＴ
Ｒの再生系に適用した例である。
【００１９】同図において、磁気テープ１より磁気ヘッ
ド２で再生される輝度ＦＭ信号ＹFMは再生アンプ３を介
して高域補償回路４に供給される。
ド２で再生される輝度ＦＭ信号ＹFMは再生アンプ３を介
して高域補償回路４に供給される。
【００２０】高域補償回路４では再生損失による高域減
衰が補償される。この補償量は、磁気テープ１の電磁変
換特性や、記録トラック幅等に応じて切り換えられる。
例えば、磁気テープ１がＭＰテープであるときは、高域
減衰が大きくなるので、ＭＥテープであるときより補償
量が多くされる。
衰が補償される。この補償量は、磁気テープ１の電磁変
換特性や、記録トラック幅等に応じて切り換えられる。
例えば、磁気テープ１がＭＰテープであるときは、高域
減衰が大きくなるので、ＭＥテープであるときより補償
量が多くされる。
【００２１】高域補償回路４で高域減衰の補償された輝
度ＦＭ信号ＹFMは、ＡＧＣ回路５を介して反転防止回路
１１を構成する加算器１２に供給される。この加算器１
２の出力信号はフィルタ１３に供給される。このフィル
タ１３は、数４に示す振幅特性を有すると共に、τDな
る遅延を生じるように構成される。
度ＦＭ信号ＹFMは、ＡＧＣ回路５を介して反転防止回路
１１を構成する加算器１２に供給される。この加算器１
２の出力信号はフィルタ１３に供給される。このフィル
タ１３は、数４に示す振幅特性を有すると共に、τDな
る遅延を生じるように構成される。
【００２２】ここで、τDは、反転防止のために補償す
べき周波数をｆ（例えば、８ＭＨｚ前後）とするとき、
ｆ＝１／２τD を満足するように設定される。
べき周波数をｆ（例えば、８ＭＨｚ前後）とするとき、
ｆ＝１／２τD を満足するように設定される。
【００２３】
【数４】
【００２４】フィルタ１３の出力信号は、ノンリニアな
ゲインを有するリミッタ１４およびアッテネータ１５の
直列回路を介して加算器１２に供給される。加算器１２
ではＡＧＣ回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMよりフィルタ
１３の出力信号が減算される。
ゲインを有するリミッタ１４およびアッテネータ１５の
直列回路を介して加算器１２に供給される。加算器１２
ではＡＧＣ回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMよりフィルタ
１３の出力信号が減算される。
【００２５】反転防止回路１１のフィルタ１３の伝達関
数Ａ(ω)は、数５で表される。
数Ａ(ω)は、数５で表される。
【００２６】
【数５】
【００２７】さらに、リミッタ１４とアッテネータ１５
のトータルゲインをＫ2とすると、反転防止回路１１の
周波数特性（振幅特性）｜Ｇ(ω)｜は、数６で表され
る。
のトータルゲインをＫ2とすると、反転防止回路１１の
周波数特性（振幅特性）｜Ｇ(ω)｜は、数６で表され
る。
【００２８】
【数６】
【００２９】この数６で、分母項cosωτD＝−１なる周
波数ｆ＝１／２τDにおいては、sin 2ωτD／２は１とな
り、振幅｜Ｇ｜は数７で表される。
波数ｆ＝１／２τDにおいては、sin 2ωτD／２は１とな
り、振幅｜Ｇ｜は数７で表される。
【００３０】
【数７】
【００３１】なお、数５の周波数特性｜Ｇ(ω)｜をピー
ク値が１となるように正規化したときの周波数特性｜Ｇ
(ω)｜′は、数８に示すようになる。
ク値が１となるように正規化したときの周波数特性｜Ｇ
(ω)｜′は、数８に示すようになる。
【００３２】
【数８】
【００３３】この反転防止回路１１は、輝度ＦＭ信号Ｙ
FMのレベルが大きく、Ｋ2≒ ０となるときは、リニアフ
ェーズフィルタとなる。そのため、ａ，ｂを調整してリ
ニアフェーズで振幅イコライズして、下側波帯強調作用
による反転現象の発生を防止することができ、波形歪を
最低に抑えることができる。
FMのレベルが大きく、Ｋ2≒ ０となるときは、リニアフ
ェーズフィルタとなる。そのため、ａ，ｂを調整してリ
ニアフェーズで振幅イコライズして、下側波帯強調作用
による反転現象の発生を防止することができ、波形歪を
