JPH06103874B2 - スペクトラム拡散信号受信用相関回路ユニット - Google Patents
スペクトラム拡散信号受信用相関回路ユニットInfo
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- JPH06103874B2 JPH06103874B2 JP4118442A JP11844292A JPH06103874B2 JP H06103874 B2 JPH06103874 B2 JP H06103874B2 JP 4118442 A JP4118442 A JP 4118442A JP 11844292 A JP11844292 A JP 11844292A JP H06103874 B2 JPH06103874 B2 JP H06103874B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、特性良好、小型でかつ
簡便に使用し得るスペクトラム拡散信号受信用相関回路
ユニットに関する。
簡便に使用し得るスペクトラム拡散信号受信用相関回路
ユニットに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、秘話性の高い通信装置として、い
わゆるスペクトラム拡散通信（ＳＳＣ）装置が知られて
いる。スペクトラム拡散通信用送信機（ＳＳＣ送信機）
では、例えば送信すべきディジタルデータをＰＮ（疑似
雑音）コードを用いて広い周波数帯に拡散（すなわち拡
散変調）して送信する。スペクトラム拡散通信用受信機
（ＳＳＣ受信機）側においては、送信機側のＰＮコード
とイメージ関係にある受信ＰＮコードとの相関をとり、
相関ピークの列を得る。相関をとり相関ピーク列を得る
ことを、通常、逆拡散復調と呼ぶ。相関をとる相関器と
しては、例えばＳＡＷ（弾性表面波）コンボルバやマッ
チドフィルタなどのＳＡＷデバイスを用いることができ
る。
わゆるスペクトラム拡散通信（ＳＳＣ）装置が知られて
いる。スペクトラム拡散通信用送信機（ＳＳＣ送信機）
では、例えば送信すべきディジタルデータをＰＮ（疑似
雑音）コードを用いて広い周波数帯に拡散（すなわち拡
散変調）して送信する。スペクトラム拡散通信用受信機
（ＳＳＣ受信機）側においては、送信機側のＰＮコード
とイメージ関係にある受信ＰＮコードとの相関をとり、
相関ピークの列を得る。相関をとり相関ピーク列を得る
ことを、通常、逆拡散復調と呼ぶ。相関をとる相関器と
しては、例えばＳＡＷ（弾性表面波）コンボルバやマッ
チドフィルタなどのＳＡＷデバイスを用いることができ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、これらのＳ
ＡＷデバイスのうち、マッチドフィルタはその内部構造
に応じた１種類のＰＮコードのスペクトラム拡散信号
（以下、ＳＳＣ信号という）しか復調することができな
い。一方、ＳＡＷコンボルバは、外部入力される参照用
ＰＮコードに応じたＳＳＣ信号を復調することができ、
その参照用ＰＮコードを変更することにより複数種類の
ＳＳＣ信号を復調することができる。したがって、いわ
ゆるマルチアクセスを行なうことができ、ＳＳＣ信号に
よる多重通信を実現することができる。ＳＡＷコンボル
バとしては半導体タイプとエラスティックタイプがあ
る。このうち本発明者等が先に出願した（特願平３−９
１１８０等）エラスティックタイプのＳＡＷコンボルバ
は、半導体タイプのものに比べてダイナミックレンジが
広く、かつＢＴ積（Ｂ：拡散帯域幅、Ｔ：処理時間）が
大きいという長所がある。
ＡＷデバイスのうち、マッチドフィルタはその内部構造
に応じた１種類のＰＮコードのスペクトラム拡散信号
（以下、ＳＳＣ信号という）しか復調することができな
い。一方、ＳＡＷコンボルバは、外部入力される参照用
ＰＮコードに応じたＳＳＣ信号を復調することができ、
その参照用ＰＮコードを変更することにより複数種類の
ＳＳＣ信号を復調することができる。したがって、いわ
ゆるマルチアクセスを行なうことができ、ＳＳＣ信号に
よる多重通信を実現することができる。ＳＡＷコンボル
