JPH06104109B2 - 同調リアクタンスを持った超音波プロ−ブ用線形電力制御 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、水晶体乳化プローブ駆動装置の分野に関する
ものであって、更に詳細には、水晶体乳化用の同調型リ
アクタンス処理の分野に関するものである。

従来技術 誘導性負荷又は容量性負荷へ電力を供給する上で、該負
荷を横断しての電圧と該負荷を介しての電流との間の位
相角がゼロである場合に、電力の最大効率及び最大供給
が発生することは長い間知られている。システム乃至は
系の位相角は力率に関係している。当業者等に明らかな
如く、抵抗要素に加えて誘導性要素又は容量性要素を有
する任意の回路網のインピーダンスは、実数成分、即ち
抵抗要素、と、誘導性要素及び容量性要素の存在によっ
て発生される虚数成分とのベクトル和である。リアクテ
ィブ成分即ち無効成分がゼロである場合、システムのイ
ンピーダンスは純粋に抵抗性であり、且つ合成ベクトル
は実数軸に一致する。この様な場合に、位相角はゼロで
ある。力率は、負荷インピーダンスにおける無効成分と
実成分の相対的大きさの目安である。それはこれら２つ
のベクトル成分の相対的大きさに関連している。

力率は、又、パワー即ち電力を負荷へ強供するシステム
の効率の目安である。抵抗性成分のみが実際に電力を散
逸することが可能であるので、負荷インピーダンス内の
誘導性又は容量性のリアクタンス成分の存在は、システ
ムの電力供給の効率を減少させる。何故ならば、それは
電力供給の供給源抵抗における電力散逸を増大させるか
らである。この理由は、当業者等にとって明らかであ
り、従ってここでは詳細は割愛する。前述した現実の結
果として、負荷への電力供給の効率を最大とさせる為に
は、負荷インピーダンスの無効成分を同調回路内の等し
く且つ符号が反対の無効成分と直列又は並列に配置させ
ることによってそれを調出させ合成負荷インピーダンス
を純粋に抵抗性のものとさせることが有用であること
が、長年の間、電力会社やその他の電力供給技術にたづ
さわる技術者等にとって公知であった。この様な場合、
供給源インピーダンスは負荷インピーダンスの共役とし
て整合させると言われ、且つ負荷へ供給される電力は最
大とされる。

負荷へ供給される電力は次式で与えられる。

（１） 電力＝VIcosΘ 尚、Ｖは負荷インピーダンスを横断しての電圧降下であ
り、Ｉは負荷インピーダンスを介して流れる直列電流で
あり、cosΘは回路の力率である。該力率は、電流が電
圧よりも先行する場合に、「リード（先行）」すると言
われ、且つ電流が電圧に遅れる場合に、「ラギング（遅
れ）」すると言われる。

超音波プローブは、従来、プローブによって分裂された
組織の破片の吸い出しと結合されて、目の中における白
内障の破壊の為の水晶体乳化の為に使用されている。２
つの種類のプローブが従来開発されており、その１つは
ピエゾ電気結晶によって励起されるものである。この様
なピエゾ電気プローブは、従来、例えばチタン等の金属
からなるロッドであり、その中にピエゾ電気結晶を固着
させて該ロッドを振動させる為の励起源として機能させ
ている。ピエゾ電気結晶は、例えば40,000Hz等の高周波
数を持った電気交流駆動信号で駆動されている。プロー
ブの長さは、駆動信号の波長の半分の整数倍である。駆
動信号の影響下でのピエゾ電気結晶の振動は、ロッドを
その機械的共振周波数で振動させる。

プローブロッドの質量と結合された場合に、この様なプ
ローブにおける励起源として使用されるピエゾ電気結晶
は、誘導性成分と、容量性成分と、抵抗性成分とを持っ
た等価電気回路としてモデル化させることが可能であ
る。ロッドの金属の弾性を表す容量性成分があり、且つ
プローブの質量を表す誘導性成分がある。更に、目の中
の組織又は流体等の負荷に接触した場合のロッドの先端
部の運動に対しての抵抗を表す抵抗性成分があり、それ
はプローブの先端部の振動を減衰させる傾向とさせる。
ピエゾ電気結晶自身は、抵抗性成分を与え、それは該結
晶の端子間の電流の漏れの量に関連している。該結晶
は、更に、ピエゾ電気結晶の本来的な電気的特性、即ち
厚さや、誘電率や、面積等、を表す容量性成分を持って
いる。

