JPH0593935A - 偏波状態制御方法 - Google Patents
偏波状態制御方法Info
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- JPH0593935A JPH0593935A JP25395291A JP25395291A JPH0593935A JP H0593935 A JPH0593935 A JP H0593935A JP 25395291 A JP25395291 A JP 25395291A JP 25395291 A JP25395291 A JP 25395291A JP H0593935 A JPH0593935 A JP H0593935A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 偏波状態が変動する受信信号光を所定方向の
直線偏波に安定させることができる偏波状態制御方法を
提供すること。 【構成】 ２つの直交した偏波状態をもつ受信信号光Ｐ
を１／４波長板１及び１／２波長板２に通過させ、該信
号光の２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ヘテロダ
イン検波して２つの中間周波数帯信号を検出し、Ｘ成分
と位相をπ／２遅らせたＹ成分との積に、復調信号Ａを
乗算した信号Ｂで１／４波長板１を制御すると共に、Ｘ
成分とＹ成分の和と差の積に、復調信号Ａを乗算した信
号Ｃで１／２波長板２を制御しているので、受信信号光
Ｐを所定方向の直線偏波に安定させることができ、偏波
多重光波通信において伝送路中で生じる偏波変動を補償
して、偏波変動による特性の劣化を低減できる。
直線偏波に安定させることができる偏波状態制御方法を
提供すること。 【構成】 ２つの直交した偏波状態をもつ受信信号光Ｐ
を１／４波長板１及び１／２波長板２に通過させ、該信
号光の２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ヘテロダ
イン検波して２つの中間周波数帯信号を検出し、Ｘ成分
と位相をπ／２遅らせたＹ成分との積に、復調信号Ａを
乗算した信号Ｂで１／４波長板１を制御すると共に、Ｘ
成分とＹ成分の和と差の積に、復調信号Ａを乗算した信
号Ｃで１／２波長板２を制御しているので、受信信号光
Ｐを所定方向の直線偏波に安定させることができ、偏波
多重光波通信において伝送路中で生じる偏波変動を補償
して、偏波変動による特性の劣化を低減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、偏波多重光波通信にお
ける受信側での偏波状態制御方法に関するものである。
ける受信側での偏波状態制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】光波通信の分野では、位相雑音による感
度劣化の低減を目的とし、光の偏波状態を用いてデータ
を伝送する通信方式の研究が盛んに行なわれており、最
近では２つの直交偏波を夫々変調するようにした通信方
法（信学技報，Vol.９１，No．６３，ＯＣＳ９１−１
０，ｐｐ．７〜１２）も提案されている。この通信方法
は位相雑音に原理的に不感応であり、信号帯域を従来の
半分にできるという利点を有している。しかし、受信さ
れる信号光の偏波状態を完全な円偏波として仮定してお
り、偏波制御回路を持たないことから、伝送路中での偏
波変動が考えられる光ファイバ通信等では該偏波変動の
影響により受信感度が著しく劣化すると考えられる。
度劣化の低減を目的とし、光の偏波状態を用いてデータ
を伝送する通信方式の研究が盛んに行なわれており、最
近では２つの直交偏波を夫々変調するようにした通信方
法（信学技報，Vol.９１，No．６３，ＯＣＳ９１−１
０，ｐｐ．７〜１２）も提案されている。この通信方法
は位相雑音に原理的に不感応であり、信号帯域を従来の
半分にできるという利点を有している。しかし、受信さ
れる信号光の偏波状態を完全な円偏波として仮定してお
り、偏波制御回路を持たないことから、伝送路中での偏
波変動が考えられる光ファイバ通信等では該偏波変動の
影響により受信感度が著しく劣化すると考えられる。
【０００３】一方、受信側での偏波状態制御方法に関す
る報告もいくつかあり、その一例（信学論，Vol.Ｊ６８
−Ｃ，No．２，ｐｐ．７７〜８６）を図１２に示す。
る報告もいくつかあり、その一例（信学論，Vol.Ｊ６８
−Ｃ，No．２，ｐｐ．７７〜８６）を図１２に示す。
【０００４】この制御系では、まず受信信号光Ｐを４５
°傾いた２つの移相器（電気光学位相変調器）１２１，
１２２に通過させ、該信号光をハーフミラー１２３で分
岐し、分岐した信号光を４５°傾いたロッションプリズ
ム１２４に通す。そして、この信号光から２つの光検出
器１２５，１２６でＸ軸から±４５°傾いた成分の電力
Ｓ1 ，Ｓ2 （図１３参照）を検出し、差動増幅器１２７
で差をとって誤差信号（Ｓ1 −Ｓ2 ）を得て、この誤差
信号で移相器１２１の電圧を制御する。また、ハーフミ
ラー１２３を通過した信号光をハーフミラー１２８で分
岐し、分岐した信号光を４５°傾けた１／４波長板１２
９とロッションプリズム１３０に通す。そして、この信
号光から２つの検出器１３１，１３２でＸ軸及びＹ軸方
向の電力Ｓ3 ，Ｓ4 （図１４参照）を検出し、差動増幅
器１３３で差をとって誤差信号（Ｓ3 −Ｓ4 ）を得て、
この誤差信号で移相器１２２の電力を制御する。以上の
動作によってＸ軸方向の直線偏波が作り出される。
°傾いた２つの移相器（電気光学位相変調器）１２１，
１２２に通過させ、該信号光をハーフミラー１２３で分
岐し、分岐した信号光を４５°傾いたロッションプリズ
ム１２４に通す。そして、この信号光から２つの光検出
器１２５，１２６でＸ軸から±４５°傾いた成分の電力
Ｓ1 ，Ｓ2 （図１３参照）を検出し、差動増幅器１２７
で差をとって誤差信号（Ｓ1 −Ｓ2 ）を得て、この誤差
信号で移相器１２１の電圧を制御する。また、ハーフミ
ラー１２３を通過した信号光をハーフミラー１２８で分
岐し、分岐した信号光を４５°傾けた１／４波長板１２
９とロッションプリズム１３０に通す。そして、この信
号光から２つの検出器１３１，１３２でＸ軸及びＹ軸方
向の電力Ｓ3 ，Ｓ4 （図１４参照）を検出し、差動増幅
器１３３で差をとって誤差信号（Ｓ3 −Ｓ4 ）を得て、
この誤差信号で移相器１２２の電力を制御する。以上の
動作によってＸ軸方向の直線偏波が作り出される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述のような従来の偏
波状態制御方法は偏波状態が情報に依存しない場合には