バとしては半導体タイプとエラスティックタイプがあ
る。このうち本発明者等が先に出願した（特願平３−９
１１８０等）エラスティックタイプのＳＡＷコンボルバ
は、半導体タイプのものに比べてダイナミックレンジが
広く、かつＢＴ積（Ｂ：拡散帯域幅、Ｔ：処理時間）が
大きいという長所がある。
【０００４】しかしながら、ＳＡＷコンボルバはＳＳＣ
信号の復調器としてマッチドフィルタ等の代わりに使用
できることがブロック図等では開示されているものの、
実際にその通り組み立てれば動作させ得るような具体的
または詳細な回路構成は開示されていない。また、エラ
スティックタイプのＳＡＷコンボルバは、効率が極めて
低い（−７０〜ー８０ｄＢｍ）ため、マッチドフィルタ
等をこれで代替しただけでは満足に動作させることはで
きない。したがって、ＳＳＣ信号を例えばデータ伝送の
分野で用いようとする場合、データ伝送に携わる技術者
にとってＳＡＷコンボルバを用いた復調器を設計製作す
ることは不可能に近いという問題があった。
信号の復調器としてマッチドフィルタ等の代わりに使用
できることがブロック図等では開示されているものの、
実際にその通り組み立てれば動作させ得るような具体的
または詳細な回路構成は開示されていない。また、エラ
スティックタイプのＳＡＷコンボルバは、効率が極めて
低い（−７０〜ー８０ｄＢｍ）ため、マッチドフィルタ
等をこれで代替しただけでは満足に動作させることはで
きない。したがって、ＳＳＣ信号を例えばデータ伝送の
分野で用いようとする場合、データ伝送に携わる技術者
にとってＳＡＷコンボルバを用いた復調器を設計製作す
ることは不可能に近いという問題があった。
【０００５】本発明は、データ伝送分野の人など通信機
のハードに詳しくない人達でもＳＳＣ信号の復調器とし
て簡便に使用し得るＳＳＣ信号受信用相関回路ユニット
を提供することを目的とする。
のハードに詳しくない人達でもＳＳＣ信号の復調器とし
て簡便に使用し得るＳＳＣ信号受信用相関回路ユニット
を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、この発明のＳＳＣ信号受信用相関回路ユニットは、
ＳＳＣ信号を入力される第１の増幅器、該第１の増幅器
の出力を供給される第１のバンドパスフィルタ、参照用
ＰＮコードを入力される緩衝増幅器、前記ＳＳＣ信号の
搬送周波数に相当する周波数で発振する発振器、該発振
出力を前記緩衝増幅器から出力されるＰＮコードで変調
する変調器、該変調器の出力信号を入力される第２の増
幅器、該第２の増幅器の出力を供給される第２のバンド
パスフィルタ、第１および第２のバンドパスフィルタの
出力端にそれぞれ接続された第１および第２の整合回
路、前記第１および第２のバンドパスフィルタの出力を
前記第１および第２の整合回路を介して供給されるＳＡ
Ｗコンボルバ、該ＳＡＷコンボルバの出力端に接続され
た第３の整合回路、自動利得制御電圧入力端子、前記Ｓ
ＡＷコンボルバの出力を前記第３の整合回路を介して供
給され該出力を前記自動利得制御電圧入力端子に供給さ
れる電圧に応じた利得で増幅する第３の増幅器、および
該第３の増幅器の出力を供給される第３のバンドパスフ
ィルタを、１枚の印刷回路基板上に組み込んでユニット
化したことを特徴とする。
め、この発明のＳＳＣ信号受信用相関回路ユニットは、
ＳＳＣ信号を入力される第１の増幅器、該第１の増幅器
の出力を供給される第１のバンドパスフィルタ、参照用
ＰＮコードを入力される緩衝増幅器、前記ＳＳＣ信号の
搬送周波数に相当する周波数で発振する発振器、該発振
出力を前記緩衝増幅器から出力されるＰＮコードで変調
する変調器、該変調器の出力信号を入力される第２の増
幅器、該第２の増幅器の出力を供給される第２のバンド
パスフィルタ、第１および第２のバンドパスフィルタの
出力端にそれぞれ接続された第１および第２の整合回
路、前記第１および第２のバンドパスフィルタの出力を
前記第１および第２の整合回路を介して供給されるＳＡ
Ｗコンボルバ、該ＳＡＷコンボルバの出力端に接続され
た第３の整合回路、自動利得制御電圧入力端子、前記Ｓ
ＡＷコンボルバの出力を前記第３の整合回路を介して供