最低に抑えることができる。
【００３４】また、反転防止回路１１では、輝度ＦＭ信
号ＹFMのレベルが小さく、０＜Ｋ2≦１／（ａ＋ｂ）と
なるときは、反転補償すべき周波数ｆのブースト動作が
行なわれる。これにより、瞬時的に発生する大きな分離
損失によるキャリアのレベルダウンを充分に補償するこ
とができ、反転現象の発生を防止することができる。こ
の場合、リニアフェーズとはならず瞬時的な位相歪が発
生するが、瞬時的な位相歪は感じにくいため問題はな
い。
号ＹFMのレベルが小さく、０＜Ｋ2≦１／（ａ＋ｂ）と
なるときは、反転補償すべき周波数ｆのブースト動作が
行なわれる。これにより、瞬時的に発生する大きな分離
損失によるキャリアのレベルダウンを充分に補償するこ
とができ、反転現象の発生を防止することができる。こ
の場合、リニアフェーズとはならず瞬時的な位相歪が発
生するが、瞬時的な位相歪は感じにくいため問題はな
い。
【００３５】反転防止回路１１より出力される輝度ＦＭ
信号ＹFMはリミッタ７に供給される。リミッタ７では、
輝度ＦＭ信号ＹFMに含まれるＡＭ成分が除去される。リ
ミッタ７より出力される輝度ＦＭ信号ＹFMはＦＭ復調回
路８に供給されて輝度信号が復調され、この輝度信号は
デエンファシス回路９を介して出力端子１０に導出され
る。
信号ＹFMはリミッタ７に供給される。リミッタ７では、
輝度ＦＭ信号ＹFMに含まれるＡＭ成分が除去される。リ
ミッタ７より出力される輝度ＦＭ信号ＹFMはＦＭ復調回
路８に供給されて輝度信号が復調され、この輝度信号は
デエンファシス回路９を介して出力端子１０に導出され
る。
【００３６】次に、図２、図７、図８を参照して、反転
防止回路１１のフィルタ１３の具体例を説明する。これ
らの図において、図１と対応する部分には同一符号を付
して示している。
防止回路１１のフィルタ１３の具体例を説明する。これ
らの図において、図１と対応する部分には同一符号を付
して示している。
【００３７】まず、図２の例について説明する。ＡＧＣ
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１０１，１０２の直列回路を介して加算器
１０３に供給されると共に、直接加算器１０３に供給さ
れる。遅延回路１０１，１０２の遅延時間はτDに設定
される。
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１０１，１０２の直列回路を介して加算器
１０３に供給されると共に、直接加算器１０３に供給さ
れる。遅延回路１０１，１０２の遅延時間はτDに設定
される。
【００３８】また、加算器１０３の出力信号は、アッテ
ネータ１０４を介して加算器１０５に供給され、この加
算器１０５には遅延回路１０１の出力信号が供給され
る。加算器１０５では、遅延回路１０１の出力信号より
アッテネータ１０４の出力信号が減算される。
ネータ１０４を介して加算器１０５に供給され、この加
算器１０５には遅延回路１０１の出力信号が供給され
る。加算器１０５では、遅延回路１０１の出力信号より
アッテネータ１０４の出力信号が減算される。
【００３９】また、加算器１０５の出力信号は、フィル
タ１３の出力信号としてリミッタ７に供給されると共
に、リミッタ１４およびアッテネータ１５の直列回路を
介して加算器１２に供給される。
タ１３の出力信号としてリミッタ７に供給されると共
に、リミッタ１４およびアッテネータ１５の直列回路を
介して加算器１２に供給される。
【００４０】以上の構成において、アッテネータ１０４
のゲインをＫ1とすると、フィルタ１３の入出力の伝達
関数Ａ(ω)は、数９で表される。数９と上述した数５を
比較すると、ａ＝１−２Ｋ1、ｂ＝４Ｋ1となる。
のゲインをＫ1とすると、フィルタ１３の入出力の伝達
関数Ａ(ω)は、数９で表される。数９と上述した数５を
比較すると、ａ＝１−２Ｋ1、ｂ＝４Ｋ1となる。
【００４１】
【数９】
【００４２】また、正規化した周波数特性｜Ｇ(ω)｜′
は、数１０で表される。
は、数１０で表される。
【００４３】
【数１０】
【００４４】リミッタ１４は、入力レベルに応じて、そ