温度が変化し、且つプローブ上の負荷が変化すると、プ
ローブの等価回路内の種々の抵抗性成分及びリアクティ
ブ即ち無効成分が値を変化させる。

これらの成分の値における変化は、プローブの機械的共
振周波数を変化させる。駆動周波数が変化した共振周波
数に対応して変化されない限り、最大の電力伝達効率は
達成されることがない。

更に、当業者等にとって明らかな如く、供給源と負荷と
の間の最大電力伝送は、供給源及び負荷のインピーダン
スが整合し従って負荷が純粋に抵抗性に見える場合に、
発生する。従って、超音波プローブの場合、共振周波数
におけるプローブ負荷インピーダンスが容量性無効成分
を持っている場合、供給源インピーダンスは、供給源と
負荷との間の電力伝送を最大とさせる為に等しい大きさ
の誘導性無効成分を持たねばならない。水晶体乳化プロ
ーブの結合した機械的及び電気的システムの抵抗性及び
無効成分の大きさが変化するので、電力レベルが変化し
且つ温度及びプローブの負荷条件が変化すると、固定し
たインダクタの場合に不可能ではないにしても、負荷イ
ンピーダンスへ供給源インピーダンスを整合させて、広
範囲の電力レベル及び周波数変動に渡ってプローブの無
効成分を相殺させることは困難である。この様な整合さ
せ同調させたシステムの利点は、供給源電圧発生器によ
って見られるインピーダンスが最小とされている（同調
用インダクタを包含する２ポート回路内に向かって）の
で、低電圧コンポーネントを使用することが可能であ
る。

従って、電力レベル、温度、及び負荷変動等の条件が変
化する場合に、負荷の無効成分が相殺される様に同調さ
せることの可能な水晶体乳化プローブドライバーの必要
性が発生していた。更に、電力レベル、温度、及び負荷
条件等が変化するか、又は新たなプローブをシステムに
取付けた場合に、変化した機械的共振周波数へ整合させ
る為に駆動周波数を変化させることの可能なプローブ駆
動回路に対する必要性が発生していた。更に、ユーザが
所望の電力レベルを設定することが可能であり且つ電力
レベルがプローブへ伝送される様な比例的電力制御を具
備する水晶体乳化プローブドライバーに対する必要性が
発生していた。

目 的 本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述
した如き従来技術の欠点を解消し、水晶体乳化用等のプ
ローブ用の実質的に比例的な電力制御を与える方法及び
装置を提供することを目的とする。更に、水晶体乳化プ
ローブの等価回路の無効成分を相殺することによってプ
ローブへのドライバーからの電力伝送の効率を最大とさ
せる為に水晶体乳化用等のプローブドライバーの供給源
インピーダンス無効成分の一定の同調を与える装置及び
方法を提供することを目的とする。電力レベル、温度、
及び負荷条件が変化するか又は異なったプローブをシス
テムの取り付けた場合に、プローブの変化する機械的共
振周波数を実質的に整合させる為に水晶体乳化用等のプ
ローブドライバーの周波数を同調させる装置及び方法を
提供することを目的とする。