給され該出力を前記自動利得制御電圧入力端子に供給さ
れる電圧に応じた利得で増幅する第３の増幅器、および
該第３の増幅器の出力を供給される第３のバンドパスフ
ィルタを、１枚の印刷回路基板上に組み込んでユニット
化したことを特徴とする。
【０００７】
【作用】上記構成によれば、ＳＡＷコンボルバは第１の
増幅器、第１のバンドパスフィルタおよび第１の整合回
路を介して入力されるＳＳＣ信号と、緩衝増幅器を介し
て入力され変調器で乗積されかつ第２の増幅器、第２の
バンドパスフィルタおよび第２の整合回路を介して供給
される参照用ＰＮコードとの相関を検出してそのコンボ
リューション（畳込み積分）出力を発生する。すなわ
ち、参照用ＰＮコードとしてＳＳＣ信号を作成するため
に用いられたＰＮコードとイメージ関係にあるＰＮコー
ドが入力されたときＳＳＣ信号が逆拡散復調される。こ
の逆拡散復調出力は第３の増幅器で増幅された後、送出
される。
増幅器、第１のバンドパスフィルタおよび第１の整合回
路を介して入力されるＳＳＣ信号と、緩衝増幅器を介し
て入力され変調器で乗積されかつ第２の増幅器、第２の
バンドパスフィルタおよび第２の整合回路を介して供給
される参照用ＰＮコードとの相関を検出してそのコンボ
リューション（畳込み積分）出力を発生する。すなわ
ち、参照用ＰＮコードとしてＳＳＣ信号を作成するため
に用いられたＰＮコードとイメージ関係にあるＰＮコー
ドが入力されたときＳＳＣ信号が逆拡散復調される。こ
の逆拡散復調出力は第３の増幅器で増幅された後、送出
される。
【０００８】ＳＡＷコンボルバの入出力回路に接続され
た整合回路はＳＡＷコンボルバの挿入損失を低減してい
る。特に整合回路のインダクタとしてチップ型インダク
タを用いた場合、トロイダルコイルやボビン付き可変コ
イルを用いた整合回路（例えば特開平１ー１０１７１８
号）に比べて広帯域化でき、かつ全体を小型化できる。
また、ＳＡＷコンボルバの出力増幅段で自動利得制御を
行なうことにより、ＲＦまたはＩＦ段におけるＡＧＣの
ノンリニアリティなどに起因するサイドローブノイズを
抑え、受信感度の向上を図っている。さらに、ユニット
を部分的または全体的に金属パッケージで封止すること
により外乱に強くコンパクトな復調回路としている。
た整合回路はＳＡＷコンボルバの挿入損失を低減してい
る。特に整合回路のインダクタとしてチップ型インダク
タを用いた場合、トロイダルコイルやボビン付き可変コ
イルを用いた整合回路（例えば特開平１ー１０１７１８
号）に比べて広帯域化でき、かつ全体を小型化できる。
また、ＳＡＷコンボルバの出力増幅段で自動利得制御を
行なうことにより、ＲＦまたはＩＦ段におけるＡＧＣの
ノンリニアリティなどに起因するサイドローブノイズを
抑え、受信感度の向上を図っている。さらに、ユニット
を部分的または全体的に金属パッケージで封止すること
により外乱に強くコンパクトな復調回路としている。
【０００９】
【実施例】以下、図面を用いてこの発明の実施例を説明
する。
する。
【００１０】図１は本発明の一実施例に係るＳＳＣ受信
用相関回路ユニットの構成を示す。図１のユニットは、
アンプ１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２、整合回路
３、ＳＡＷコンボルバ４、バッファ用コンパレータ５、
ローカル発振器６、ミキサー７、アンプ８、ＢＰＦ９、
整合回路１０，１１、アンプ１２，１３およびＢＰＦ１
４を具備する。
用相関回路ユニットの構成を示す。図１のユニットは、
アンプ１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２、整合回路
３、ＳＡＷコンボルバ４、バッファ用コンパレータ５、
ローカル発振器６、ミキサー７、アンプ８、ＢＰＦ９、
整合回路１０，１１、アンプ１２，１３およびＢＰＦ１
４を具備する。
【００１１】図２および図３は、図１のユニットが適用
されるＳＳＣ送受信機のブロック構成例を示す。図２に
示すＳＳＣ送信機は、ＦＳＫ変調器（周波数偏移変調
器）２１、アンプ２２、ミキサー２３、ＰＮコード発生