のゲインＫ2がノンリニアに変化する。そのため、入力
レベルが大きく、Ｋ2≒０のときは、 ｜Ｇ(ω)｜′≒（１−２Ｋ1cosωτD）／（１＋２Ｋ1） となり、Ｋ1を変化させることで、位相歪なく周波数特
性を設定できる。
のゲインＫ2がノンリニアに変化する。そのため、入力
レベルが大きく、Ｋ2≒０のときは、 ｜Ｇ(ω)｜′≒（１−２Ｋ1cosωτD）／（１＋２Ｋ1） となり、Ｋ1を変化させることで、位相歪なく周波数特
性を設定できる。
【００４５】図３は、Ｋ1を変化させたときの周波数特
性の変化を示したものである。Ｋ1＝０．５で正弦２乗
フィルタとなり、Ｋ1＝０で周波数特性はフラットとな
る。
性の変化を示したものである。Ｋ1＝０．５で正弦２乗
フィルタとなり、Ｋ1＝０で周波数特性はフラットとな
る。
【００４６】一方、入力レベルが小さく、０＜Ｋ2≦１
／（１＋２Ｋ1）のときは、下側波帯レベルがリミッタ
１４のゲインＫ2の増加に伴って抑圧される。これによ
り、初期設定された特性が、ダイナミックイコライザと
して動作することにより、キャリアのレベルダウンが補
償される。なお、Ｋ2＝１／（１＋２Ｋ1）では発振す
る。
／（１＋２Ｋ1）のときは、下側波帯レベルがリミッタ
１４のゲインＫ2の増加に伴って抑圧される。これによ
り、初期設定された特性が、ダイナミックイコライザと
して動作することにより、キャリアのレベルダウンが補
償される。なお、Ｋ2＝１／（１＋２Ｋ1）では発振す
る。
【００４７】図４は、Ｋ1＝０で、大入力レベルから小
入力レベルまで変化するときの周波数特性の変化を示し
たものである。図５は、Ｋ1＝０．２で、大入力レベル
から小入力レベルまで変化するときの周波数特性の変化
を示したものである。図６は、Ｋ1＝０．５で、大入力
レベルから小入力レベルまで変化するときの周波数特性
の変化を示したものである。
入力レベルまで変化するときの周波数特性の変化を示し
たものである。図５は、Ｋ1＝０．２で、大入力レベル
から小入力レベルまで変化するときの周波数特性の変化
を示したものである。図６は、Ｋ1＝０．５で、大入力
レベルから小入力レベルまで変化するときの周波数特性
の変化を示したものである。
【００４８】Ｋ1＝０．５、Ｋ2＝０で正弦２乗特性とな
る。上述した図１２の例では、これ以上の補償特性を得
ることはできないが、本例においては、小入力レベルに
なればなるほど、ｆ＝１／２τDを中心にブースト補償
される。
る。上述した図１２の例では、これ以上の補償特性を得
ることはできないが、本例においては、小入力レベルに
なればなるほど、ｆ＝１／２τDを中心にブースト補償
される。
【００４９】次に、図７の例について説明する。ＡＧＣ
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１１１，１１２の直列回路を介して加算器
１１３に供給されると共に、直接加算器１１３に供給さ
れる。遅延回路１１１，１１２の遅延時間はτDに設定
される。
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１１１，１１２の直列回路を介して加算器
１１３に供給されると共に、直接加算器１１３に供給さ
れる。遅延回路１１１，１１２の遅延時間はτDに設定
される。
【００５０】また、加算器１１３の出力信号は、アッテ
ネータ１１４で１／２レベルとされた後、加算器１１
５，１１６に供給される。これら加算器１１５，１１６
には、遅延回路１１１の出力信号が供給される。
ネータ１１４で１／２レベルとされた後、加算器１１
５，１１６に供給される。これら加算器１１５，１１６
には、遅延回路１１１の出力信号が供給される。
【００５１】加算器１１５では、遅延回路１１１の出力
信号よりアッテネータ１１４の出力信号が減算される。
この加算器１１５の出力信号はリミッタ１１７を介して
加算器１１８に供給される。
信号よりアッテネータ１１４の出力信号が減算される。
この加算器１１５の出力信号はリミッタ１１７を介して
加算器１１８に供給される。
【００５２】加算器１１６では、遅延回路１１１の出力
信号とアッテネータ１１４の出力信号とが加算される。