構 成 本発明の１実施態様においては、リニア電力制御装置
が、マイクロプロセサを有しており、該マイクロプロセ
サは直列インターフェースを介してユーザによって所望
の電力レベルを設定する為に操作されるフットベダル制
御器へ結合されている。該マイクロプロセサは、更に、
正面パネル上の最大電力レベル制御器へ結合されてお
り、それもユーザによって100％電力レベルを確立する
為に操作される。該マイクロプロセサは、フットペダル
位置及び正面パネル上の最大電力レベル制御器の位置を
読み取り、且つフットベダルからの信号をスケールし
て、正面パネルにおいてユーザによって設定された最大
レベルの百分率として所望の電力レベルを決定する。次
いで、マイクロプロセサは、デジタル利得数を発生し、
それをプログラム可能利得のリニアパワーアンプへ送給
する。このアンプも、電圧制御オシレータ（VCO）の形
態の駆動信号周波数発生器へ供給される。プログラム可
能リニアパワーアンプは、マイクロプロセサからのデジ
タル入力によって確立される利得レベルだけ該駆動信号
を増幅する。このプログラム可能アンプは、市販のリニ
ア利得を具備するVCOが存在するので、幾つかの実施形
態においては、VCOと結合させることが可能である。リ
ニアプログラム可能アンプの出力は、クラスABで動作す
る別のパワーアンプによって増幅される。このアンプの
出力は電圧ステップアップ変圧器へ印加され、該変圧器
の二次側は同調用インダクタを介してピエゾ電気結晶即
ち水晶体乳化プローブを励起させる結晶へ結合されてい
る。

同調用インダクタは、該結晶及びプローブの機械系によ
って提供される負荷インピーダンスの無効成分を相殺す
る為に駆動回路供給源インピーダンスを維持する様にプ
ローブ駆動回路の供給源インピーダンスを調節すること
が可能な手段である。好適実施例においては、該同調用
インダクタは、強磁性コアとそこから延在する３本のア
ームを有している。これらのアームの２本は、それらの
周りに巻着されたAC駆動信号コイルを持っている。該AC
駆動信号は、該コアを介しての磁束をセットアップし、
その一部は３番目のアームを介して通過する。３番目の
アームの周りには、磁束変調用コイルが巻着されてお
り、それを介してマイクロプロセサによって制御された
振幅でDC電流が流れる。該同調用インダクタの目的は、
全ての負荷、温度、及び電力レベル条件に対して、負荷
インピーダンスの無効成分を相殺させる為に供給源イン
ピーダンスを同調させることが可能である様に、負荷イ
ンピーダンスと直列であるインダクタンスの量をマイク
ロプロセサが制御することを可能とすることである。負
荷の容量性リアクタンスを相殺する為に使用することの
可能ないかなる同調用インダクタでも本発明において使
用することが可能である。

供給源インピーダンスの無効成分を制御する為に、マイ
クロプロセサは、力率又はピエゾ電気結晶負荷を介して
流れる電流に対する電流波形を表すフェイザーとピエゾ
電気結晶負荷を横断しての駆動電圧を表す波形との間の
位相角を検知することが必要である。位相検知器がこの
目的の為に使用される。その１つの入力端は、該結晶を
横断しての駆動電圧に対する電圧波形をサンプルし、且
つその別の入力端は、該結晶を介しての駆動電流に対す
る電流波形をサンプルする。この電流波形サンプリング
は、電圧セットアップ変圧器の一次側におけるタップか
ら取られる。１実施例おいては、この変圧器には、その
帰還側に組み込んで、電流検知用抵抗が設けられてい
る。この抵抗を横断しての電圧降下はステップアップ変
圧器の一次側を介して流れる電流に比例し且つそれと同
位相である。負荷の無効成分を相殺させる為に本システ
ムによってゼロへ又はユーザが決定した許容可能な位相
角へ同調されるべきものは、一次側において流れる電流
と一次側を横断しての電圧との間の位相角である。負荷
電流の位相を検知するその他の任意の手段も本発明にお
いて使用することが可能である。例えば、電流プローブ
又は電流検知変圧器を使用することも可能である。