器２４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２５、および送
信アンテナ２６を具備する。前記ＦＳＫ変調器２１はダ
イレクトディジタルシンセサイザを用いてもよい。送信
信号はコンピュータなどで作成されるディジタルデータ
であるが、ＦＳＫ変調器２１の前にマイクロホンおよび
Ａ／Ｄ変換器を接続してＰＣＭデータに変換すれば音声
などの音響を送信することもできる。
されるＳＳＣ送受信機のブロック構成例を示す。図２に
示すＳＳＣ送信機は、ＦＳＫ変調器（周波数偏移変調
器）２１、アンプ２２、ミキサー２３、ＰＮコード発生
器２４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２５、および送
信アンテナ２６を具備する。前記ＦＳＫ変調器２１はダ
イレクトディジタルシンセサイザを用いてもよい。送信
信号はコンピュータなどで作成されるディジタルデータ
であるが、ＦＳＫ変調器２１の前にマイクロホンおよび
Ａ／Ｄ変換器を接続してＰＣＭデータに変換すれば音声
などの音響を送信することもできる。
【００１２】図３に示すＳＳＣ受信機は、受信アンテナ
２８、ＢＰＦ２９、ＲＦ段の受信アンプ３０、ミキサー
３１、ローカル発振器３２、ＢＰＦ３３、ＩＦ段のアン
プ３４、相関回路３５、相関出力のバッファ３６、遅延
検波回路３７、パルスアンプ３８、および波形整形回路
３９を具備する。図３のＳＳＣ受信機は、相関回路３５
としてマッチドフィルタを用いた従来のＳＳＣ受信機に
対し、そのマッチドフィルタに代えて図１の相関回路ユ
ニットを用いたことを特徴としている。本実施例におい
て、ミキサー７，２３，３１は、いずれも平衡変調器を
用いている。前記遅延検波回路をクアドラチャ（直角位
相）検波回路に変更してもよい。
２８、ＢＰＦ２９、ＲＦ段の受信アンプ３０、ミキサー
３１、ローカル発振器３２、ＢＰＦ３３、ＩＦ段のアン
プ３４、相関回路３５、相関出力のバッファ３６、遅延
検波回路３７、パルスアンプ３８、および波形整形回路
３９を具備する。図３のＳＳＣ受信機は、相関回路３５
としてマッチドフィルタを用いた従来のＳＳＣ受信機に
対し、そのマッチドフィルタに代えて図１の相関回路ユ
ニットを用いたことを特徴としている。本実施例におい
て、ミキサー７，２３，３１は、いずれも平衡変調器を
用いている。前記遅延検波回路をクアドラチャ（直角位
相）検波回路に変更してもよい。
【００１３】次に、以上のような構成を有するＳＳＣ送
受信機の動作を説明する。
受信機の動作を説明する。
【００１４】まず、図２の送信機において、ＦＳＫ（Ｍ
ＳＫも含む）変調器２１は、送信側のコンピュータ等で
作成されたディジタルデータをシリアルに入力され、そ
のデータの各ビットの２値信号レベルに応じて異なる周
波数（ｆ１，ｆ２とする）の信号であるＦＳＫ信号を発
生する。ここで、ＦＳＫ変調器２１に入力されるディジ
タルデータの伝送速度は例えば５２３Ｋｂｐｓである。
また、ＦＳＫ信号の周波数は、例えばｆ１（“Ｈ”レベ
ル）が２８９ＭＨｚ、ｆ２（“Ｌ”レベル）が２９０Ｍ
Ｈｚである。
ＳＫも含む）変調器２１は、送信側のコンピュータ等で
作成されたディジタルデータをシリアルに入力され、そ
のデータの各ビットの２値信号レベルに応じて異なる周
波数（ｆ１，ｆ２とする）の信号であるＦＳＫ信号を発
生する。ここで、ＦＳＫ変調器２１に入力されるディジ
タルデータの伝送速度は例えば５２３Ｋｂｐｓである。
また、ＦＳＫ信号の周波数は、例えばｆ１（“Ｈ”レベ
ル）が２８９ＭＨｚ、ｆ２（“Ｌ”レベル）が２９０Ｍ
Ｈｚである。
【００１５】ＦＳＫ変調器２１から出力されたＦＳＫ信
号はアンプ２２で増幅された後、ミキサー２３の一方の
入力端子に入力する。ミキサー２３の他方の入力端子に
はＰＮコード発生器２４から所定のＰＮコード信号が入
力する。これにより、ＦＳＫ変調された信号がスペクト
ラム拡散（ＳＳ）変調される。ＳＳ変調された信号（Ｓ
ＳＣ信号）は、ＢＰＦ２５で不要なサイドローブの成分
を減衰され、送信アンテナ２６から送信される。
号はアンプ２２で増幅された後、ミキサー２３の一方の
入力端子に入力する。ミキサー２３の他方の入力端子に
はＰＮコード発生器２４から所定のＰＮコード信号が入
力する。これにより、ＦＳＫ変調された信号がスペクト
ラム拡散（ＳＳ）変調される。ＳＳ変調された信号（Ｓ
ＳＣ信号）は、ＢＰＦ２５で不要なサイドローブの成分
を減衰され、送信アンテナ２６から送信される。
【００１６】次に、図３に示す受信機において、受信ア
ンテナ２８は上述のように送信されたＳＳＣ信号を受信
する。受信信号はＢＰＦ２９においてサイドローブのノ
イズを減衰され、フロントエンドのアンプ（ＲＦ段のア
ンプ）３０に入力する。アンプ３０で増幅された受信信
号はミキサー３１の一方の入力端子に入力する。ミキサ
ー３１の他方の入力端子にはローカル発振器３２から発
振信号が入力する。ローカル発振器３２からの発振信号
の周波数は例えば４１．５ＭＨｚであり、これにより、
中心周波数が２８９ＭＨｚ（“Ｈ”レベル）と２９０Ｍ
Ｈｚ（“Ｌ”レベル）であるＲＦのＳＳＣ信号は、中心
周波数が２４７．５ＭＨｚと２４８．５ＭＨｚであるＩ
ＦのＳＳＣ信号に変換される。このようなＳＳＣ信号
は、ＢＰＦ３３においてサイドローブのノイズを減衰さ
れ、ＩＦアンプ３４で増幅された後、図１に詳細を示す
相関回路ユニット３５に入力される。
ンテナ２８は上述のように送信されたＳＳＣ信号を受信
する。受信信号はＢＰＦ２９においてサイドローブのノ
イズを減衰され、フロントエンドのアンプ（ＲＦ段のア
ンプ）３０に入力する。アンプ３０で増幅された受信信
号はミキサー３１の一方の入力端子に入力する。ミキサ
ー３１の他方の入力端子にはローカル発振器３２から発
振信号が入力する。ローカル発振器３２からの発振信号
の周波数は例えば４１．５ＭＨｚであり、これにより、
中心周波数が２８９ＭＨｚ（“Ｈ”レベル）と２９０Ｍ
Ｈｚ（“Ｌ”レベル）であるＲＦのＳＳＣ信号は、中心
周波数が２４７．５ＭＨｚと２４８．５ＭＨｚであるＩ
ＦのＳＳＣ信号に変換される。このようなＳＳＣ信号
は、ＢＰＦ３３においてサイドローブのノイズを減衰さ
れ、ＩＦアンプ３４で増幅された後、図１に詳細を示す
相関回路ユニット３５に入力される。
【００１７】図１の相関回路ユニットにおいて、前記Ｓ
ＳＣ信号は、アンプ１で増幅され、ＢＰＦ２でサイドロ
ーブのノイズを減衰された後、整合回路３を介して逆拡
散復調を行なう相関器であるＳＡＷコンボルバ４の一方
の入力端子に入力する。一方、バッファ用コンパレータ
５には、送信機側のＰＮコードとイメージ関係にあるＰ
Ｎコードが入力する。このＰＮコードは、ミキサー７で
ローカル発振器６の出力（例えば２４７．５ＭＨｚ）と
混合されることにより、前記ＳＳＣ信号とイメージ関係
にある信号（以下、ＩＳＳＣ信号という）に変換され
る。バッファ用コンパレータ５はミキサー７の低入力イ
ンピーダンス（例えば５０Ω）に対応して波形整形およ
び５０オーム外部バッファとしてＰＮコード供給系の負
荷を軽くするために設けられている。前記ＩＳＳＣ信号
は、アンプ８で増幅され、ＢＰＦ９でサイドローブノイ
ズを減衰された後、整合回路１０を介してＳＡＷコンボ
ルバ４の他方の入力端子に入力される。整合回路３，１
０を通る拡散信号は周波数帯域幅が広く、特開平１ー１
０１７１８号に開示されたようなトロイダルコイルやボ
ビン付き可変コイルを用いた場合、インピーダンス不整
合によりＳＡＷコンボルバ４の挿入損失を充分少なくす
ることができない。本実施例では整合回路３，１０を構
成するインダクタＬ11，Ｌ12，Ｌ13，Ｌ21，Ｌ22，Ｌ23
としてチップ型インダクタを用いることにより、整合回
路３，１０の通過帯域幅を広げ、ＳＡＷコンボルバ４の
挿入損失の低減を図っている。
ＳＣ信号は、アンプ１で増幅され、ＢＰＦ２でサイドロ
ーブのノイズを減衰された後、整合回路３を介して逆拡
散復調を行なう相関器であるＳＡＷコンボルバ４の一方
の入力端子に入力する。一方、バッファ用コンパレータ
５には、送信機側のＰＮコードとイメージ関係にあるＰ
Ｎコードが入力する。このＰＮコードは、ミキサー７で
ローカル発振器６の出力（例えば２４７．５ＭＨｚ）と
混合されることにより、前記ＳＳＣ信号とイメージ関係
にある信号（以下、ＩＳＳＣ信号という）に変換され
る。バッファ用コンパレータ５はミキサー７の低入力イ
ンピーダンス（例えば５０Ω）に対応して波形整形およ
び５０オーム外部バッファとしてＰＮコード供給系の負
荷を軽くするために設けられている。前記ＩＳＳＣ信号
は、アンプ８で増幅され、ＢＰＦ９でサイドローブノイ
ズを減衰された後、整合回路１０を介してＳＡＷコンボ
ルバ４の他方の入力端子に入力される。整合回路３，１
０を通る拡散信号は周波数帯域幅が広く、特開平１ー１
０１７１８号に開示されたようなトロイダルコイルやボ
ビン付き可変コイルを用いた場合、インピーダンス不整
合によりＳＡＷコンボルバ４の挿入損失を充分少なくす
ることができない。本実施例では整合回路３，１０を構
成するインダクタＬ11，Ｌ12，Ｌ13，Ｌ21，Ｌ22，Ｌ23
としてチップ型インダクタを用いることにより、整合回
路３，１０の通過帯域幅を広げ、ＳＡＷコンボルバ４の
挿入損失の低減を図っている。
【００１８】ＳＡＷコンボルバ４は、ＳＳＣ信号とＩＳ
ＳＣ信号との相関を検出して両信号のコンボリューショ
ン（畳み込み積分）出力を発生する。このコンボリュー
ション出力は、整合回路１１を介してアンプ１２に入力
されアンプ１２および１３で増幅され、ＢＰＦ１４でサ
イドローブノイズを減衰された後、ＳＳＣ信号の逆拡散
復調信号として図３のＦＳＫ復調回路３７に入力され
る。
ＳＣ信号との相関を検出して両信号のコンボリューショ
ン（畳み込み積分）出力を発生する。このコンボリュー
ション出力は、整合回路１１を介してアンプ１２に入力
されアンプ１２および１３で増幅され、ＢＰＦ１４でサ
イドローブノイズを減衰された後、ＳＳＣ信号の逆拡散
復調信号として図３のＦＳＫ復調回路３７に入力され
る。
【００１９】図３に戻って、前記逆拡散復調信号は、Ｆ
ＳＫ復調回路３７に入力される。このＦＳＫ復調回路３
７はＳＡＷコンボルバ４と同様のＳＡＷコンボルバを遅
延線として用いた遅延検波回路からなり、前記逆拡散復
調信号を遅延検波する。この検波出力を、パルスアンプ
３８で増幅し、波形整形回路３９で波形整形することに
より、送信側のコンピュータ等で作成され送信されたデ
ィジタルデータと同じ「０，１」のパルス列が得られ
る。
ＳＫ復調回路３７に入力される。このＦＳＫ復調回路３
７はＳＡＷコンボルバ４と同様のＳＡＷコンボルバを遅
延線として用いた遅延検波回路からなり、前記逆拡散復
調信号を遅延検波する。この検波出力を、パルスアンプ
３８で増幅し、波形整形回路３９で波形整形することに
より、送信側のコンピュータ等で作成され送信されたデ
ィジタルデータと同じ「０，１」のパルス列が得られ
る。
【００２０】図１において、アンプ１２，１３は自動利
得制御（ＡＧＣ）される。すなわち、アンプ１２，１３
にはＡＧＣ電圧入力端子１５からＡＧＣ電圧が入力さ
れ、これによりその利得が制御される。ＡＧＣ電圧は例
えばＦＳＫ復調回路３７（図３）から出力される遅延検
波出力のレベルに応じて生成すればよい。図４はＡＧＣ
電圧生成回路の一例を示す。なお、図示しないが図３の
フロントエンド回路のアンプ３０にも従来通りのＡＧＣ
を行なっている。従来の通常のＡＧＣ回路ではフロント
エンド回路およびＩＦ回路にＡＧＣのコントロール信号
を投入するのが通例であった。しかし、ＳＡＷ相関器を
用いた受信機においては、ＡＧＣのノンリニアリティの
ため、特に受信信号レベルが高い場合、コンボリューシ
ョン出力波形に対するサイドローブノイズが増加し受信
感度が低下してしまうという問題があった。そこで、フ
ロントエンド回路のアンプ３０および逆拡散復調を行な
う相関器の出力のアンプ１２，１３にＡＧＣのコントロ
ール信号を投入し、自動利得制御した。この場合、ＩＦ
回路のＡＧＣは必要ではない。
得制御（ＡＧＣ）される。すなわち、アンプ１２，１３
にはＡＧＣ電圧入力端子１５からＡＧＣ電圧が入力さ
れ、これによりその利得が制御される。ＡＧＣ電圧は例
えばＦＳＫ復調回路３７（図３）から出力される遅延検
波出力のレベルに応じて生成すればよい。図４はＡＧＣ
電圧生成回路の一例を示す。なお、図示しないが図３の
フロントエンド回路のアンプ３０にも従来通りのＡＧＣ
を行なっている。従来の通常のＡＧＣ回路ではフロント
エンド回路およびＩＦ回路にＡＧＣのコントロール信号
を投入するのが通例であった。しかし、ＳＡＷ相関器を
用いた受信機においては、ＡＧＣのノンリニアリティの
ため、特に受信信号レベルが高い場合、コンボリューシ
ョン出力波形に対するサイドローブノイズが増加し受信
感度が低下してしまうという問題があった。そこで、フ
ロントエンド回路のアンプ３０および逆拡散復調を行な
う相関器の出力のアンプ１２，１３にＡＧＣのコントロ
ール信号を投入し、自動利得制御した。この場合、ＩＦ
回路のＡＧＣは必要ではない。
【００２１】なお、遅延検波回路３７はエンベロープ検
波回路または同期検波回路などに置換えてもよい。ただ
し、ビットエラー率が低く簡易で低コストな検波回路と
するにはＳＡＷデバイスを用いた遅延検波回路が好まし
い。
波回路または同期検波回路などに置換えてもよい。ただ
し、ビットエラー率が低く簡易で低コストな検波回路と
するにはＳＡＷデバイスを用いた遅延検波回路が好まし
い。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
逆拡散復調器としてマッチドフィルタなどＳＡＷコンボ
ルバ以外の素子を用いた従来のＳＳＣ送受信システム
の、逆拡散復調器部分に代替し得るＳＳＣ信号受信用相
関回路ユニットを提供することができた。したがって、
本発明のＳＳＣ信号受信用相関回路ユニットを用いれ
ば、逆拡散復調器としてＳＡＷコンボルバを用いない従
来のＳＳＣ送受信システムの知識に基づいて逆拡散復調
器としてＳＡＷコンボルバを用いたＳＳＣ送受信システ
ムを容易に構築することができ、データ伝送分野の人な
ど通信機のハードに詳しくない人達でもＳＳＣ送受信シ
ステムの復調器として簡便に使用できる。特にエラスチ
ックタイプのＳＡＷコンボルバは、ダイナミックレンジ
が広く、ＢＴ積が大きいという長所を有する反面、挿入
損失が大きいため、その適切な使用は専門家でも困難で
あったが、整合回路やＡＧＣ回路を工夫し、さらにこれ
らとＳＡＷコンボルバを１個のユニットとしたため、Ｓ
ＡＷコンボルバを用いた逆拡散復調器を実用化すること
ができた。
逆拡散復調器としてマッチドフィルタなどＳＡＷコンボ
ルバ以外の素子を用いた従来のＳＳＣ送受信システム
の、逆拡散復調器部分に代替し得るＳＳＣ信号受信用相
関回路ユニットを提供することができた。したがって、
本発明のＳＳＣ信号受信用相関回路ユニットを用いれ
ば、逆拡散復調器としてＳＡＷコンボルバを用いない従
来のＳＳＣ送受信システムの知識に基づいて逆拡散復調
器としてＳＡＷコンボルバを用いたＳＳＣ送受信システ
ムを容易に構築することができ、データ伝送分野の人な
ど通信機のハードに詳しくない人達でもＳＳＣ送受信シ
ステムの復調器として簡便に使用できる。特にエラスチ
ックタイプのＳＡＷコンボルバは、ダイナミックレンジ
が広く、ＢＴ積が大きいという長所を有する反面、挿入
損失が大きいため、その適切な使用は専門家でも困難で
あったが、整合回路やＡＧＣ回路を工夫し、さらにこれ
らとＳＡＷコンボルバを１個のユニットとしたため、Ｓ
ＡＷコンボルバを用いた逆拡散復調器を実用化すること
ができた。
【図１】 本発明の一実施例に係るＳＳＣ信号受信用相
関回路ユニットの回路図である。
関回路ユニットの回路図である。
【図２，図３】 図１のユニットを使用したＳＳＣ送受
信システムのブロック図である。
信システムのブロック図である。
【図４】 図１におけるＡＧＣ電圧を生成するためのＡ
ＧＣ電圧生成回路の回路図である。
ＧＣ電圧生成回路の回路図である。
１，８，１２，１３：アンプ、２，９，１４：バンドパ
スフィルタ、３，１０，１１：整合回路、４：ＳＡＷコ
ンボルバ、５：バッファアンプ、６：ローカル発振器、
７：ミキサー、１５：ＡＧＣ電圧入力端子、Ｌ11，
Ｌ12，Ｌ13，Ｌ21，Ｌ22，Ｌ23：チップ型インダクタ。
スフィルタ、３，１０，１１：整合回路、４：ＳＡＷコ
ンボルバ、５：バッファアンプ、６：ローカル発振器、
７：ミキサー、１５：ＡＧＣ電圧入力端子、Ｌ11，
Ｌ12，Ｌ13，Ｌ21，Ｌ22，Ｌ23：チップ型インダクタ。
Claims (3)
- 【請求項１】 ＳＳＣ信号を入力される第１の増幅器、
該第１の増幅器の出力を供給される第１のバンドパスフ
ィルタ、参照用ＰＮコードを入力される緩衝増幅器、前
記ＳＳＣ信号の搬送周波数に相当する周波数で発振する
発振器、該発振出力を前記緩衝増幅器から出力されるＰ
Ｎコードで変調する変調器、該変調器の出力信号を入力
される第２の増幅器、該第２の増幅器の出力を供給され
る第２のバンドパスフィルタ、第１および第２のバンド
パスフィルタの出力端にそれぞれ接続された第１および
第２の整合回路、前記第１および第２のバンドパスフィ
ルタの出力を前記第１および第２の整合回路を介して供
給されるＳＡＷコンボルバ、該ＳＡＷコンボルバの出力
端に接続された第３の整合回路、自動利得制御電圧入力
端子、前記ＳＡＷコンボルバの出力を前記第３の整合回
路を介して供給され該出力を前記自動利得制御電圧入力
端子に供給される電圧に応じた利得で増幅する第３の増
幅器、および該第３の増幅器の出力を供給される第３の
バンドパスフィルタを、１枚の印刷回路基板上に組み込
んでユニット化したことを特徴とするスペクトラム拡散
信号受信用相関回路ユニット。 - 【請求項２】 前記第１および第２の整合回路がチップ
型インダクタを含む請求項１記載の復調回路ユニット。 - 【請求項３】 前記第３の増幅器は自動利得制御機能を
有する単位増幅器２段を縦続接続したものである請求項
１記載の復調回路ユニット。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4118442A JPH06103874B2 (ja) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | スペクトラム拡散信号受信用相関回路ユニット |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4118442A JPH06103874B2 (ja) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | スペクトラム拡散信号受信用相関回路ユニット |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0629947A JPH0629947A (ja) | 1994-02-04 |
| JPH06103874B2 true JPH06103874B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=14736747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4118442A Expired - Lifetime JPH06103874B2 (ja) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | スペクトラム拡散信号受信用相関回路ユニット |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06103874B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3172683B2 (ja) * | 1996-10-09 | 2001-06-04 | 株式会社ケンウッド | 車載用電子機器 |
| JP3477551B2 (ja) | 1999-06-29 | 2003-12-10 | 株式会社ケンウッド | 車載用音響機器の操作パネル反転機構 |
-
1992
- 1992-04-13 JP JP4118442A patent/JPH06103874B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0629947A (ja) | 1994-02-04 |
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