この加算器１１６の出力信号はアッテネータ１１９を介
して加算器１１８に供給される。
信号とアッテネータ１１４の出力信号とが加算される。
この加算器１１６の出力信号はアッテネータ１１９を介
して加算器１１８に供給される。
【００５３】加算器１１８ではアッテネータ１１９の出
力信号よりリミッタ１１７の出力信号が減算される。こ
の加算器１１８の出力信号は、フィルタ１３の出力信号
としてリミッタ７に供給されると共に、リミッタ１４お
よびアッテネータ１５の直列回路を介して加算器１２に
供給される。
力信号よりリミッタ１１７の出力信号が減算される。こ
の加算器１１８の出力信号は、フィルタ１３の出力信号
としてリミッタ７に供給されると共に、リミッタ１４お
よびアッテネータ１５の直列回路を介して加算器１２に
供給される。
【００５４】以上の構成において、アッテネータ１１９
のゲインをＫ1、リミッタ１１７のゲインをＫ3とする
と、フィルタ１３の入出力の伝達関数Ａ(ω)は、数１１
で表される。数１１と上述した数５を比較すると、ａ＝
２Ｋ1、ｂ＝２（Ｋ3−Ｋ1）となる。
のゲインをＫ1、リミッタ１１７のゲインをＫ3とする
と、フィルタ１３の入出力の伝達関数Ａ(ω)は、数１１
で表される。数１１と上述した数５を比較すると、ａ＝
２Ｋ1、ｂ＝２（Ｋ3−Ｋ1）となる。
【００５５】
【数１１】
【００５６】また、正規化した周波数｜Ｇ(ω)｜′は、
数１２で表される。
数１２で表される。
【００５７】
【数１２】
【００５８】リミッタ１４は、入力レベルに応じて、そ
のゲインＫ2がノンリニアに変化する。そのため、入力
レベルが大きく、Ｋ2≒０のときは、 ｜Ｇ(ω)｜′≒（Ｋ3sinω2τD／２＋Ｋ1cos2ωτD／２）／Ｋ3 となり、Ｋ3を変化させてキャリア振幅を設定でき、ま
たＫ1を変化させて側波帯振幅を調整でき、リニアフェ
ーズでイコライズできる。ここで、Ｋ1＝０で正弦２乗
フィルタとなり、Ｋ1＝Ｋ3で周波数特性はフラットとな
る。
のゲインＫ2がノンリニアに変化する。そのため、入力
レベルが大きく、Ｋ2≒０のときは、 ｜Ｇ(ω)｜′≒（Ｋ3sinω2τD／２＋Ｋ1cos2ωτD／２）／Ｋ3 となり、Ｋ3を変化させてキャリア振幅を設定でき、ま
たＫ1を変化させて側波帯振幅を調整でき、リニアフェ
ーズでイコライズできる。ここで、Ｋ1＝０で正弦２乗
フィルタとなり、Ｋ1＝Ｋ3で周波数特性はフラットとな
る。
【００５９】一方、入力レベルが小さく、０＜Ｋ2≦１
／２Ｋ3のときは、リミッタ１４，１１７のゲインＫ2，
Ｋ3の制御によってダイナミックイコライザとして動作
する。なお、Ｋ2＝１／２Ｋ3では発振する。
／２Ｋ3のときは、リミッタ１４，１１７のゲインＫ2，
Ｋ3の制御によってダイナミックイコライザとして動作
する。なお、Ｋ2＝１／２Ｋ3では発振する。
【００６０】この例では、リミッタ１４，１１７のゲイ
ンＫ2，Ｋ3とスレッショレドレベルに関連して、図９に
示すような位相特性で動作することになる。例えば、Ｋ
2≒０のとき、Ｋ3≠０ならばリニアフェーズ領域で動作
できるイコライズ範囲が増すことになる。
ンＫ2，Ｋ3とスレッショレドレベルに関連して、図９に
示すような位相特性で動作することになる。例えば、Ｋ
2≒０のとき、Ｋ3≠０ならばリニアフェーズ領域で動作
できるイコライズ範囲が増すことになる。
【００６１】次に、図８の例について説明する。ＡＧＣ
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１２１，１２２の直列回路を介して加算器
１２３に供給されると共に、直接加算器１２３に供給さ
れる。遅延回路１２１，１２２の遅延時間はτDに設定
される。
回路５からの輝度ＦＭ信号ＹFMは加算器１２に供給され
る。この加算器１２の出力信号は、フィルタ１３を構成
する遅延回路１２１，１２２の直列回路を介して加算器
１２３に供給されると共に、直接加算器１２３に供給さ
れる。遅延回路１２１，１２２の遅延時間はτDに設定
される。
【００６２】また、加算器１２３の出力信号は、アッテ
ネータ１２４で１／２レベルとされた後、加算器１２５