位相検知器は、位相の大きさ及びその符号を表す２つの
パルス幅変調デジタル信号を発生する。これらパルス幅
変調信号は加算され且つ積分されて、位相角誤差の大き
さを表すアナログ信号を発生する。このアナログ信号
は、位相角誤差を表すデジタル数へA/D変換器によって
変換される。ゼロ以外の任意の位相角が、離調状態を表
し、その場合、プローブインピーダンスのリアクタンス
は相殺されない。位相角がゼロでない場合（又は、幾つ
かの実施例における如く、ユーザが設定するいかなる許
容可能な位相角であっても）、マイクロプロセサがこの
事実を検知し且つ同調用インダクタンス内の磁束変調用
コイルを介して流れるDC電流を変化させる。このこと
は、同調用インダクタのAC駆動用コイルを介して通過す
るコア内の磁束量を変化させ、その際にそのインダクタ
ンスを変化させる。このプロセスは、プローブインピー
ダンスにおける無効成分が相殺され且つ供給源駆動イン
ピーダンスがプローブインピーダンスの共役に整合され
る迄、DCコイルの駆動電流に対する小さな変化をもって
継続される。

本発明の好適実施態様は、或る詳細部分が異なる点を除
いて、上述した実施態様と機能的に等価である。好適実
施態様では電流検知用抵抗を使用しない。勿論、電流検
知用変圧器は使用する。更に、位相検知器の入力端と２
つの位相信号入力端との間に２つの比較器が使用されて
いる。各比較器は、駆動信号振幅をゼロと比較し且つそ
の出力端において一連の状態変化を発生する。これらの
状態変化の間の時間差を位相検知によって使用されて位
相角を決定する。これらの状態変化は又マイクロプロセ
サによってモニタされて、プローブ駆動回路に何か不都
合があることを示す接地欠陥が存在するか否かを決定す
る。好適実施例も、駆動変圧器コアの脚部を１つをAC駆
動コイル支持体として使用し、且つ他の２つの脚部をDC
同調用コイルの２つの半割用の支持体として使用してい
る。好適実施例はリニアプログラム可能アンプを使用し
ていない。その代わりに、デジタル・アナログ変換器を
使用しており且つVCO上の振幅変調制御入力を使用して
いる。この様に、フットペダルからマイクロプロセサへ
伝達されるユーザの電力要求は、マイクロプロセサによ
ってデジタルの所望の電力数へ変換される。これらの数
は、デジタル・アナログ変換器によってアナログ信号レ
ベルへ変換され、且つVCOの振幅変調制御入力端へ供給
されて、所望の電力に従ってVCO出力の振幅を変調させ
る。

VCOが使用される理由は、変化する条件及び変化するプ
ローブに対して駆動周波数を変化させることを可能とす
る為であり、これにより、駆動周波数は、プローブの機
械的共振周波数と実質的に整合する。同調用インダクタ
がプローブ駆動回路において必要とされる理由は以下の
如くである。共振状態におけるプローブのピエゾ電気結
晶／機械系は、容量性リアクタンス成分を持った負荷イ
ンピーダンスを持っている。負荷インピーダンスと直列
である同調用インダクタのインダクタンスは、プローブ
によって表される容量性リアクタンスに等しく且つそれ
と特性が反対である様にマイクロプロセサによって変化
される。駆動周波数がプローブの機械的周波数と整合す
る場合及び供給源インピーダンスの誘導性リアクタンス
がプローブの容量性リアクタンスと整合する場合、位相
角はゼロで且つ供給源インピーダンス及び負荷インピー
ダンスの実成分の与えられた比に対して、最大の電力伝
送効率が達成されている。マイクロプロセサは、磁束変
調用コイル、即ちDCコイルを介して流れる電流を変化さ
せて、実質的に位相角から離調させる。このことは、１
実施例においては、所望の変化量を表すデジタル数又は
一連のデジタル数（増分的に変化する実施例において）
を発生させ且つこの数をD/A変換器へ給送することによ
って行なわれる。この変換器は、該デジタル数をアナロ
グ電流へ変換し、それはDC磁束変調用コイルを介して電
流ドライバーを介して駆動される。

本発明の供給源インピーダンス同調用の側面は、幾つか
の実施例においてもリニアパワー制御装置用として使用
されている。この供給源インピーダンス同調用装置は、
又、電力レベルが固定されているシステムにおいても有
用である。即ち、マイクロプロセサが常に位相角をモニ
ターし、温度又は負荷条件における変化が負荷インピー
ダンスの変動を発生させる場合に、位相角が発生する。
この位相角はマイクロプロセサによって検知され、それ
は、磁束変調用コイル及び同調用インダクタを介して流
れる電流レベルを変化させて位相角をゼロ又はユーザに
よって設定された値へ向かって減少させる。この様に、
供給源インピーダンスは、機械的共振周波数において負
荷の無効成分を相殺する様に連続的に維持され、その際
に常時最大電力転送効率を確保する。