有効であるが、偏波変調や偏波多重のように偏波状態が
情報に依存する場合を考えたときに、制御信号の極性の
反転などによって正確に動作しなくなる欠点がある。
波状態制御方法は偏波状態が情報に依存しない場合には
有効であるが、偏波変調や偏波多重のように偏波状態が
情報に依存する場合を考えたときに、制御信号の極性の
反転などによって正確に動作しなくなる欠点がある。
【０００６】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、２つの直交偏波を利用し
た偏波多重光波通信において、偏波状態が変動する受信
信号光を所定方向の直線偏波に安定させることができる
偏波状態制御方法を提供することにある。
で、その目的とするところは、２つの直交偏波を利用し
た偏波多重光波通信において、偏波状態が変動する受信
信号光を所定方向の直線偏波に安定させることができる
偏波状態制御方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
請求項１記載の制御方法では、２つの直交した偏波状態
をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／２波長板に通
過させ、該信号光の２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を
夫々ヘテロダイン検波して２つの中間周波数帯信号を検
出し、このＸ成分と位相をπ／２遅らせたＹ成分との積
に、復調信号を乗算した信号で１／４波長板を制御する
と共に、Ｘ成分とＹ成分の和と差の積に、復調信号を乗
算した信号で１／２波長板を制御している。
請求項１記載の制御方法では、２つの直交した偏波状態
をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／２波長板に通
過させ、該信号光の２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を
夫々ヘテロダイン検波して２つの中間周波数帯信号を検
出し、このＸ成分と位相をπ／２遅らせたＹ成分との積
に、復調信号を乗算した信号で１／４波長板を制御する
と共に、Ｘ成分とＹ成分の和と差の積に、復調信号を乗
算した信号で１／２波長板を制御している。
【０００８】請求項２記載の制御方法では、２つの直交
した偏波状態をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／
２波長板に通過させ、該信号光の２つの直交偏波軸（Ｘ
−Ｙ）成分を夫々ヘテロダイン検波して２つの中間周波
数帯信号を検出し、このＸ成分と位相をπ／２遅らせた
Ｙ成分との積に、復調信号を乗算した信号で１／４波長
板を制御すると共に、Ｘ成分の二乗とＹ成分の二乗との
差に、復調信号を乗算した信号で１／２波長板を制御し
ている。
した偏波状態をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／
２波長板に通過させ、該信号光の２つの直交偏波軸（Ｘ
−Ｙ）成分を夫々ヘテロダイン検波して２つの中間周波
数帯信号を検出し、このＸ成分と位相をπ／２遅らせた
Ｙ成分との積に、復調信号を乗算した信号で１／４波長
板を制御すると共に、Ｘ成分の二乗とＹ成分の二乗との
差に、復調信号を乗算した信号で１／２波長板を制御し
ている。
【０００９】請求項３記載の制御方法では、２つの直交
した偏波状態をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／
２波長板に通過させ、該信号光と局部発振光夫々の２つ
の直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ホモダイン検波して
４つの中間周波数帯信号を検出し、このＸＩ成分とＹＱ
成分の積とＸＱ成分とＹＩ成分の積との差に、復調信号
を乗算した信号で１／４波長板を制御すると共に、ＸＩ
成分の二乗とＸＱ成分の二乗の和とＹＩ成分の二乗とＹ
Ｑ成分の二乗の和との差に、復調信号を乗算した信号で
１／２波長板を制御している。
した偏波状態をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／
２波長板に通過させ、該信号光と局部発振光夫々の２つ
の直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ホモダイン検波して
４つの中間周波数帯信号を検出し、このＸＩ成分とＹＱ
成分の積とＸＱ成分とＹＩ成分の積との差に、復調信号
を乗算した信号で１／４波長板を制御すると共に、ＸＩ
成分の二乗とＸＱ成分の二乗の和とＹＩ成分の二乗とＹ
Ｑ成分の二乗の和との差に、復調信号を乗算した信号で
１／２波長板を制御している。
【００１０】請求項４記載の制御方法では、２つの直交
した偏波状態をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／
２波長板に通過させ、該信号光と局部発振光夫々の２つ
の直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ホモダイン検波して
４つの中間周波数帯信号を検出し、このＸＩ成分とＹＱ
成分の積とＸＱ成分とＹＩ成分の積との差に、復調信号
を乗算した信号で１／４波長板を制御すると共に、ＸＩ
成分とＹＩ成分の和と差の積と、ＸＱ成分とＹＱ成分の
和と差の積との差に、復調信号を乗算した信号で１／２
波長板を制御している。
した偏波状態をもつ受信信号光を１／４波長板及び１／
２波長板に通過させ、該信号光と局部発振光夫々の２つ
の直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ホモダイン検波して
４つの中間周波数帯信号を検出し、このＸＩ成分とＹＱ
成分の積とＸＱ成分とＹＩ成分の積との差に、復調信号
を乗算した信号で１／４波長板を制御すると共に、ＸＩ
成分とＹＩ成分の和と差の積と、ＸＱ成分とＹＱ成分の
和と差の積との差に、復調信号を乗算した信号で１／２
波長板を制御している。
【００１１】
【作用】請求項１記載の制御方法によれば、ヘテロダイ
ン検波後の偏波のＸ成分と、位相をπ／２遅らせたＹ成
分との積は、復調された信号を乗算することによって該
信号に依存する成分がキャンセルされ、伝送路中に生じ
たｘ，ｙ成分間の位相差のみを含んだ信号となる。ま
た、Ｘ成分とＹ成分の和と差の積（電力の差）について
も、復調された信号を乗算することによって該信号に依
存する成分がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏波
ビームスプリッタとの主軸の傾きに対応する信号とな