に供給される。加算器１２５には、遅延回路１２１の出
力信号が供給される。
ネータ１２４で１／２レベルとされた後、加算器１２５
に供給される。加算器１２５には、遅延回路１２１の出
力信号が供給される。
【００６３】加算器１２５では、遅延回路１２１の出力
信号よりアッテネータ１２４の出力信号が減算される。
この加算器１２５の出力信号はリミッタ１２６を介して
加算器１２７に供給される。加算器１２７には遅延回路
１２１の出力信号がアッテネータ１２８を介して供給さ
れ、リミッタ１２６の出力信号より減算される。
信号よりアッテネータ１２４の出力信号が減算される。
この加算器１２５の出力信号はリミッタ１２６を介して
加算器１２７に供給される。加算器１２７には遅延回路
１２１の出力信号がアッテネータ１２８を介して供給さ
れ、リミッタ１２６の出力信号より減算される。
【００６４】また、加算器１２７の出力信号は、フィル
タ１３の出力信号としてリミッタ７に供給されると共
に、リミッタ１４およびアッテネータ１５の直列回路を
介して加算器１２に供給される。
タ１３の出力信号としてリミッタ７に供給されると共
に、リミッタ１４およびアッテネータ１５の直列回路を
介して加算器１２に供給される。
【００６５】以上の構成において、アッテネータ１２８
のゲインをＫ1、リミッタ１２６のゲインをＫ3とする
と、フィルタ１３の入出力の伝達関数Ａ(ω)は、数１３
で表される。数１３と上述した数５を比較すると、ａ＝
Ｋ1、ｂ＝２Ｋ3となる。
のゲインをＫ1、リミッタ１２６のゲインをＫ3とする
と、フィルタ１３の入出力の伝達関数Ａ(ω)は、数１３
で表される。数１３と上述した数５を比較すると、ａ＝
Ｋ1、ｂ＝２Ｋ3となる。
【００６６】
【数１３】
【００６７】また、正規化した周波数｜Ｇ(ω)｜′は、
数１４で表される。
数１４で表される。
【００６８】
【数１４】
【００６９】詳細説明は省略するも、図８の例において
も、図７の例と同様の作用効果を得ることができる。
も、図７の例と同様の作用効果を得ることができる。
【００７０】なお、図２、図７および図８の例におい
て、入出力の利得のピークを１に正規化したときは、リ
ミッタ１４の挿入される位置は、上述実施例とは異な
り、フィルタ１３の前あるいは後であってもよい。ただ
し、リミッタ１４とアッテネータ１５のトータルゲイン
はＫ2であるとする。
て、入出力の利得のピークを１に正規化したときは、リ
ミッタ１４の挿入される位置は、上述実施例とは異な
り、フィルタ１３の前あるいは後であってもよい。ただ
し、リミッタ１４とアッテネータ１５のトータルゲイン
はＫ2であるとする。
【００７１】また、上述実施例においては、この発明を
Ｈｉ８規格の８ｍｍビデオの再生系に適用したものであ
るが、この発明は反転現象を防止する必要があるその他
の系に同様に適用できることは勿論である。
Ｈｉ８規格の８ｍｍビデオの再生系に適用したものであ
るが、この発明は反転現象を防止する必要があるその他
の系に同様に適用できることは勿論である。
【００７２】
【発明の効果】この発明によれば、入力ＦＭ信号のレベ
ルが大きいときは、リニアフェーズフィルタが構成され
るため、リニアフェーズで振幅イコライズして下側波帯
強調作用による反転現象を防止することができ、波形歪
を最低に抑えることができる。また、入力ＦＭ信号のレ
ベルが小さいときは、反転補償すべき周波数のブースト
動作が行なわれるため、瞬時的に発生する大きな分離損
失によるキャリアのレベルダウンを補償でき、反転現象
を充分に防止できる。
ルが大きいときは、リニアフェーズフィルタが構成され
るため、リニアフェーズで振幅イコライズして下側波帯
強調作用による反転現象を防止することができ、波形歪
を最低に抑えることができる。また、入力ＦＭ信号のレ
ベルが小さいときは、反転補償すべき周波数のブースト
動作が行なわれるため、瞬時的に発生する大きな分離損
失によるキャリアのレベルダウンを補償でき、反転現象
を充分に防止できる。
【図１】実施例の構成図である。
【図２】反転防止回路の具体例を示す図である。
【図３】図２の例の周波数特性を示す図である。
【図４】図２の例の周波数特性を示す図である。