リニアパワー制御器及び供給源インピーダンス同調用装
置の両方において、CPUは、電力レベル及び幾つかの実
施例においては温度の特定の条件に対しての必要な磁束
変調用コイルバイアス電流を表すデータを格納する１つ
又はそれ以上のルックアップテーブルを使用する。幾つ
かの実施例においては、プローブの温度は、プローブへ
伝送された電力量及びこの電力散逸レベルがプローブに
おいて維持される時間をモニターすることによって推定
することが可能である。幾つかの実施例において、電力
レベル、経過時間、又は位相角は、同調用インダクタの
同調動作の基礎とする基準とすることが可能である。そ
の他の実施例において、温度フィードバック信号が、マ
イクロプロセサへのプローブ温度の積極的な表示を供給
する為に存在することが可能である。各ルックアップテ
ーブルは、温度、電力レベル、位相角、経過時間、又は
これらのデータの何等かの組合せの各可能な条件に対し
て使用する為の適切なバイアスレベルに対するデータを
持っている。各アドレスにおいてアクセスされるデータ
は、機械的共振周波数にあるプローブに対して負荷イン
ピーダンスの無効成分を相殺すべくドライバーの供給源
インピーダンスが同調されている様に現存する条件に対
して磁束変調用コイルを介して駆動される電流の実験的
に決定された量を表している。次いで、マイクロプロセ
サは、ルックアップテーブルから現れるデータを採取
し、且つそれをD/A変換器へ送給して、磁束変調用コイ
ルに対してのバイアスの適切なレベルへ変換される。幾
つかの実施例においては、この同調条件の第１レベル近
似で十分においては、この同調条件の第１レベル近似で
十分である。他の実施例においては、この同調条件の第
１レベル近似は、更に、位相角の実際の測定及び磁束変
調用コイル用のバイアスレベルを更に調節することによ
って微細同調を行ない、位相角をゼロ又はユーザが画定
した許容可能な値へ到達させる。位相角が調節され且つ
磁束変調用コイルのバイアスレベルが変化される態様は
上述した如くである。

好適実施例においては、ルックアップテーブルは使用さ
れない。その代わりに、スイーパーソフトウエアルーチ
ンが、市販されている使用可能の水晶体乳化プローブの
全ての可能な機械的共振周波数を包含するものとして知
られている周波数範囲に渡って駆動周波数をスイープ即
ち掃引する。このスイープの間、プローブ駆動電流がモ
ニターされ且つその時刻での最高のプローブ駆動電流と
比較される。駆動信号の現在の周波数が現在の最高プロ
ーブ駆動電流よりも大きなプローブ駆動電流となると、
現在のプローブ駆動電流は新たな最高プローブ駆動電流
値と置換される。この処理は、全周波数範囲が調査され
る迄継続される。最高プローブ駆動電流に対応する周波
数は、VCOの周波数変調入力端へ信号を送ることによっ
てVCO内へ設定され、それから対応する周波数を持った
プローブ駆動信号を発生させる。適切な駆動周波数が決
定された後、可及的に位相角から離調させるソフトウエ
アルーチンが実行される。このルーチンは、所望の位相
角差を表す一定の基準位相角と実際の位相角との間の位
相角差を決定する。次いで、この差を２で割って且つDC
コイルバイアス駆動を調節する為に使用される。この逐
次近似処理は、位相差が許容可能な範囲内に入る迄継続
される。