る。つまり、前者の信号で１／４波長板を制御すること
によって受信信号光を所定方向の直線偏波にすることが
でき、また後者の信号で１／２波長板を制御することに
よってその直線偏波を受信軸から４５°傾いた方向に合
わせることができる。
ン検波後の偏波のＸ成分と、位相をπ／２遅らせたＹ成
分との積は、復調された信号を乗算することによって該
信号に依存する成分がキャンセルされ、伝送路中に生じ
たｘ，ｙ成分間の位相差のみを含んだ信号となる。ま
た、Ｘ成分とＹ成分の和と差の積（電力の差）について
も、復調された信号を乗算することによって該信号に依
存する成分がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏波
ビームスプリッタとの主軸の傾きに対応する信号とな
る。つまり、前者の信号で１／４波長板を制御すること
によって受信信号光を所定方向の直線偏波にすることが
でき、また後者の信号で１／２波長板を制御することに
よってその直線偏波を受信軸から４５°傾いた方向に合
わせることができる。
【００１２】請求項２記載の制御方法によれば、ヘテロ
ダイン検波後の偏波のＸ成分の二乗とＹ成分の二乗との
差は、復調された信号を乗算することによって該信号に
依存する成分がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏
波ビームスプリッタとの主軸の傾きに対応する信号とな
る。請求項１の制御方法とは１／２波長板に対する制御
信号の演算方法を異にするが、同様の作用が得られる。
ダイン検波後の偏波のＸ成分の二乗とＹ成分の二乗との
差は、復調された信号を乗算することによって該信号に
依存する成分がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏
波ビームスプリッタとの主軸の傾きに対応する信号とな
る。請求項１の制御方法とは１／２波長板に対する制御
信号の演算方法を異にするが、同様の作用が得られる。
【００１３】請求項３記載の制御方法によれば、ホモダ
イン検波後の偏波のＸＩ成分とＹＱ成分の積とＸＱ成分
とＹＩ成分の積との差は、復調された信号を乗算するこ
とによって該信号に依存する成分がキャンセルされ、伝
送路中で生じたｘ，ｙ成分間の位相差のみを含んだ信号
となる。また、ＸＩ成分の二乗とＸＱ成分の二乗の和と
ＹＩ成分の二乗とＹＱ成分の二乗の和との差について
も、復調された信号を乗算することによって該信号に依
存する成分がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏波
ビームスプリッタとの主軸の傾きに対応する信号とな
る。つまり、前者の信号で１／４波長板を制御すること
によって受信信号光を所定方向の直線偏波にすることが
でき、また後者の信号で１／２波長板を制御することに
よってその直線偏波を受信軸から４５°傾いた方向に合
わせることができる。
イン検波後の偏波のＸＩ成分とＹＱ成分の積とＸＱ成分
とＹＩ成分の積との差は、復調された信号を乗算するこ
とによって該信号に依存する成分がキャンセルされ、伝
送路中で生じたｘ，ｙ成分間の位相差のみを含んだ信号
となる。また、ＸＩ成分の二乗とＸＱ成分の二乗の和と
ＹＩ成分の二乗とＹＱ成分の二乗の和との差について
も、復調された信号を乗算することによって該信号に依
存する成分がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏波
ビームスプリッタとの主軸の傾きに対応する信号とな
る。つまり、前者の信号で１／４波長板を制御すること
によって受信信号光を所定方向の直線偏波にすることが
でき、また後者の信号で１／２波長板を制御することに
よってその直線偏波を受信軸から４５°傾いた方向に合
わせることができる。
【００１４】請求項４記載の制御方法によれば、ホモダ
イン検波後の偏波のＸＩ成分とＹＩ成分の和と差の積
と、ＸＱ成分とＹＱ成分の和と差の積との差は、復調さ
れた信号を乗算することによって該信号に依存する成分
がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏波ビームスプ
リッタとの主軸の傾きに対応する信号となる。請求項３
の制御方法とは１／２波長板に対する制御信号の演算方
法を異にするが、同様の作用が得られる。
イン検波後の偏波のＸＩ成分とＹＩ成分の和と差の積
と、ＸＱ成分とＹＱ成分の和と差の積との差は、復調さ
れた信号を乗算することによって該信号に依存する成分
がキャンセルされ、受信信号光と受信側偏波ビームスプ
リッタとの主軸の傾きに対応する信号となる。請求項３
の制御方法とは１／２波長板に対する制御信号の演算方
法を異にするが、同様の作用が得られる。
【００１５】
【実施例】まず、請求項１に記載した発明の実施例を図
１示す光受信機の構成図を参照して説明する。同図にお
いて１は１／４波長板、２は１／２波長板、３は光カッ
プラ、４は局部発振用レ−ザ、５は偏波ビ−ムスプリッ
タ、６ａ，６ｂは光検出器、７はπ／２位相遅延器、８
ａ乃至８ｃは低域通過フィルタ、９は符号判定器、１
ａ，１０ｂは１ｂｉｔ遅延器、１１は加算器、１２は減
算器、１３ａ乃至１３ｅは乗算器である。
１示す光受信機の構成図を参照して説明する。同図にお
いて１は１／４波長板、２は１／２波長板、３は光カッ
プラ、４は局部発振用レ−ザ、５は偏波ビ−ムスプリッ
タ、６ａ，６ｂは光検出器、７はπ／２位相遅延器、８
ａ乃至８ｃは低域通過フィルタ、９は符号判定器、１
ａ，１０ｂは１ｂｉｔ遅延器、１１は加算器、１２は減
算器、１３ａ乃至１３ｅは乗算器である。
【００１６】受信信号光Ｐは、まず１／４波長板１及び
１／２波長板２を順に通過し、局部発振用レ−ザ４の発
振光と共に光カップラ３に入る。光カップラ３で合波さ
れた信号光は偏波ビ−ムスプリッタ５に入り、２つの直
交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分に分離される。このＸ成分とＹ
成分は夫々光検出器６ａ，６ｂに入り、ＩX とＩY のＩ
Ｆ（中間周波数）帯電流に変換される。
１／２波長板２を順に通過し、局部発振用レ−ザ４の発
振光と共に光カップラ３に入る。光カップラ３で合波さ
れた信号光は偏波ビ−ムスプリッタ５に入り、２つの直
交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分に分離される。このＸ成分とＹ
成分は夫々光検出器６ａ，６ｂに入り、ＩX とＩY のＩ
Ｆ（中間周波数）帯電流に変換される。
【００１７】ヘテロダイン検波後の電流ＩX ，ＩY は乗
算器１３ａで乗算された後、低域通過フィルタ８ａと符
号判定器９を通過して復調信号Ａとなる。
算器１３ａで乗算された後、低域通過フィルタ８ａと符
号判定器９を通過して復調信号Ａとなる。
【００１８】また、電流ＩX と、π／２位相遅延器７で
位相を遅らされた電流ＩY は乗算器１３ｂで乗算された
後、低域通過フィルタ８ｂと１ｂｉｔ遅延器１０ａを通
過し、さらに乗算器１３ｃで上記の復調信号Ａと乗算さ
れて信号Ｂとなる。この信号Ｂは制御信号として１／４
波長板１に帰還される。
位相を遅らされた電流ＩY は乗算器１３ｂで乗算された
後、低域通過フィルタ８ｂと１ｂｉｔ遅延器１０ａを通
過し、さらに乗算器１３ｃで上記の復調信号Ａと乗算さ
れて信号Ｂとなる。この信号Ｂは制御信号として１／４
波長板１に帰還される。
【００１９】更に、電流ＩX ，ＩY は加算器１１と減算
器１２で夫々加・減算され、これら和と差が乗算器１３
ｄで乗算された後、低域通過フィルタ８ｃと１ｂｉｔ遅
延器１０ｂを通過し、さらに乗算器１３ｅで上記の復調
信号Ａと乗算されて信号Ｃとなる。この信号Ｃは制御信
号として１／２波長板２に帰還される。
器１２で夫々加・減算され、これら和と差が乗算器１３
ｄで乗算された後、低域通過フィルタ８ｃと１ｂｉｔ遅
延器１０ｂを通過し、さらに乗算器１３ｅで上記の復調
信号Ａと乗算されて信号Ｃとなる。この信号Ｃは制御信
号として１／２波長板２に帰還される。
【００２０】図２は図１に示した光受信機に対応する光
送信機の変調部の構成図で、同図において２１は半導体
レ−ザ、２２ａ，２２ｂは偏波ビ−ムスプリッタ、２３
ａ，２３ｂは位相変調器である。
送信機の変調部の構成図で、同図において２１は半導体
レ−ザ、２２ａ，２２ｂは偏波ビ−ムスプリッタ、２３
ａ，２３ｂは位相変調器である。
【００２１】半導体レ−ザ１からの信号光は、まず偏波
ビ−ムスプリッタ２２ａに入り、２つの直交偏波軸（ｘ
−ｙ）成分に分離される。偏波のｘ軸成分とｙ軸成分は
夫々位相変調器２３ａ，２３ｂで変調され、偏波ビ−ム
スプリッタ２２ｂで合波される。変調された信号光は、
図３に示すように２つの直交した直線偏波状態を持つこ
とになる。
ビ−ムスプリッタ２２ａに入り、２つの直交偏波軸（ｘ
−ｙ）成分に分離される。偏波のｘ軸成分とｙ軸成分は
夫々位相変調器２３ａ，２３ｂで変調され、偏波ビ−ム
スプリッタ２２ｂで合波される。変調された信号光は、
図３に示すように２つの直交した直線偏波状態を持つこ
とになる。
【００２２】ここで、上述の偏波状態制御について具体
式を挙げて詳しく説明する。
式を挙げて詳しく説明する。
【００２３】図２に示した光送信機側の偏波ビームスプ
リッタ２２ａ，２２ｂの直交軸をｘ−ｙとすると、送信
電界のｘ，ｙ成分ＥTx、ＥTyは夫々、 ＥTx＝ＡTxｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄx ） ＥTy＝ＡTyｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄy ） となる。上式のＡTx，ＡTyは夫々送信電界のｘ，ｙ成分
の振幅、ωs は送信光の角周波数、φs は送信光の位相
雑音、ｄx ，ｄy は夫々ｘ，ｙ成分の電界を位相変調し
た２値データ信号（０または１）である。
リッタ２２ａ，２２ｂの直交軸をｘ−ｙとすると、送信
電界のｘ，ｙ成分ＥTx、ＥTyは夫々、 ＥTx＝ＡTxｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄx ） ＥTy＝ＡTyｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄy ） となる。上式のＡTx，ＡTyは夫々送信電界のｘ，ｙ成分
の振幅、ωs は送信光の角周波数、φs は送信光の位相
雑音、ｄx ，ｄy は夫々ｘ，ｙ成分の電界を位相変調し
た２値データ信号（０または１）である。
【００２４】この信号光は伝送中、伝送路である光ファ
イバの複屈折の影響を受け、受信端では電界のｘ，ｙ成
分間に位相差が生じる。また、送信側偏波ビームスプリ
ッタ２２ａ，２２ｂと受信側偏波ビームスプリッタ５の
主軸の傾き、及び伝送路中での偏波方向の回転等によ
り、受信信号光Ｐと受信側偏波ビームスプリッタ５の間
には主軸に傾きが生じる。
イバの複屈折の影響を受け、受信端では電界のｘ，ｙ成
分間に位相差が生じる。また、送信側偏波ビームスプリ
ッタ２２ａ，２２ｂと受信側偏波ビームスプリッタ５の
主軸の傾き、及び伝送路中での偏波方向の回転等によ
り、受信信号光Ｐと受信側偏波ビームスプリッタ５の間
には主軸に傾きが生じる。
【００２５】一方、光受信機の偏波ビームスプリッタ５
の直交軸をＸ−Ｙとすると、受信電界ＥRX，ＥRYは夫
々、 ＥRX＝ｃｏｓθＡTxｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθＡTyｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄy ） ＥRY＝ｃｏｓθＡTyｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄy −ψ） ＋ｓｉｎθＡTxｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄx ） となる。上式のθは信号光からみた送信側偏波ビームス
プリッタ２２ａ，２２ｂの主軸と受信側偏波ビームスプ
リッタ５の主軸のずれ、ψは伝送路中に生じたｘ，ｙ成
分間の位相差である。
の直交軸をＸ−Ｙとすると、受信電界ＥRX，ＥRYは夫
々、 ＥRX＝ｃｏｓθＡTxｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθＡTyｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄy ） ＥRY＝ｃｏｓθＡTyｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄy −ψ） ＋ｓｉｎθＡTxｃｏｓ（ωs ｔ＋φs ＋πｄx ） となる。上式のθは信号光からみた送信側偏波ビームス
プリッタ２２ａ，２２ｂの主軸と受信側偏波ビームスプ
リッタ５の主軸のずれ、ψは伝送路中に生じたｘ，ｙ成
分間の位相差である。
【００２６】この信号光は図１に示した光受信機におい
てＸ，Ｙ成分が夫々独立に局部発振光と合波されヘテロ
ダイン検波される。ここでは、 ＡTx＝ＡTy＝ＡT ＡLX＝ＡLY＝ＡL が成立する。上式のＡLX，ＡLYは夫々局部発振光の電界
のＸ，Ｙ成分の振幅である。
てＸ，Ｙ成分が夫々独立に局部発振光と合波されヘテロ