【図５】図２の例の周波数特性を示す図である。
【図６】図２の例の周波数特性を示す図である。
【図７】反転防止回路の具体例を示す図である。
【図８】反転防止回路の具体例を示す図である。
【図９】図７の例におけるスレッショルドレベル、リミ
ッタレベルと位相特性との関係を示す図である。
ッタレベルと位相特性との関係を示す図である。
【図１０】従来の８ｍｍビデオ規格の周波数アロケーシ
ョンを示す図である。
ョンを示す図である。
【図１１】Ｈｉ８規格の周波数アロケーションを示す図
である。
である。
【図１２】従来例の構成図である。
１ 磁気テープ ２ 磁気ヘッド ４ 高域補償回路 ７ リミッタ ８ ＦＭ復調回路 １１ 反転防止回路 １２ 加算器 １３ フィルタ １４ リミッタ １５ アッテネータ
Claims (1)
- 【請求項１】 反転防止のために補償すべき周波数を１
／２τDとするとき、数１に示す伝達関数Ａ(ω)を有す
ると共に、入力ＦＭ信号が供給されるフィルタと、 上記フィルタの出力をノンリニアなゲインで上記入力Ｆ
Ｍ信号に加算する手段とを備えてなる反転防止回路。 【数１】
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25111091A JP3158537B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 反転防止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25111091A JP3158537B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 反転防止回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591473A true JPH0591473A (ja) | 1993-04-09 |
| JP3158537B2 JP3158537B2 (ja) | 2001-04-23 |
Family
ID=17217802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25111091A Expired - Fee Related JP3158537B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 反転防止回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3158537B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022544343A (ja) * | 2019-08-16 | 2022-10-17 | コスメティック エッジ ピーティーワイ リミテッド | 携帯型ハンドヘルド水中超音波洗浄装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6591572B2 (en) | 2001-04-13 | 2003-07-15 | Cs Schmalmobel Gmbh & Co. Kg | Connector for connecting floors and walls of shelves or box cabinets |
-
1991
- 1991-09-30 JP JP25111091A patent/JP3158537B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022544343A (ja) * | 2019-08-16 | 2022-10-17 | コスメティック エッジ ピーティーワイ リミテッド | 携帯型ハンドヘルド水中超音波洗浄装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3158537B2 (ja) | 2001-04-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |