JPH0591729A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH0591729A JPH0591729A JP27336291A JP27336291A JPH0591729A JP H0591729 A JPH0591729 A JP H0591729A JP 27336291 A JP27336291 A JP 27336291A JP 27336291 A JP27336291 A JP 27336291A JP H0591729 A JPH0591729 A JP H0591729A
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- inductor
- power supply
- supply device
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 30
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 機能的にＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−
ＢＯＯＳＴに対応するそれぞれ２種類、計６種類の入出
力電流連続モードを持つコンバータ式電源装置を提供す
る。 【構成】 コンバータ回路ＣＯＮＶに接続される入力端
子１０、出力端子１２およびグランド端子１１を有する
４端子回路型の電源装置であって、前記コンバータ回路
と前記入力端子又は出力端子との間に第１のインダクタ
Ｌ１を接続し、また前記コンバータ回路と前記グランド
端子との間に第２のインダクタＬ２を接続し、入出力共
に電流連続モードとなるようにする。
ＢＯＯＳＴに対応するそれぞれ２種類、計６種類の入出
力電流連続モードを持つコンバータ式電源装置を提供す
る。 【構成】 コンバータ回路ＣＯＮＶに接続される入力端
子１０、出力端子１２およびグランド端子１１を有する
４端子回路型の電源装置であって、前記コンバータ回路
と前記入力端子又は出力端子との間に第１のインダクタ
Ｌ１を接続し、また前記コンバータ回路と前記グランド
端子との間に第２のインダクタＬ２を接続し、入出力共
に電流連続モードとなるようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、入出力ともに電流連
続モードである定電圧型の電源装置に関し、特に１つの
回路方式で機能的に従来のＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵ
ＣＫ−ＢＯＯＳＴのそれぞれに対応できる電源装置に関
する。
続モードである定電圧型の電源装置に関し、特に１つの
回路方式で機能的に従来のＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵ
ＣＫ−ＢＯＯＳＴのそれぞれに対応できる電源装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来からある定電圧回路としては、図１
７のＢＵＣＫ（降圧）型、図１８のＢＯＯＳＴ（昇圧）
型、図１９のＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型が良く知られ、且
つ多用されている。これらの回路において、Ｅは電源、
ＲL は負荷抵抗、Ｓ１はスイッチ素子、Ｄ１はダイオー
ド、Ｃ１はコンデンサ、Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１はイン
ダクタであり、ＢＵＣＫ型ではＳ１，Ｌ１１が直列に、
またＤ１がこの直列回路に対しＴ字型となるように接続
される。また、ＢＯＯＳＴ型ではＬ１２とＤ１が直列
に、またＳ１がこの直列回路に対しＴ字型となるように
接続される。更に、ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型ではＳ１と
Ｄ１が直列に、またＬ２１がこの直列回路に対しＴ字型
となるように接続される。
７のＢＵＣＫ（降圧）型、図１８のＢＯＯＳＴ（昇圧）
型、図１９のＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型が良く知られ、且
つ多用されている。これらの回路において、Ｅは電源、
ＲL は負荷抵抗、Ｓ１はスイッチ素子、Ｄ１はダイオー
ド、Ｃ１はコンデンサ、Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ２１はイン
ダクタであり、ＢＵＣＫ型ではＳ１，Ｌ１１が直列に、
またＤ１がこの直列回路に対しＴ字型となるように接続
される。また、ＢＯＯＳＴ型ではＬ１２とＤ１が直列
に、またＳ１がこの直列回路に対しＴ字型となるように
接続される。更に、ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型ではＳ１と
Ｄ１が直列に、またＬ２１がこの直列回路に対しＴ字型
となるように接続される。
【０００３】これらの回路は、ＢＵＣＫ型は入力におい
て、またＢＯＯＳＴは出力において、さらにＢＵＣＫ−
ＢＯＯＳＴ型は入出力双方において、それぞれ原理的に
電流が断続モードとなるため、電流性ノイズが発生する
問題を内包する。この点を解決するために考案されたの
が、図２０のＣＵＫ（極性反転）型コンバータである。
このＣＵＫコンバータは入出力ともに連続モードである
ため、ノイズの発生が少ないというメリットを有する。
て、またＢＯＯＳＴは出力において、さらにＢＵＣＫ−
ＢＯＯＳＴ型は入出力双方において、それぞれ原理的に
電流が断続モードとなるため、電流性ノイズが発生する
問題を内包する。この点を解決するために考案されたの
が、図２０のＣＵＫ（極性反転）型コンバータである。
このＣＵＫコンバータは入出力ともに連続モードである
ため、ノイズの発生が少ないというメリットを有する。
【０００４】しかしながら、ＣＵＫコンバータは、機能
的にはＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型に対応するとしても、極
性反転型（入力が正の電圧の時に出力が負の電圧とな
る）として動作するため、あまり多くは利用されない。
定電圧電源回路として最も多く利用されるのはＢＵＣＫ
型である。この理由は、ＢＵＣＫ型ではスイッチ素子Ｓ
１のデューティーを０％〜１００％まで自由に可変でき
るため、制御が簡単で、効率も高いからである。次に多
く利用されるのはＢＯＯＳＴ型であり、ＣＵＫ型は、理
由があって逆電位の電圧が必要なとき以外は使用される
ことがないため、最も使われる機会が少ない。
的にはＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型に対応するとしても、極
性反転型（入力が正の電圧の時に出力が負の電圧とな
る）として動作するため、あまり多くは利用されない。
定電圧電源回路として最も多く利用されるのはＢＵＣＫ
型である。この理由は、ＢＵＣＫ型ではスイッチ素子Ｓ
１のデューティーを０％〜１００％まで自由に可変でき
るため、制御が簡単で、効率も高いからである。次に多
く利用されるのはＢＯＯＳＴ型であり、ＣＵＫ型は、理
由があって逆電位の電圧が必要なとき以外は使用される
ことがないため、最も使われる機会が少ない。
【０００５】ＣＵＫ型は、入出力が連続モードとなるメ
リット（ノイズ面において有利）を有するが、ＢＵＣＫ
型やＢＯＯＳＴ型と置き換えるには、極性が反転するこ
とがネックとなる。特に、ＢＵＣＫと置き換えるには、
デューティーが１００％まで使用できることが望まし
い。しかし、ＢＯＯＳＴ型、ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型及
びＣＵＫ型はデューティーに制約があり、デューティー
１００％になるとスイッチ素子Ｓ１が破壊に至る欠点が
ある。このように、ＣＵＫ型はＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴと
同様に極性が反転するものの、出力電圧は入力電圧に対
し高くも低くもできるため、降圧、昇圧のいずれにも適
用できる。従って、現状では入出力とも連続電流モード
の降圧回路又は昇圧回路が必要なときは、極性が反転す
ることを前提としてＣＵＫを使用するしかない。
リット（ノイズ面において有利）を有するが、ＢＵＣＫ
型やＢＯＯＳＴ型と置き換えるには、極性が反転するこ
とがネックとなる。特に、ＢＵＣＫと置き換えるには、
デューティーが１００％まで使用できることが望まし
い。しかし、ＢＯＯＳＴ型、ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型及
びＣＵＫ型はデューティーに制約があり、デューティー
１００％になるとスイッチ素子Ｓ１が破壊に至る欠点が
ある。このように、ＣＵＫ型はＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴと
同様に極性が反転するものの、出力電圧は入力電圧に対
し高くも低くもできるため、降圧、昇圧のいずれにも適
用できる。従って、現状では入出力とも連続電流モード
の降圧回路又は昇圧回路が必要なときは、極性が反転す
ることを前提としてＣＵＫを使用するしかない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ここで、ＢＵＣＫ，Ｂ
ＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴの代わりにＣＵＫを用
いた場合のデメリットを整理すると次のようになる。 （Ａ）ＢＵＣＫをＣＵＫに置き換えたときのデメリット ａ）極性が反転する。 ｂ）最大デューティー比に制約が生じる（１００％まで
使用できない）。 ｃ）同一出力電圧でのデューティー比が小さくなるの
で、スイッチグ素子を流れる電流が大きくなる。 ｄ）回路素子に加わる電圧が高くなる。 ｅ）効率が低下する。 ｆ）制御回路も替える必要がある（極性が逆となり、ス
イッチ素子の位置も異なる）。 （Ｂ）ＢＯＯＳＴをＣＵＫに置き換えたときのデメリッ
ト ａ）極性が反転する。 ｂ）回路素子に加わる電圧が高くなる。 ｃ）効率が低下する。 ｄ）制御回路も替える必要がある（スイッチ素子の位置
が異なる）。 （Ｃ）ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴをＣＵＫに置き換えたとき
のデメリット ａ）制御回路も替える必要がある（スイッチ素子の位置
が異なる）。
ＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴの代わりにＣＵＫを用
いた場合のデメリットを整理すると次のようになる。 （Ａ）ＢＵＣＫをＣＵＫに置き換えたときのデメリット ａ）極性が反転する。 ｂ）最大デューティー比に制約が生じる（１００％まで
使用できない）。 ｃ）同一出力電圧でのデューティー比が小さくなるの
で、スイッチグ素子を流れる電流が大きくなる。 ｄ）回路素子に加わる電圧が高くなる。 ｅ）効率が低下する。 ｆ）制御回路も替える必要がある（極性が逆となり、ス
イッチ素子の位置も異なる）。 （Ｂ）ＢＯＯＳＴをＣＵＫに置き換えたときのデメリッ
ト ａ）極性が反転する。 ｂ）回路素子に加わる電圧が高くなる。 ｃ）効率が低下する。 ｄ）制御回路も替える必要がある（スイッチ素子の位置
が異なる）。 （Ｃ）ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴをＣＵＫに置き換えたとき
のデメリット ａ）制御回路も替える必要がある（スイッチ素子の位置
が異なる）。
【０００７】極性の反転しないＢＵＣＫとＢＯＯＳＴの
置き換えでは、素子電圧の増大によって、より高い電圧
で使える素子が必要となり、スイッチング損失の増大に
よって効率も低下する等、問題が多く、特にＢＵＣＫの
置き換えでは、これにデューティーの問題も加わり、効
率差は更に広がる。また、実設計上の問題として、ＢＵ
ＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴの回路を用い
た現行装置を連続電流モードのコンバータにしたいと
き、スイッチ素子の位置が同じであると制御回路がその
まま使用できるため好ましい。
置き換えでは、素子電圧の増大によって、より高い電圧
で使える素子が必要となり、スイッチング損失の増大に
よって効率も低下する等、問題が多く、特にＢＵＣＫの
置き換えでは、これにデューティーの問題も加わり、効
率差は更に広がる。また、実設計上の問題として、ＢＵ
ＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴの回路を用い
た現行装置を連続電流モードのコンバータにしたいと
き、スイッチ素子の位置が同じであると制御回路がその
まま使用できるため好ましい。
【０００８】更に、１つの電圧源から両極性の電圧を出
力させたい場合、例えば１２Ｖのバッテリから＋５Ｖと
−１５Ｖを得たい場合、通常はＢＵＣＫで＋５Ｖを作
り、ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴで−１５Ｖを作るが、これを
ＣＵＫで構成すると、一例として、１２Ｖから先ず−１
５Ｖを作り、この−１５Ｖから＋５Ｖを作ることにな
る。従って、ＣＵＫではコンバータを２回通すことによ
る効率低下が問題となる。
力させたい場合、例えば１２Ｖのバッテリから＋５Ｖと
−１５Ｖを得たい場合、通常はＢＵＣＫで＋５Ｖを作
り、ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴで−１５Ｖを作るが、これを
ＣＵＫで構成すると、一例として、１２Ｖから先ず−１
５Ｖを作り、この−１５Ｖから＋５Ｖを作ることにな
る。従って、ＣＵＫではコンバータを２回通すことによ
る効率低下が問題となる。
【０００９】この発明は、このような点を改善し、機能
的にＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴに対
応するそれぞれ２種類、計６種類の入出力電流連続モー
ドを持つコンバータ式電源装置を提供することを目的と
している。
的にＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴに対
応するそれぞれ２種類、計６種類の入出力電流連続モー
ドを持つコンバータ式電源装置を提供することを目的と
している。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
この発明では、コンバータ回路に接続される入力端子、
出力端子およびグランド端子を有する４端子回路型の電
源装置であって、前記コンバータ回路と前記入力端子又
は出力端子との間に第１のインダクタを接続し、また前
記コンバータ回路と前記グランド端子との間に第２のイ
ンダクタを接続してなることを第１の特徴としている。
この発明では、コンバータ回路に接続される入力端子、
出力端子およびグランド端子を有する４端子回路型の電
源装置であって、前記コンバータ回路と前記入力端子又
は出力端子との間に第１のインダクタを接続し、また前
記コンバータ回路と前記グランド端子との間に第２のイ
ンダクタを接続してなることを第１の特徴としている。
【００１１】この発明ではまた、コンバータ回路がコン
デンサとダイオードの直列回路にスイッチ素子を並列に
接続したものであり、第１のインダクタが前記コンバー
タ回路と入力端子との間に接続され、また第２のインダ
クタが前記コンデンサとダイオードとの接続点とグラン
ド端子との間に接続されたものであることを第２の特徴
としている。
デンサとダイオードの直列回路にスイッチ素子を並列に
接続したものであり、第１のインダクタが前記コンバー
タ回路と入力端子との間に接続され、また第２のインダ
クタが前記コンデンサとダイオードとの接続点とグラン
ド端子との間に接続されたものであることを第２の特徴
としている。
【００１２】更にこの発明では、コンバータ回路がコン
デンサとスイッチ素子の直列回路にダイオードを並列に
接続したものであり、第１のインダクタが前記コンバー
タ回路と入力端子との間に接続され、また第２のインダ
クタが前記スイッチ素子とコンデンサとの接続点とグラ
ンド端子との間に接続されたものであることを第３の特
徴としている。
デンサとスイッチ素子の直列回路にダイオードを並列に
接続したものであり、第１のインダクタが前記コンバー
タ回路と入力端子との間に接続され、また第２のインダ
クタが前記スイッチ素子とコンデンサとの接続点とグラ
ンド端子との間に接続されたものであることを第３の特
徴としている。
【００１３】更にまたこの発明では、コンバータ回路が
スイッチ素子とダイオードの直列回路にコンデンサを並
列に接続したものであり、第１のインダクタが前記コン
バータ回路と入力端子との間に接続され、また第２のイ
ンダクタが前記スイッチング素子とダイオードとの接続
点とグランド端子との間に接続されたものであることを
第４の特徴としている。
スイッチ素子とダイオードの直列回路にコンデンサを並
列に接続したものであり、第１のインダクタが前記コン
バータ回路と入力端子との間に接続され、また第２のイ
ンダクタが前記スイッチング素子とダイオードとの接続
点とグランド端子との間に接続されたものであることを
第４の特徴としている。
【００１４】又、この発明では、コンバータ回路がコン
デンサとダイオードの直列回路にスイッチ素子を並列に
接続したものであり、第１のインダクタが前記コンバー
タ回路と出力端子との間に接続され、また第２のインダ
クタが前記コンデンサとダイオードとの接続点とグラン
ド端子との間に接続されたものであることを第５の特徴
としている。
デンサとダイオードの直列回路にスイッチ素子を並列に
接続したものであり、第１のインダクタが前記コンバー
タ回路と出力端子との間に接続され、また第２のインダ
クタが前記コンデンサとダイオードとの接続点とグラン
ド端子との間に接続されたものであることを第５の特徴
としている。
【００１５】この発明では、コンバータ回路がコンデン
サとスイッチ素子の直列回路にダイオードを並列に接続
したものであり、第１のインダクタが前記コンバータ回
路と出力端子との間に接続され、また第２のインダクタ
が前記スイッチ素子とコンデンサとの接続点とグランド
端子との間に接続されたものであることを第６の特徴と
している。
サとスイッチ素子の直列回路にダイオードを並列に接続
したものであり、第１のインダクタが前記コンバータ回
路と出力端子との間に接続され、また第２のインダクタ
が前記スイッチ素子とコンデンサとの接続点とグランド
端子との間に接続されたものであることを第６の特徴と
している。
【００１６】この発明では又、コンバータ回路がスイッ
チ素子とダイオードの直列回路にコンデンサを並列に接
続したものであり、第１のインダクタが前記コンバータ
回路と出力端子との間に接続され、また第２のインダク
タが前記スイッチ素子とダイオードとの接続点とグラン
ド端子との間に接続されたものであることを第７の特徴
としている。
チ素子とダイオードの直列回路にコンデンサを並列に接
続したものであり、第１のインダクタが前記コンバータ
回路と出力端子との間に接続され、また第２のインダク
タが前記スイッチ素子とダイオードとの接続点とグラン
ド端子との間に接続されたものであることを第７の特徴
としている。
【００１７】
【作用】図１はこの発明の第１の原理図であり、コンバ
ータ回路ＣＯＮＶと入力端子１０との間に第１のインダ
クタＬ１が接続され、またコンバータ回路ＣＯＮＶとグ
ランド端子１１との間には第２のインダクタＬ２が接続
されている。１２は出力端子である。また、図２はこの
発明の第２の原理図であり、コンバータ回路ＣＯＮＶと
出力端子１２との間に第１のインダクタＬ１が接続さ
れ、またコンバータ回路ＣＯＮＶとグランド端子１１と
の間には第２のインダクタＬ２が接続されている。
ータ回路ＣＯＮＶと入力端子１０との間に第１のインダ
クタＬ１が接続され、またコンバータ回路ＣＯＮＶとグ
ランド端子１１との間には第２のインダクタＬ２が接続
されている。１２は出力端子である。また、図２はこの
発明の第２の原理図であり、コンバータ回路ＣＯＮＶと
出力端子１２との間に第１のインダクタＬ１が接続さ
れ、またコンバータ回路ＣＯＮＶとグランド端子１１と
の間には第２のインダクタＬ２が接続されている。
【００１８】一般に、電源回路を図２１のように入力端
子１０、グランド端子１１、出力端子１２を持つ４端子
回路網として考えた場合、ＢＵＣＫ型は図２２に示すよ
うに出力端子１２に向けて直列にインダクタＬ１１を持
ち、このリアクタンスによって出力電流ＩOUT が連続モ
ードとなる。また、ＢＯＯＳＴ型は図２３に示すように
入力端子１０に向けて直列にインダクタＬ１２を持ち、
このリアクタンスによって入力電流ＩINが連続モードと
なる。
子１０、グランド端子１１、出力端子１２を持つ４端子
回路網として考えた場合、ＢＵＣＫ型は図２２に示すよ
うに出力端子１２に向けて直列にインダクタＬ１１を持
ち、このリアクタンスによって出力電流ＩOUT が連続モ
ードとなる。また、ＢＯＯＳＴ型は図２３に示すように
入力端子１０に向けて直列にインダクタＬ１２を持ち、
このリアクタンスによって入力電流ＩINが連続モードと
なる。
【００１９】この２つの回路の特徴を組み合わせ、入力
回路をＢＯＯＳＴとし、出力回路をＢＵＣＫとしたの
が、図２４に示すＣＵＫ型である。このＣＵＫ型では、
コンデンサＣ１に流れる電流がスイッチ素子Ｓ１のＯＮ
／ＯＦＦに伴って交番しないとエネルギを伝達できない
ため、入力電流ＩINと出力電流ＩOUT は逆方向となるよ
うに設定する必要がある。ＣＵＫではこれを出力側のＢ
ＵＣＫ回路を逆極性接続とする事で実現しているため、
前述したように極性反転型としてしか動作できない。仮
に、極性反転しないように、ダイオードＤ１の極性を図
とは逆の方向にしたとしても、コンデンサＣ１に流れる
電流方向が交番せず１方向になるため、期待通りの動作
は不可能である。この様にＣＵＫ型は入出力端子１０，
１２に対し直列にインダクタＬ１２，Ｌ１１を持たせ、
これらのリアクタンスにより入出力電流を共に連続モー
ドにさせるという考えを基本にしているため、原理的に
図２５のように表すことができる。これに対し、この発
明の回路は、図１又は図２に示したように、コンバータ
ＣＯＮＶから入力端子１０又は出力端子１２の一方だけ
に直列に第１のインダクタＬ１を接続し、代わりにコン
バータＣＯＮＶからグランド端子１１に向けて第２のイ
ンダクタＬ２を接続した点を構成上の特徴としている。
この発明の回路は、必ずしも入出力に同時にインダクタ
がなくとも、入出力電流を連続モード化できるという点
に着目したものである。ＣＵＫ型は最終的に１つの回路
になるが、この発明の回路は後述する実施例のように６
種類の連続モードコンバータを生じさせることができ
る。しかも、これらの回路は機能的にＢＵＣＫ，ＢＯＯ
ＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴに対応してそれぞれ２種類
あるため、実用的にも好ましい。
回路をＢＯＯＳＴとし、出力回路をＢＵＣＫとしたの
が、図２４に示すＣＵＫ型である。このＣＵＫ型では、
コンデンサＣ１に流れる電流がスイッチ素子Ｓ１のＯＮ
／ＯＦＦに伴って交番しないとエネルギを伝達できない
ため、入力電流ＩINと出力電流ＩOUT は逆方向となるよ
うに設定する必要がある。ＣＵＫではこれを出力側のＢ
ＵＣＫ回路を逆極性接続とする事で実現しているため、
前述したように極性反転型としてしか動作できない。仮
に、極性反転しないように、ダイオードＤ１の極性を図
とは逆の方向にしたとしても、コンデンサＣ１に流れる
電流方向が交番せず１方向になるため、期待通りの動作
は不可能である。この様にＣＵＫ型は入出力端子１０，
１２に対し直列にインダクタＬ１２，Ｌ１１を持たせ、
これらのリアクタンスにより入出力電流を共に連続モー
ドにさせるという考えを基本にしているため、原理的に
図２５のように表すことができる。これに対し、この発
明の回路は、図１又は図２に示したように、コンバータ
ＣＯＮＶから入力端子１０又は出力端子１２の一方だけ
に直列に第１のインダクタＬ１を接続し、代わりにコン
バータＣＯＮＶからグランド端子１１に向けて第２のイ
ンダクタＬ２を接続した点を構成上の特徴としている。
この発明の回路は、必ずしも入出力に同時にインダクタ
がなくとも、入出力電流を連続モード化できるという点
に着目したものである。ＣＵＫ型は最終的に１つの回路
になるが、この発明の回路は後述する実施例のように６
種類の連続モードコンバータを生じさせることができ
る。しかも、これらの回路は機能的にＢＵＣＫ，ＢＯＯ
ＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴに対応してそれぞれ２種類
あるため、実用的にも好ましい。
【００２０】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明の実施例を説
明する。図３〜図５は、この発明の第２〜第４の特徴に
係わる第１〜第３の実施例である。これらの実施例に共
通する点は、第１のインダクタＬ１がコンバータ回路と
入力端子１０との間に直列に用いられていること、及び
第２のインダクタＬ２がコンバータ回路とグランド端子
１１との間に接続されていることである。コンバータ回
路はスイッチ素子Ｓ１，コンデンサＣ１，ダイオードＤ
１で構成され、機能的に見れば図３はＢＵＣＫ型に、ま
た図４はＢＯＯＳＴ型に、更に図５はＢＵＣＫ−ＢＯＯ
ＳＴ型にそれぞれ対応する。
明する。図３〜図５は、この発明の第２〜第４の特徴に
係わる第１〜第３の実施例である。これらの実施例に共
通する点は、第１のインダクタＬ１がコンバータ回路と
入力端子１０との間に直列に用いられていること、及び
第２のインダクタＬ２がコンバータ回路とグランド端子
１１との間に接続されていることである。コンバータ回
路はスイッチ素子Ｓ１，コンデンサＣ１，ダイオードＤ
１で構成され、機能的に見れば図３はＢＵＣＫ型に、ま
た図４はＢＯＯＳＴ型に、更に図５はＢＵＣＫ−ＢＯＯ
ＳＴ型にそれぞれ対応する。
【００２１】図６〜図８は、この発明の第５〜第７の特
徴に係わる第４〜第６の実施例である。これらの実施例
に共通する点は、第１のインダクタＬ１がコンバータ回
路と出力端子１２との間に直列に用いられていること、
及び第２のインダクタＬ２がコンバータ回路とグランド
端子１１との間に接続されていることである。コンバー
タ回路はＳ１，Ｃ１，Ｄ１で構成され、機能的に見れば
図６はＢＵＣＫ型に、また図７はＢＯＯＳＴ型に、更に
図８はＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型にそれぞれ対応してい
る。
徴に係わる第４〜第６の実施例である。これらの実施例
に共通する点は、第１のインダクタＬ１がコンバータ回
路と出力端子１２との間に直列に用いられていること、
及び第２のインダクタＬ２がコンバータ回路とグランド
端子１１との間に接続されていることである。コンバー
タ回路はＳ１，Ｃ１，Ｄ１で構成され、機能的に見れば
図６はＢＵＣＫ型に、また図７はＢＯＯＳＴ型に、更に
図８はＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型にそれぞれ対応してい
る。
【００２２】図９〜図１４は、それぞれ図３〜図８の動
作説明図である。先ず、図９の動作を図１５の波形図を
参照しながら説明する。図９において、コンデンサＣ１
のインピーダンスはスイッチング周波数において充分に
小さいものとする。この条件でスイッチ素子Ｓ１がＯＮ
／ＯＦＦを繰り返すと、Ｓ１がＯＮの時はＳ１から、Ｏ
ＦＦの時はダイオードＤ１から出力電流ＩOUT が交互に
出力される。このときＤ１に流れる電流ＩD1はインダク
タＬ２とコンデンサＣ１から供給されるが、直流的には
Ｌ２からしか供給されないので、ＩD1の平均電流はＩＬ
２となる。
作説明図である。先ず、図９の動作を図１５の波形図を
参照しながら説明する。図９において、コンデンサＣ１
のインピーダンスはスイッチング周波数において充分に
小さいものとする。この条件でスイッチ素子Ｓ１がＯＮ
／ＯＦＦを繰り返すと、Ｓ１がＯＮの時はＳ１から、Ｏ
ＦＦの時はダイオードＤ１から出力電流ＩOUT が交互に
出力される。このときＤ１に流れる電流ＩD1はインダク
タＬ２とコンデンサＣ１から供給されるが、直流的には
Ｌ２からしか供給されないので、ＩD1の平均電流はＩＬ
２となる。
【００２３】Ｓ１がＯＮしたとき第１のインダクタＬ１
に流れる電流ＩL1（入力電流ＩINに等しい）は出力側に
流れるが、このときＤ１はＯＦＦしているので、第２の
インダクタＬ２に流れる電流ＩL2もＣ１，Ｓ１を通って
出力側に流れる。したがって、ＩOUT ＝ＩL1＋ＩL2とな
る。一方、Ｓ１がＯＦＦするとＤ１がＯＮしてＩL2が流
れるが、このときＩL1はＳ１がＯＦＦしているのでこれ
もＣ１，Ｄ１を通って出力側に流れる。よって、ＩOUT
＝ＩL2＋ＩL1となり、Ｓ１がＯＮでもＯＦＦでもＩOUT
はＩL1とＩL2との和となり、連続モードとなる。この場
合、ＩINはＩL1そのものであるから、もともと連続的で
ある。又、Ｃ１の電流ＩC1は交番し、両端の電圧はほぼ
ＶIN一定になる。
に流れる電流ＩL1（入力電流ＩINに等しい）は出力側に
流れるが、このときＤ１はＯＦＦしているので、第２の
インダクタＬ２に流れる電流ＩL2もＣ１，Ｓ１を通って
出力側に流れる。したがって、ＩOUT ＝ＩL1＋ＩL2とな
る。一方、Ｓ１がＯＦＦするとＤ１がＯＮしてＩL2が流
れるが、このときＩL1はＳ１がＯＦＦしているのでこれ
もＣ１，Ｄ１を通って出力側に流れる。よって、ＩOUT
＝ＩL2＋ＩL1となり、Ｓ１がＯＮでもＯＦＦでもＩOUT
はＩL1とＩL2との和となり、連続モードとなる。この場
合、ＩINはＩL1そのものであるから、もともと連続的で
ある。又、Ｃ１の電流ＩC1は交番し、両端の電圧はほぼ
ＶIN一定になる。
【００２４】この回路はＳ１，Ｄ１の両端電圧が最大で
ＶINと同じであり、電流はＩOUT に等しい。これはＢＵ
ＣＫ型と全く同じである。又、デューティーも１００％
まで使用できるため、ＢＵＣＫ型の長所を全て備えてい
る。又、Ｌ１とＬ２の両端電圧は同じであるため、コイ
ルのコアを共通にし、部品としてコイルを１個にするこ
ともできる。
ＶINと同じであり、電流はＩOUT に等しい。これはＢＵ
ＣＫ型と全く同じである。又、デューティーも１００％
まで使用できるため、ＢＵＣＫ型の長所を全て備えてい
る。又、Ｌ１とＬ２の両端電圧は同じであるため、コイ
ルのコアを共通にし、部品としてコイルを１個にするこ
ともできる。
【００２５】次に図１０の回路動作を説明する。この回
路ではスイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１の電圧及び
電流はＢＯＯＳＴ型と同じであり、機能も同じ昇圧型で
ある。入力電流ＩINはＩL1そのものであるから連続モー
ドであり、またＩL2はスイッチ素子Ｓ１を流れる電流Ｉ
S1の平均電流となる。この回路では、Ｓ１がＯＮすると
Ｄ１がＯＦＦするため、ＩOUT ＝ＩC1＝ＩS1−ＩL2＝Ｉ
L1−ＩL2となる。逆にＳ１がＯＦＦするとＤ１がＯＮす
るため、ＩOUT ＝ＩD1＋ＩC1＝ＩL1−ＩL2となる。これ
らはいずれもＩOUT ＝ＩL1−ＩL2であるため、連続モー
ドである。尚、この回路ではインダクタンスＬ１，Ｌ２
の電圧が等しくないため（ＶL1≠ＶL2）、コイルは２個
必要となる。但し、Ｌ２＜Ｌ１でよい。
路ではスイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１の電圧及び
電流はＢＯＯＳＴ型と同じであり、機能も同じ昇圧型で
ある。入力電流ＩINはＩL1そのものであるから連続モー
ドであり、またＩL2はスイッチ素子Ｓ１を流れる電流Ｉ
S1の平均電流となる。この回路では、Ｓ１がＯＮすると
Ｄ１がＯＦＦするため、ＩOUT ＝ＩC1＝ＩS1−ＩL2＝Ｉ
L1−ＩL2となる。逆にＳ１がＯＦＦするとＤ１がＯＮす
るため、ＩOUT ＝ＩD1＋ＩC1＝ＩL1−ＩL2となる。これ
らはいずれもＩOUT ＝ＩL1−ＩL2であるため、連続モー
ドである。尚、この回路ではインダクタンスＬ１，Ｌ２
の電圧が等しくないため（ＶL1≠ＶL2）、コイルは２個
必要となる。但し、Ｌ２＜Ｌ１でよい。
【００２６】図１１の回路動作は次のようになる。この
回路では、スイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１の電
流、電圧、デューティー等は全てＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ
と同じであるため、極性反転型である。ＩINはＩL1と同
じで、連続モードとなる。 この回路では、Ｓ１がＯＮ
の時はＤ１がＯＦＦとなるため、ＩS1＝ＩL1＋ＩC1＝Ｉ
L2となる。よって、ＩOUT ＝ＩC1＝ＩL2−ＩL1となる。
逆に、Ｓ１がＯＦＦのときはＩOUT ＝ＩD1＋ＩC1＝ＩL2
−ＩL1となる。このように、この回路もＳ１のＯＮ、Ｏ
ＦＦによらず常にＩOUT ＝ＩL2−ＩL1となるため、連続
モードである。尚、この回路でもインダクタンスＬ１，
Ｌ２の電圧が等しくないため（ＶL1≠ＶL2）、コイルは
２個必要となるが、ＶL1が小さいためＬ２＜Ｌ１でよ
い。
回路では、スイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１の電
流、電圧、デューティー等は全てＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ
と同じであるため、極性反転型である。ＩINはＩL1と同
じで、連続モードとなる。 この回路では、Ｓ１がＯＮ
の時はＤ１がＯＦＦとなるため、ＩS1＝ＩL1＋ＩC1＝Ｉ
L2となる。よって、ＩOUT ＝ＩC1＝ＩL2−ＩL1となる。
逆に、Ｓ１がＯＦＦのときはＩOUT ＝ＩD1＋ＩC1＝ＩL2
−ＩL1となる。このように、この回路もＳ１のＯＮ、Ｏ
ＦＦによらず常にＩOUT ＝ＩL2−ＩL1となるため、連続
モードである。尚、この回路でもインダクタンスＬ１，
Ｌ２の電圧が等しくないため（ＶL1≠ＶL2）、コイルは
２個必要となるが、ＶL1が小さいためＬ２＜Ｌ１でよ
い。
【００２７】次に、第１のインダクタＬ１を出力側に持
たせた図１２の回路動作を、図１６の動作波形図を参照
しながら説明する。この回路では、Ｃ１，Ｄ１の接続点
Ｂはほぼグランド電位を保つ。ＩOUT はＬＩのリアクタ
ンスにより連続モードになる。ＩOUT （ＩL1）はＳ１の
ＯＮ時にはＳ１を、またＯＦＦ時にはＤ１を流れる。Ｉ
L2はＩD1の平均電流となる。Ｓ１のＯＮ時にはＩS1＝Ｉ
OUT となるが、Ｄ１がＯＦＦしているためＩL2はＣ１を
通って入力側に流れる。この結果、ＩIN＝ＩS1＋ＩC1＝
ＩL1−ＩL2となる。逆に、Ｓ１のＯＦＦ時にはＩD1＝Ｉ
OUT となるが、ＩD1＞ＩL2のために不足分はＣ１を通っ
てＩINとなる。即ち、ＩIN＝ＩC1＝ＩL1−ＩL2の関係に
ある。よって、Ｓ１がＯＮ時もＯＦＦ時もＩIN＝ＩL1−
ＩL2となり、連続モードとなる。
たせた図１２の回路動作を、図１６の動作波形図を参照
しながら説明する。この回路では、Ｃ１，Ｄ１の接続点
Ｂはほぼグランド電位を保つ。ＩOUT はＬＩのリアクタ
ンスにより連続モードになる。ＩOUT （ＩL1）はＳ１の
ＯＮ時にはＳ１を、またＯＦＦ時にはＤ１を流れる。Ｉ
L2はＩD1の平均電流となる。Ｓ１のＯＮ時にはＩS1＝Ｉ
OUT となるが、Ｄ１がＯＦＦしているためＩL2はＣ１を
通って入力側に流れる。この結果、ＩIN＝ＩS1＋ＩC1＝
ＩL1−ＩL2となる。逆に、Ｓ１のＯＦＦ時にはＩD1＝Ｉ
OUT となるが、ＩD1＞ＩL2のために不足分はＣ１を通っ
てＩINとなる。即ち、ＩIN＝ＩC1＝ＩL1−ＩL2の関係に
ある。よって、Ｓ１がＯＮ時もＯＦＦ時もＩIN＝ＩL1−
ＩL2となり、連続モードとなる。
【００２８】この回路はＬ１とＬ２で異なる電圧波形と
なるため、コイルは２個必要となるが、Ｌ２は、加わる
電圧が極めて小さいので、Ｌ１に比べてはるかに小さい
インダクタンス値で連続モードにすることができる。
又、スイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１に加わる電
圧、及びこれらに流れる電流はＢＵＣＫ型と同じであ
り、デューティーも１００％まで使用できる。更に、ス
イッチ素子Ｓ１の位置がＢＵＣＫ型と同じであるため、
制御回路はＢＵＣＫ用のものがそのまま使用できる。
なるため、コイルは２個必要となるが、Ｌ２は、加わる
電圧が極めて小さいので、Ｌ１に比べてはるかに小さい
インダクタンス値で連続モードにすることができる。
又、スイッチ素子Ｓ１及びダイオードＤ１に加わる電
圧、及びこれらに流れる電流はＢＵＣＫ型と同じであ
り、デューティーも１００％まで使用できる。更に、ス
イッチ素子Ｓ１の位置がＢＵＣＫ型と同じであるため、
制御回路はＢＵＣＫ用のものがそのまま使用できる。
【００２９】次に図１３の回路動作を説明する。この回
路では、スイッチ素子Ｓ１、ダイオードＤ１の電圧、電
流、機能、デューティー等が全てＢＯＯＳＴと同じであ
り、ＩOUT はＩL1そのもので連続モードである。また、
ＩL2はＩS1の平均電流である。この回路では、Ｓ１がＯ
Ｎの時の入力電流がＩIN＝ＩL2＋ＩC1＝ＩL2＋ＩL1であ
り、またＳ１がＯＦＦの時の入力電流がＩIN＝ＩD1＝Ｉ
L1−ＩC1＝ＩL1＋ＩL2であり、ともにＩIN＝ＩL2＋ＩL1
となって連続モードとなる。また、ＶＬＩ＝ＶL2である
ため、コイルのコアを共通化できる。更に、スイッチ素
子Ｓ１の一方の端部が入力端子に接続されているため、
図１０の回路より制御が簡単である。
路では、スイッチ素子Ｓ１、ダイオードＤ１の電圧、電
流、機能、デューティー等が全てＢＯＯＳＴと同じであ
り、ＩOUT はＩL1そのもので連続モードである。また、
ＩL2はＩS1の平均電流である。この回路では、Ｓ１がＯ
Ｎの時の入力電流がＩIN＝ＩL2＋ＩC1＝ＩL2＋ＩL1であ
り、またＳ１がＯＦＦの時の入力電流がＩIN＝ＩD1＝Ｉ
L1−ＩC1＝ＩL1＋ＩL2であり、ともにＩIN＝ＩL2＋ＩL1
となって連続モードとなる。また、ＶＬＩ＝ＶL2である
ため、コイルのコアを共通化できる。更に、スイッチ素
子Ｓ１の一方の端部が入力端子に接続されているため、
図１０の回路より制御が簡単である。
【００３０】最後に図１４の回路動作を説明する。この
回路は図１１と同様に極性反転型であり、ＩOUT ＝ＩL1
で連続モードである。この回路では、Ｓ１がＯＮの時は
Ｄ１がＯＦＦのためＩS1＝ＩL2＝ＩIN＋ＩC1＝ＩIN＋Ｉ
L1となる。よって、ＩIN＝ＩL2−ＩL1である。逆に、Ｓ
１がＯＦＦの時はＤ１がＯＮするため、ＩIN＝−ＩC1＝
ＩD1−ＩL1＝ＩL2−ＩL1となる。このように、この回路
でもＳ１のＯＮ、ＯＦＦによらず常にＩIN＝ＩL2−ＩL1
となるので連続モードとなる。この回路でもインダクタ
ンスＬ１，Ｌ２の電圧が等しくないため（ＶL1≠
ＶL2）、コイルは２個必要となるが、ＶL1が小さいため
Ｌ２＜Ｌ１でよい。更に、スイッチ素子Ｓ１の一方の端
部が入力端子に接続されているため、図１１の回路より
制御が簡単である。
回路は図１１と同様に極性反転型であり、ＩOUT ＝ＩL1
で連続モードである。この回路では、Ｓ１がＯＮの時は
Ｄ１がＯＦＦのためＩS1＝ＩL2＝ＩIN＋ＩC1＝ＩIN＋Ｉ
L1となる。よって、ＩIN＝ＩL2−ＩL1である。逆に、Ｓ
１がＯＦＦの時はＤ１がＯＮするため、ＩIN＝−ＩC1＝
ＩD1−ＩL1＝ＩL2−ＩL1となる。このように、この回路
でもＳ１のＯＮ、ＯＦＦによらず常にＩIN＝ＩL2−ＩL1
となるので連続モードとなる。この回路でもインダクタ
ンスＬ１，Ｌ２の電圧が等しくないため（ＶL1≠
ＶL2）、コイルは２個必要となるが、ＶL1が小さいため
Ｌ２＜Ｌ１でよい。更に、スイッチ素子Ｓ１の一方の端
部が入力端子に接続されているため、図１１の回路より
制御が簡単である。
【００３１】図２６は本出願人により特願平３−１６６
３８３号として出願されたスイッチングインバータ式電
源回路の原理図である。図中、１は直流電源、２は任意
のタイミングでオン、オフ可能なスイッチ素子を含み、
直流電源１をスイッチングして交流に変換するスイッチ
ング手段、３は供給される交流入力を全波整流してコン
デンサで平滑し、直流出力とする直流出力手段、４はス
イッチング手段２の出力端子に流れる電流に対して直列
に形成される直列共振手段（Ｌｂ，Ｃｂ）、５はスイッ
チング手段２の出力端子に生じる電圧に対して並列に形
成される並列共振手段（Ｌａ，Ｃａ）、６はスイッチン
グ手段２を間欠的にオンにするタイミング制御手段であ
る。
３８３号として出願されたスイッチングインバータ式電
源回路の原理図である。図中、１は直流電源、２は任意
のタイミングでオン、オフ可能なスイッチ素子を含み、
直流電源１をスイッチングして交流に変換するスイッチ
ング手段、３は供給される交流入力を全波整流してコン
デンサで平滑し、直流出力とする直流出力手段、４はス
イッチング手段２の出力端子に流れる電流に対して直列
に形成される直列共振手段（Ｌｂ，Ｃｂ）、５はスイッ
チング手段２の出力端子に生じる電圧に対して並列に形
成される並列共振手段（Ｌａ，Ｃａ）、６はスイッチン
グ手段２を間欠的にオンにするタイミング制御手段であ
る。
【００３２】この共振型電源は、スイッチング素子の全
スイッチング動作が零電圧オン及び零電流オフで行われ
るため、スイッチング損失が少なく、回路全体の効率が
高い。また、直流共振電流及び並列共振電圧のいずれも
が単一周波数に近いスペクトラムとなるため、回路各部
の共振ディップと干渉してリンギングあるいはオーバー
シュートを生じる可能性が減少し、高調波等の不要輻射
が極めて少ない利点を有する。但し、この共振型電源は
安定化機能を持たないので、二次側にこの発明の回路を
接続することにより出力電圧の安定化を図ることができ
る。
スイッチング動作が零電圧オン及び零電流オフで行われ
るため、スイッチング損失が少なく、回路全体の効率が
高い。また、直流共振電流及び並列共振電圧のいずれも
が単一周波数に近いスペクトラムとなるため、回路各部
の共振ディップと干渉してリンギングあるいはオーバー
シュートを生じる可能性が減少し、高調波等の不要輻射
が極めて少ない利点を有する。但し、この共振型電源は
安定化機能を持たないので、二次側にこの発明の回路を
接続することにより出力電圧の安定化を図ることができ
る。
【００３３】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、機
能的にＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴに
対応するそれぞれ２種類、計６種類の入出力電流連続モ
ードを持つコンバータ式電源装置を提供することができ
る。
能的にＢＵＣＫ，ＢＯＯＳＴ，ＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴに
対応するそれぞれ２種類、計６種類の入出力電流連続モ
ードを持つコンバータ式電源装置を提供することができ
る。
【図１】 この発明の第１の原理図である。
【図２】 この発明の第２の原理図である。
【図３】 この発明の第１の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】 この発明の第２の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】 この発明の第３の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図６】 この発明の第４の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図７】 この発明の第５の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図８】 この発明の第６の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図９】 図３の動作説明図である。
【図１０】 図４の動作説明図である。
【図１１】 図５の動作説明図である。
【図１２】 図６の動作説明図である。
【図１３】 図７の動作説明図である。
【図１４】 図８の動作説明図である。
【図１５】 図９の動作波形図である。
【図１６】 図１０の動作波形図である。
【図１７】 従来のＢＵＣＫ型回路の構成図である。
【図１８】 従来のＢＯＯＳＴ型回路の構成図である。
【図１９】 従来のＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ型回路の構成
図である。
図である。
【図２０】 従来のＣＵＫ型回路の構成図である。
【図２１】 ４端子回路構成を持つ電源回路の基本構成
図である。
図である。
【図２２】 ＢＵＣＫ型回路の要部構成図である。
【図２３】 ＢＯＯＳＴ型回路の要部構成図である。
【図２４】 ＣＵＫ型回路の要部構成図である。
【図２５】 ＣＵＫ型回路の基本構成図である。
【図２６】 非安定化電源の一例を示す構成図である。
１０…入力端子、１１…グランド端子、１２…出力端
子、ＣＯＮＶ…コンバータ、Ｓ１…スイッチ素子、Ｄ１
…ダイオード、Ｃ１…コンデンサ、Ｌ１…第１のインダ
クタ、Ｌ２…第２のインダクタ。
子、ＣＯＮＶ…コンバータ、Ｓ１…スイッチ素子、Ｄ１
…ダイオード、Ｃ１…コンデンサ、Ｌ１…第１のインダ
クタ、Ｌ２…第２のインダクタ。
Claims (7)
- 【請求項１】 コンバータ回路に接続される入力端子、
出力端子およびグランド端子を有する４端子回路型の電
源装置であって、 前記コンバータ回路と前記入力端子又は出力端子との間
に第１のインダクタを接続し、 また前記コンバータ回路と前記グランド端子との間に第
２のインダクタを接続してなることを特徴とする電源装
置。 - 【請求項２】 コンバータ回路がコンデンサとダイオー
ドの直列回路にスイッチ素子を並列に接続したものであ
り、 第１のインダクタが前記コンバータ回路と入力端子との
間に接続され、 また第２のインダクタが前記コンデンサとダイオードと
の接続点とグランド端子との間に接続されたものである
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項３】 コンバータ回路がコンデンサとスイッチ
素子の直列回路にダイオードを並列に接続したものであ
り、 第１のインダクタが前記コンバータ回路と入力端子との
間に接続され、 また第２のインダクタが前記スイッチ素子とコンデンサ
との接続点とグランド端子との間に接続されたものであ
ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項４】 コンバータ回路がスイッチ素子とダイオ
ードの直列回路にコンデンサを並列に接続したものであ
り、 第１のインダクタが前記コンバータ回路と入力端子との