ダイン検波される。ここでは、 ＡTx＝ＡTy＝ＡT ＡLX＝ＡLY＝ＡL が成立する。上式のＡLX，ＡLYは夫々局部発振光の電界
のＸ，Ｙ成分の振幅である。
【００２７】ヘテロダイン検波によって得られるＩＦ帯
電流ＩX ，ＩYは夫々、 ＩX ＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄy ）］ ＩY ＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄy −ψ） ＋ｓｉｎθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄx ）］ 但し、Ｋ＝ηｅＡT ＡL ／ｈν となる。上式のωi はビート角周波数、φはビート位相
雑音、ηは光検出器の量子効率、ｅは電子の電荷、ｈは
プランク定数、νは局部発振光の周波数である。そし
て、各電流ＩX ，ＩY を用いて復調信号Ａと信号Ｂと信
号Ｃが夫々演算される。
電流ＩX ，ＩYは夫々、 ＩX ＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄy ）］ ＩY ＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄy −ψ） ＋ｓｉｎθｃｏｓ（ωi ｔ＋φ＋πｄx ）］ 但し、Ｋ＝ηｅＡT ＡL ／ｈν となる。上式のωi はビート角周波数、φはビート位相
雑音、ηは光検出器の量子効率、ｅは電子の電荷、ｈは
プランク定数、νは局部発振光の周波数である。そし
て、各電流ＩX ，ＩY を用いて復調信号Ａと信号Ｂと信
号Ｃが夫々演算される。
【００２８】即ち、電流ＩX ，ＩY の積は、低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）８ａで高調波成分を取り除かれた後に
符号判定器（ＤＥＣ）９で判定され、θとψが小さいと
きに復調信号Ａとして、 ＤＥＣ｛ＬＰＦ［ＩX ×ＩY ］｝＝ｃｏｓπ（ｄx −ｄy ）＝±１ が得られる。
ィルタ（ＬＰＦ）８ａで高調波成分を取り除かれた後に
符号判定器（ＤＥＣ）９で判定され、θとψが小さいと
きに復調信号Ａとして、 ＤＥＣ｛ＬＰＦ［ＩX ×ＩY ］｝＝ｃｏｓπ（ｄx −ｄy ）＝±１ が得られる。
【００２９】また、電流ＩX と、位相をπ／２遅らせた
電流ＩY （｜ＩY ｜π／２）の積は、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）８ｂで高調波成分を取り除かれた後に上記の
復調信号Ａを乗算され、信号Ｂとして、 ＬＰＦ［ＩX ×｜ＩY ｜π／２］×ＤＥＣ｛ＬＰＦ［ＩX ×ＩY ］｝ ＝−１／２×Ｋ2 ｃｏｓ2 θｓｉｎ２ψ が得られる。この信号Ｂは１／４波長板１への制御信号
として帰還され、ψを０に制御する。つまり、任意の楕
円偏波を所定方向の直線偏波に変換するように働く。
電流ＩY （｜ＩY ｜π／２）の積は、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）８ｂで高調波成分を取り除かれた後に上記の
復調信号Ａを乗算され、信号Ｂとして、 ＬＰＦ［ＩX ×｜ＩY ｜π／２］×ＤＥＣ｛ＬＰＦ［ＩX ×ＩY ］｝ ＝−１／２×Ｋ2 ｃｏｓ2 θｓｉｎ２ψ が得られる。この信号Ｂは１／４波長板１への制御信号
として帰還され、ψを０に制御する。つまり、任意の楕
円偏波を所定方向の直線偏波に変換するように働く。
【００３０】更に、電流ＩX ，ＩY の和と差の積（電力
の差）は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８ｂで高調波成
分を取り除かれた後に上記の復調信号Ａを乗算され、信
号Ｃとして、 ＬＰＦ［（ＩX ＋ＩY ）×（ＩX −ＩY ）］×ＤＥＣ｛ＬＰＦ［ＩX ×ＩY ］｝ ＝−Ｋ2 ｃｏｓψｓｉｎ２θ が得られる。この信号Ｃはψ＝０のときに１／２波長板
２への制御信号として帰還され、θを０またはπに制御
する。つまり、受信信号光Ｐの主軸を受信側偏波ビーム
スプリッタ５の主軸に合わせるように働く。
の差）は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８ｂで高調波成
分を取り除かれた後に上記の復調信号Ａを乗算され、信
号Ｃとして、 ＬＰＦ［（ＩX ＋ＩY ）×（ＩX −ＩY ）］×ＤＥＣ｛ＬＰＦ［ＩX ×ＩY ］｝ ＝−Ｋ2 ｃｏｓψｓｉｎ２θ が得られる。この信号Ｃはψ＝０のときに１／２波長板
２への制御信号として帰還され、θを０またはπに制御
する。つまり、受信信号光Ｐの主軸を受信側偏波ビーム
スプリッタ５の主軸に合わせるように働く。
【００３１】尚、図１に１４で示した破線枠部分の構成
は図４に示す構成で置き換えることが可能であり、同図
において３１ａ，３１ｂは偏波ビ−ムスプリッタ、３２
は局部発振用レ−ザ、３３ａ，３３ｂは光カップラであ
る。また、図１に１５で示した破線枠部分の構成は図５
に示す構成で置き換えることが可能であり、同図におい
て４１ａ，４１ｂは二乗器、４２は減算器で、この場合
には電流ＩX の二乗と電流ＩY の二乗との差に、復調信
号Ａが乗算されて信号Ｃが得られる。更に、１／４波長
板１と１／２波長板２はこれと同様の働きをする他の電
気光学素子であってもよい。
は図４に示す構成で置き換えることが可能であり、同図
において３１ａ，３１ｂは偏波ビ−ムスプリッタ、３２
は局部発振用レ−ザ、３３ａ，３３ｂは光カップラであ
る。また、図１に１５で示した破線枠部分の構成は図５
に示す構成で置き換えることが可能であり、同図におい
て４１ａ，４１ｂは二乗器、４２は減算器で、この場合
には電流ＩX の二乗と電流ＩY の二乗との差に、復調信
号Ａが乗算されて信号Ｃが得られる。更に、１／４波長
板１と１／２波長板２はこれと同様の働きをする他の電
気光学素子であってもよい。
【００３２】次に、請求項３に記載した発明の実施例を
図６示す光受信機の構成図を参照して説明する。同図に
おいて５１は１／４波長板、５２は１／２波長板、５３
ａ，５３ｂは偏波ビ−ムスプリッタ、５４は局部発振用
レ−ザ、５５ａ，５５ｂは光π／２ハイブリッド、５６
ａ乃至５６ｄは光検出器、５７は符号判定器、５８ａ，
５８ｂは１ｂｉｔ遅延器、５９ａ乃至５９ｆは乗算器、
６０ａ乃至６０ｃは加算器、６１ａ，６１ｂは減算器、
６２ａ乃至６２ｄは二乗器である。
図６示す光受信機の構成図を参照して説明する。同図に
おいて５１は１／４波長板、５２は１／２波長板、５３
ａ，５３ｂは偏波ビ−ムスプリッタ、５４は局部発振用
レ−ザ、５５ａ，５５ｂは光π／２ハイブリッド、５６
ａ乃至５６ｄは光検出器、５７は符号判定器、５８ａ，
５８ｂは１ｂｉｔ遅延器、５９ａ乃至５９ｆは乗算器、
６０ａ乃至６０ｃは加算器、６１ａ，６１ｂは減算器、
６２ａ乃至６２ｄは二乗器である。
【００３３】受信信号光Ｐは、まず１／４波長板６１及
び１／２波長板６２を順に通過し、偏波ビ−ムスプリッ
タ５３ａで２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分に分離さ
れ、光π／２ハイブリッド５８ａ，５８ｂに夫々入る。
また、局部発振用レ−ザ４の発振光が偏波ビ−ムスプリ
ッタ５３ｂで２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分に分離さ
れ、光π／２ハイブリッド５８ａ，５８ｂに夫々入る。
これらＸＩ成分とＸＱ成分とＹＩ成分とＹＱ成分（Ｉは
同相成分，Ｑは直交成分を表す）は夫々光検出器５６ａ
乃至５６ｄに入り、ＩXIとＩXQとＩYIとＩYQのＩＦ（中
間周波数）帯電流に変換される。
び１／２波長板６２を順に通過し、偏波ビ−ムスプリッ
タ５３ａで２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分に分離さ
れ、光π／２ハイブリッド５８ａ，５８ｂに夫々入る。
また、局部発振用レ−ザ４の発振光が偏波ビ−ムスプリ
ッタ５３ｂで２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分に分離さ
れ、光π／２ハイブリッド５８ａ，５８ｂに夫々入る。
これらＸＩ成分とＸＱ成分とＹＩ成分とＹＱ成分（Ｉは
同相成分，Ｑは直交成分を表す）は夫々光検出器５６ａ
乃至５６ｄに入り、ＩXIとＩXQとＩYIとＩYQのＩＦ（中
間周波数）帯電流に変換される。
【００３４】ホモダイン検波後の電流ＩXI，ＩYIは乗算
器５９ａで乗算され、また電流ＩXQ，ＩYQは乗算器５９
ｂで乗算され、夫々の積が加算器６０ａで加算された
後、符号判定器９を通過して復調信号Ａとなる。
器５９ａで乗算され、また電流ＩXQ，ＩYQは乗算器５９
ｂで乗算され、夫々の積が加算器６０ａで加算された
後、符号判定器９を通過して復調信号Ａとなる。
【００３５】また、電流ＩXI，ＩYQは乗算器５９ｃで乗
算され、また電流ＩXQ，ＩYIは乗算器５９ｂで乗算さ
れ、夫々の積が減算器６１ａで減算された後、１ｂｉｔ
遅延器５８ａを通過し、さらに乗算器５９ｅで上記の復
調信号Ａと乗算されて信号Ｂとなる。この信号Ｂは制御
信号として１／４波長板５１に帰還される。
算され、また電流ＩXQ，ＩYIは乗算器５９ｂで乗算さ
れ、夫々の積が減算器６１ａで減算された後、１ｂｉｔ
遅延器５８ａを通過し、さらに乗算器５９ｅで上記の復
調信号Ａと乗算されて信号Ｂとなる。この信号Ｂは制御
信号として１／４波長板５１に帰還される。
【００３６】更に、電流ＩXIは二乗器６２ａで二乗さ
れ、また電流ＩXQは二乗器６２ｂで二乗され、夫々の二
乗値が加算器６０ｂで加算される。また、電流ＩYIは二
乗器６２ｃで二乗され、また電流ＩYQは二乗器６２ｄで
二乗され、夫々の二乗値が加算器６０ｃで加算される。
そして、両加算器６０ｂ，６０ｃにおける和が減算器６
１ｂで減算された後、１ｂｉｔ遅延器５８ｂを通過し、
さらに乗算器５９ｅで上記の復調信号Ａと乗算されて信
号Ｃとなる。この信号Ｃは制御信号として１／２波長板
５２に帰還される。
れ、また電流ＩXQは二乗器６２ｂで二乗され、夫々の二
乗値が加算器６０ｂで加算される。また、電流ＩYIは二
乗器６２ｃで二乗され、また電流ＩYQは二乗器６２ｄで
二乗され、夫々の二乗値が加算器６０ｃで加算される。
そして、両加算器６０ｂ，６０ｃにおける和が減算器６
１ｂで減算された後、１ｂｉｔ遅延器５８ｂを通過し、
さらに乗算器５９ｅで上記の復調信号Ａと乗算されて信
号Ｃとなる。この信号Ｃは制御信号として１／２波長板
５２に帰還される。
【００３７】ここで、上述の偏波状態制御について具体
式を挙げて詳しく説明する。
式を挙げて詳しく説明する。
【００３８】図６に示した光受信機では、受信信号光Ｐ
および局部発振光は夫々偏波ビームスプリッタ５３ａ，
５３ｂで直交偏波成分（Ｘ成分、Ｙ成分）に分離され、
夫々光π／２ハイブリッド５５ａ，５５ｂでホモダイン
検波される。
および局部発振光は夫々偏波ビームスプリッタ５３ａ，
５３ｂで直交偏波成分（Ｘ成分、Ｙ成分）に分離され、
夫々光π／２ハイブリッド５５ａ，５５ｂでホモダイン
検波される。
【００３９】ホモダイン検波によって得られるＩＦ帯電
流ＩXI，ＩXQ，ＩYI，ＩYQは、 ＩXI＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（φ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｃｏｓ（φ＋πｄy ）］ ＩXQ＝Ｋ［ｃｏｓθｓｉｎ（φ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｓｉｎ（φ＋πｄy ）］ ＩYI＝Ｋ［ｓｉｎθｃｏｓ（φ＋πｄx ） ＋ｃｏｓθｃｏｓ（φ＋πｄy −ψ）］ ＩYQ＝Ｋ［ｓｉｎθｓｉｎ（φ＋πｄx ） ＋ｃｏｓθｓｉｎ（φ＋πｄy −ψ）］ 但し、Ｋ＝ηｅＡT ＡL ／ｈν となる。上式の各パラメータは先の実施例と同じであ
る。
流ＩXI，ＩXQ，ＩYI，ＩYQは、 ＩXI＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（φ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｃｏｓ（φ＋πｄy ）］ ＩXQ＝Ｋ［ｃｏｓθｓｉｎ（φ＋πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｓｉｎ（φ＋πｄy ）］ ＩYI＝Ｋ［ｓｉｎθｃｏｓ（φ＋πｄx ） ＋ｃｏｓθｃｏｓ（φ＋πｄy −ψ）］ ＩYQ＝Ｋ［ｓｉｎθｓｉｎ（φ＋πｄx ） ＋ｃｏｓθｓｉｎ（φ＋πｄy −ψ）］ 但し、Ｋ＝ηｅＡT ＡL ／ｈν となる。上式の各パラメータは先の実施例と同じであ
る。
【００４０】そして、各電流ＩXI、ＩXQ、ＩYI、ＩYQを
用いて復調信号Ａと信号Ｂと信号Ｃが夫々演算される。
用いて復調信号Ａと信号Ｂと信号Ｃが夫々演算される。
【００４１】即ち、電流ＩXI，ＩYIと電流ＩXQ，ＩYQの
夫々の積の和は、 （ＩXI×ＩYI）＋（ＩXQ×ＩYQ） ＝Ｋ2 （ｃｏｓ2 θｃｏｓ２ψ−ｓｉｎ2 θ）ｃｏｓπ（ｄx −ｄy ） となり、この信号は符号判定器（ＤＥＣ）５７で判定さ
れ、θとψが小さいときに復調信号Ａとして、 ＤＥＣ［（ＩXI×ＩXQ）＋（ＩYI×ＩYQ）］＝ｃｏｓπ（ｄx −ｄy ）＝±１ が得られる。
夫々の積の和は、 （ＩXI×ＩYI）＋（ＩXQ×ＩYQ） ＝Ｋ2 （ｃｏｓ2 θｃｏｓ２ψ−ｓｉｎ2 θ）ｃｏｓπ（ｄx −ｄy ） となり、この信号は符号判定器（ＤＥＣ）５７で判定さ
れ、θとψが小さいときに復調信号Ａとして、 ＤＥＣ［（ＩXI×ＩXQ）＋（ＩYI×ＩYQ）］＝ｃｏｓπ（ｄx −ｄy ）＝±１ が得られる。
【００４２】また、電流ＩXI，ＩYIと電流ＩXQ，ＩYQの
夫々の積の差は、 （ＩXI×ＩYI）−（ＩXQ×ＩYQ） ＝−Ｋ2 ｃｏｓ2 θｓｉｎ２ψｃｏｓπ（ｄx −ｄy ） となり、これに上記の復調信号Ａを乗算され、信号Ｂと
して、 ｛（ＩXQ×ＩYI）−（ＩXI×ＩYQ）｝ ×ＤＥＣ［（ＩXI×ＩXQ）＋（ＩYI×ＩYQ）］ ＝−Ｋ2 ｃｏｓ2 θｓｉｎ２ψ が得られる。この信号Ｂは１／４波長板５１への制御信
号として帰還され、ψを０に制御する。つまり、任意の
楕円偏波を所定方向の直線偏波に変換するように働く。
夫々の積の差は、 （ＩXI×ＩYI）−（ＩXQ×ＩYQ） ＝−Ｋ2 ｃｏｓ2 θｓｉｎ２ψｃｏｓπ（ｄx −ｄy ） となり、これに上記の復調信号Ａを乗算され、信号Ｂと
して、 ｛（ＩXQ×ＩYI）−（ＩXI×ＩYQ）｝ ×ＤＥＣ［（ＩXI×ＩXQ）＋（ＩYI×ＩYQ）］ ＝−Ｋ2 ｃｏｓ2 θｓｉｎ２ψ が得られる。この信号Ｂは１／４波長板５１への制御信
号として帰還され、ψを０に制御する。つまり、任意の
楕円偏波を所定方向の直線偏波に変換するように働く。
【００４３】更に、電流ＩXI，ＩXQの夫々の二乗の和と
電流ＩYI，ＩYQの夫々の二乗の和との差は、 （ＩXI2 ＋ＩXQ2 ）−（ＩYI2 ＋ＩYQ2 ） ＝−２Ｋ2 ｓｉｎ２θｃｏｓψｃｏｓπ（ｄx −ｄy ） となり、これに上記のデ−タ符号判定出力Ａを乗算さ
れ、信号Ｃとして、 ｛（ＩXI2 ＋ＩXQ2 ）−（ＩYI2 ＋ＩYQ2 ）｝ ×ＤＥＣ［（ＩXI×ＩXQ）＋（ＩYI×ＩYQ）］ ＝−２Ｋ2 ｓｉｎ２θｃｏｓψ が得られる。この信号Ｃはψ＝０のときに１／２波長板
２への制御信号として帰還され、θを０またはπに制御
する。つまり、受信信号光Ｐの主軸を受信側偏波ビーム
スプリッタ５３ａの主軸に合わせるように働く。
電流ＩYI，ＩYQの夫々の二乗の和との差は、 （ＩXI2 ＋ＩXQ2 ）−（ＩYI2 ＋ＩYQ2 ） ＝−２Ｋ2 ｓｉｎ２θｃｏｓψｃｏｓπ（ｄx −ｄy ） となり、これに上記のデ−タ符号判定出力Ａを乗算さ
れ、信号Ｃとして、 ｛（ＩXI2 ＋ＩXQ2 ）−（ＩYI2 ＋ＩYQ2 ）｝ ×ＤＥＣ［（ＩXI×ＩXQ）＋（ＩYI×ＩYQ）］ ＝−２Ｋ2 ｓｉｎ２θｃｏｓψ が得られる。この信号Ｃはψ＝０のときに１／２波長板
２への制御信号として帰還され、θを０またはπに制御
する。つまり、受信信号光Ｐの主軸を受信側偏波ビーム
スプリッタ５３ａの主軸に合わせるように働く。
【００４４】尚、図６に６３で示した破線枠部分の構成
は図７に示す構成で置き換えることが可能であり、同図
において７１は光π／２ハイブリッド、７２は局部発振
用レ−ザ、７３ａ，７３ｂは偏波ビ−ムスプリッタであ
る。また、図６に６４で示した破線枠部分の構成は図８
に示す構成で置き換えることが可能であり、同図におい
て８１ａ乃至８１ｃは加算器、８２ａ，８２ｂは減算
器、８３ａ，８３ｂは乗算器で、この場合には電流ＩX
I，ＩYIの和と差の積と電流ＩXQ，ＩYQの和と差の積と
の差に、復調信号Ａが乗算されて信号Ｃが得られる。更
に、図６に６５で示した破線枠部分の構成は、図９に示
す構成で置き換えることが可能であり、同図において９
１ａ，９１ｂは符号判定器、９２は排他的論理和回路で
ある。更にまた、上記実施例の１／４波長板５１と１／
２波長板５２はこれと同様の働きをする他の電気光学素
子であってもよい。
は図７に示す構成で置き換えることが可能であり、同図
において７１は光π／２ハイブリッド、７２は局部発振
用レ−ザ、７３ａ，７３ｂは偏波ビ−ムスプリッタであ
る。また、図６に６４で示した破線枠部分の構成は図８
に示す構成で置き換えることが可能であり、同図におい
て８１ａ乃至８１ｃは加算器、８２ａ，８２ｂは減算
器、８３ａ，８３ｂは乗算器で、この場合には電流ＩX
I，ＩYIの和と差の積と電流ＩXQ，ＩYQの和と差の積と
の差に、復調信号Ａが乗算されて信号Ｃが得られる。更
に、図６に６５で示した破線枠部分の構成は、図９に示
す構成で置き換えることが可能であり、同図において９
１ａ，９１ｂは符号判定器、９２は排他的論理和回路で
ある。更にまた、上記実施例の１／４波長板５１と１／
２波長板５２はこれと同様の働きをする他の電気光学素
子であってもよい。
【００４５】以上の説明では、光源の位相雑音を考慮し
た場合について述べたが、光ＰＬＬを用いて信号光の位
相と局部発振光の位相が同期した場合、中間周波数帯に
おける位相雑音の項は無視でき、各電流ＩXI，ＩXQ，Ｉ
YI，ＩYQは次のように捕らえることができる。
た場合について述べたが、光ＰＬＬを用いて信号光の位
相と局部発振光の位相が同期した場合、中間周波数帯に
おける位相雑音の項は無視でき、各電流ＩXI，ＩXQ，Ｉ
YI，ＩYQは次のように捕らえることができる。
【００４６】ＩXI＝Ｋ［ｃｏｓθｃｏｓ（πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｃｏｓ（πｄy ）］ ＩXQ＝Ｋ［ｃｏｓθｓｉｎ（πｄx ＋ψ） −ｓｉｎθｓｉｎ（πｄy ）］ ＩYI＝Ｋ［ｓｉｎθｃｏｓ（πｄx ） ＋ｃｏｓθｃｏｓ（πｄy −ψ）］ ＩYQ＝Ｋ［ｓｉｎθｓｉｎ（πｄx ） ＋ｃｏｓθｓｉｎ（πｄy −ψ）］ 但し、Ｋ＝ηｅＡT ＡL ／ｈν となる。上式の各パラメータは先の実施例と同じであ
る。このとき、 ＩXI2 −ＩYI2 ＝−２Ｋ2 ｓｉｎ２θｃｏｓψ となり、図６に６４で示した破線枠部分の構成を図１０
または図１１に示す構成で置き換えることが可能とな
る。図１１において１０１は加算器、１０２は減算器、
１０３が乗算器であり、また図１２において１１１ａ，
１１１ｂは二乗器、１１２は乗算器である。
る。このとき、 ＩXI2 −ＩYI2 ＝−２Ｋ2 ｓｉｎ２θｃｏｓψ となり、図６に６４で示した破線枠部分の構成を図１０
または図１１に示す構成で置き換えることが可能とな
る。図１１において１０１は加算器、１０２は減算器、
１０３が乗算器であり、また図１２において１１１ａ，
１１１ｂは二乗器、１１２は乗算器である。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１乃至４記
載の制御方法によれば、受信信号光が所定方向の直線偏
波になるように１／４波長板を制御し、しかも該直線偏
波を受信軸から４５°傾いた方向に合うように１／２波
長板を制御して受信信号光を所定方向の直線偏波に安定
させることができ、偏波多重光波通信において伝送路中
で生じる偏波変動を補償して、偏波変動による特性の劣
化を低減することができる。
載の制御方法によれば、受信信号光が所定方向の直線偏
波になるように１／４波長板を制御し、しかも該直線偏
波を受信軸から４５°傾いた方向に合うように１／２波
長板を制御して受信信号光を所定方向の直線偏波に安定
させることができ、偏波多重光波通信において伝送路中
で生じる偏波変動を補償して、偏波変動による特性の劣
化を低減することができる。
【図１】 請求項１に記載した発明の実施例を示す光受
信機の構成図
信機の構成図
【図２】 図１の光受信器に対応した光送信機の変調部
の構成図
の構成図
【図３】 変調された信号光の偏波状態図
【図４】 図１に示した光受信機の部分代替構成を示す
図
図
【図５】 図１に示した光受信機の部分代替構成を示す
図
図
【図６】 請求項３に記載した発明の実施例を示す光受
信機の構成図
信機の構成図
【図７】 図６に示した光受信機の部分代替構成を示す
図
図
【図８】 図６に示した光受信機の部分代替構成を示す
図
図
【図９】 図６に示した光受信機の部分代替構成を示す
図
図
【図１０】 図６に示した光受信機の部分代替構成を示
す図
す図
【図１１】 図６に示した光受信機の部分代替構成を示
す図
す図
【図１２】 従来の偏波状態制御系の構成図
【図１３】 偏波状態制御過程の偏波状態図
【図１４】 偏波状態制御過程の偏波状態図
Ｐ…受信信号光、１，５１…１／４波長板，２，５２…
１／２波長板、Ａ…復調信号、Ｂ，Ｃ…制御信号。
１／２波長板、Ａ…復調信号、Ｂ，Ｃ…制御信号。
Claims (4)
- 【請求項１】 ２つの直交した偏波状態をもつ受信信号
光を１／４波長板及び１／２波長板に通過させ、 該信号光の２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ヘテ
ロダイン検波して２つの中間周波数帯信号を検出し、 このＸ成分と位相をπ／２遅らせたＹ成分との積に、復
調信号を乗算した信号で１／４波長板を制御すると共
に、 Ｘ成分とＹ成分の和と差の積に、復調信号を乗算した信
号で１／２波長板を制御する、 ことを特徴とする偏波状態制御方法。 - 【請求項２】 ２つの直交した偏波状態をもつ受信信号
光を１／４波長板及び１／２波長板に通過させ、 該信号光の２つの直交偏波軸（Ｘ−Ｙ）成分を夫々ヘテ
ロダイン検波して２つの中間周波数帯信号を検出し、 このＸ成分と位相をπ／２遅らせたＹ成分との積に、復
調信号を乗算した信号で１／４波長板を制御すると共
に、 Ｘ成分の二乗とＹ成分の二乗との差に、復調信号を乗算
した信号で１／２波長板を制御する、 ことを特徴とする偏波状態制御方法。 - 【請求項３】 ２つの直交した偏波状態をもつ受信信号
光を１／４波長板及び１／２波長板に通過させ、 該信号光と局部発振光夫々の２つの直交偏波軸（Ｘ−
Ｙ）成分を夫々ホモダイン検波して４つの中間周波数帯
信号を検出し、 このＸＩ成分とＹＱ成分の積とＸＱ成分とＹＩ成分の積
との差に、復調信号を乗算した信号で１／４波長板を制
御すると共に、 ＸＩ成分の二乗とＸＱ成分の二乗の和とＹＩ成分の二乗
とＹＱ成分の二乗の和との差に、復調信号を乗算した信
号で１／２波長板を制御する、 ことを特徴とする偏波状態制御方法。 - 【請求項４】 ２つの直交した偏波状態をもつ受信信号
光を１／４波長板及び１／２波長板に通過させ、 該信号光と局部発振光夫々の２つの直交偏波軸（Ｘ−
Ｙ）成分を夫々ホモダイン検波して４つの中間周波数帯
信号を検出し、 このＸＩ成分とＹＱ成分の積とＸＱ成分とＹＩ成分の積
との差に、復調信号を乗算した信号で１／４波長板を制
御すると共に、 ＸＩ成分とＹＩ成分の和と差の積と、ＸＱ成分とＹＱ成
分の和と差の積との差に、復調信号を乗算した信号で１
／２波長板を制御する、ことを特徴とする偏波状態制御
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25395291A JPH0593935A (ja) | 1991-10-01 | 1991-10-01 | 偏波状態制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25395291A JPH0593935A (ja) | 1991-10-01 | 1991-10-01 | 偏波状態制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0593935A true JPH0593935A (ja) | 1993-04-16 |
Family
ID=17258259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25395291A Pending JPH0593935A (ja) | 1991-10-01 | 1991-10-01 | 偏波状態制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0593935A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8244138B2 (en) | 2007-03-20 | 2012-08-14 | Fujitsu Limited | Polarization-multiplexing optical transmitter polarization-multiplexing optical receiver, polarization-multiplexing optical transceiving system, and controlling method thereof |
-
1991
- 1991-10-01 JP JP25395291A patent/JPH0593935A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8244138B2 (en) | 2007-03-20 | 2012-08-14 | Fujitsu Limited | Polarization-multiplexing optical transmitter polarization-multiplexing optical receiver, polarization-multiplexing optical transceiving system, and controlling method thereof |
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