間に接続され、 また第２のインダクタが前記スイッチ素子とダイオード
との接続点とグランド端子との間に接続されたものであ
ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項５】 コンバータ回路がコンデンサとダイオー
ドの直列回路にスイッチ素子を並列に接続したものであ
り、 第１のインダクタが前記コンバータ回路と出力端子との
間に接続され、 また第２のインダクタが前記コンデンサとダイオードと
の接続点とグランド端子との間に接続されたものである
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項６】 コンバータ回路がコンデンサとスイッチ
素子の直列回路にダイオードを並列に接続したものであ
り、 第１のインダクタが前記コンバータ回路と出力端子との
間に接続され、 また第２のインダクタが前記スイッチ素子とコンデンサ
との接続点とグランド端子との間に接続されたものであ
ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項７】 コンバータ回路がスイッチ素子とダイオ
ードの直列回路にコンデンサを並列に接続したものであ
り、 第１のインダクタが前記コンバータ回路と出力端子との
間に接続され、 また第２のインダクタが前記スイッチ素子とダイオード
との接続点とグランド端子との間に接続されたものであ
ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3273362A JP2522128B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 電源装置 |
| EP92116340A EP0534422B1 (en) | 1991-09-25 | 1992-09-24 | A power supply device |
| DE1992623477 DE69223477T2 (de) | 1991-09-25 | 1992-09-24 | Stromversorgungsvorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3273362A JP2522128B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591729A true JPH0591729A (ja) | 1993-04-09 |
| JP2522128B2 JP2522128B2 (ja) | 1996-08-07 |
Family
ID=17526846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3273362A Expired - Fee Related JP2522128B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0534422B1 (ja) |
| JP (1) | JP2522128B2 (ja) |
| DE (1) | DE69223477T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012075305A (ja) * | 2010-09-03 | 2012-04-12 | Semiconductor Energy Lab Co Ltd | 電源回路 |
| WO2016113915A1 (ja) * | 2015-01-16 | 2016-07-21 | 新電元工業株式会社 | 昇降圧コンバータ |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1268065B1 (it) * | 1994-05-24 | 1997-02-20 | Marelli Autronica | Circuito alimentatore di potenza, particolarmente per autoveicoli. |
| KR100244103B1 (ko) * | 1995-09-27 | 2000-02-01 | 니시무로 타이죠 | 초퍼형 스위칭 전원 회로 및 전원 장치 |
| EP0768812B1 (en) * | 1995-10-16 | 2001-11-14 | General Electric Company | High power factor electronic ballast |
| DE60124914T2 (de) * | 2000-05-19 | 2007-05-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Gleichstrom-gleichstromwandler |
| DK1500180T3 (da) * | 2002-04-19 | 2015-07-20 | Linak As | En drivenhed, fortrinsvis en aktuator, en styring og en konstruktion |
| EP2317635A1 (en) * | 2009-11-02 | 2011-05-04 | ABB Research Ltd | Non-isolated DC-DC converter assembly |
| US8963617B1 (en) * | 2013-09-20 | 2015-02-24 | Linear Technology Corporation | Switching topology for connecting two nodes in electronic system |
| DE102015122567A1 (de) * | 2015-12-22 | 2017-06-22 | NOVUM engineerING GmbH | Gleichstromwandler |
Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
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1991
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| EP0534422B1 (en) | 1997-12-10 |
| DE69223477T2 (de) | 1998-07-09 |
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| JP2522128B2 (ja) | 1996-08-07 |
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