条件が変化する場合にプローブの共振周波数を整合する
為にプローブドライバーの駆動周波数を同調すること
は、本発明の重要な特徴の１つである。環境温度が変化
する場合又は長期の使用及びプローブ内での電力散逸が
発生する場合、プローブ温度を安定化させる為の何等か
の機構が設けられない限り、プローブの温度は変動す
る。プローブの温度が変動すると、ピエゾ電気結晶及び
機械系を表す等価回路内の種々の無効成分の大きさも変
化する。これは、プローブシステムの共振周波数を変化
させる効果を持っている。無効成分の大きさにおける変
化は、全インピーダンスの無効成分の大きさも変化する
という事実によって、変化した位相角又は力率内に反映
され、その際に実成分を持った合成インピーダンスベク
トルの角度を変化させる。更に、プローブが目又は組織
等の液体に遭遇すると、プローブ先端での機械的負荷が
変化し、且つこのことはインピーダンス負荷ベクトルに
おける抵抗性即ち実成分の値を変化させる。これらの実
成分における変化は、位相角を変化させる。何故なら
ば、負荷変化はベクトル和を変化させ、従って実成分を
有する合成インピーダンスベクトルの角度を変化させ、
且つそれらは共振周波数も変化させることが可能だから
である。プローブシステムの共振周波数におけるこれら
の変化は、プローブシステムの機械的共振周波数を整合
させる為に駆動波形の周波数を変化させない限り、電力
伝送効率を低下させる。幾つかの実施例においては、駆
動波形の周波数は、任意の特定のプローブ温度、位相角
等における共振周波数に関する実験的に決定したデータ
を有する１つ又はそれ以上のルックアップテーブルを使
用することによってマイクロプロセサによって変化され
る。幾つかの実施例においては、マイクロプロセサが、
温度検知器を使用してプローブ温度を検知するか、又は
測定した時間に対してプローブ内における電力散逸の測
定した量を仮定してプローブ温度を推定する。この実際
の又は推定した温度データ（電力レベル、位相角、又は
その両方に対してもこの技術を使用可能）から、ルック
アップテーブル内へのアドレスがマイクロプロセサによ
って供給され、且つその位置におけるデータがアクセス
される。次いで、このデータを使用してデジタル周波数
制御ワードが発生される。この周波数制御ワードはD/A
変換器を介してアナログ変換器へ変換され、且つVCOの
制御入力端へ印加されて、駆動信号周波数を変化させて
新たな機械的共振周波数を整合させる。好適実施例にお
いては、駆動周波数は上述した試行錯誤によって変化さ
れる。

本発明に基づいて共振周波数を整合させる為のリニア電
力制御、広範囲の条件に渡ってのインピーダンスマッチ
ング、及び供給源周波数同調の方法は、これらの処理を
実行する装置の機能の上述した説明から理解することが
可能である。

実施例 以下、添付の図面を参考に、本発明具体的実施の態様に
付いて詳細に説明する。

第１図を参照すると、本発明の３つの全ての特徴を実施
する本発明の１実施例に基づいて構成されたシステムを
ブロック図で示してある。マイクロプロセサ20は本シス
テムの中心である。１実施例においては、マイクロプロ
セサ20は、市販のMicro/Sys B8010 CPUカードの一部と
することが可能である。マイクロプロセサ20は本システ
ムが実行する全ての機能を制御する。本発明に拠れば、
３つの別個で独立した機能が実行され、その全てが他の
機能と独立的に使用することが可能であり、且つその全
てが水晶体乳化プローブ駆動システムにおいて有用性を
持っている。然し乍ら、最良の性能は、本発明のこれら
３つの機能を組合せて使用することによって得られる。
本システムの種々の部品の目的及び機能は、本システム
が実施する各機能を説明する中で説明し、従って機能を
達成する為の各個別要素の他の要素との協働関係が明確
となる。

水晶体乳化プローブドライバーシステムにおいて、プロ
ーブ内で散逸される電力量に関して実質的に線形的な制
御を有することが有用である。第１図において、プロー
ブ22は金属ロッドであって、円錐機械的増幅器部分24及
び機械的増幅器24上の小さな直径の管の形態の突出する
ノーズ部材26を持っている。プローブ22の金属内に内蔵
させるか又はその他の方法によって機械的に取り付け
て、一対のピエゾ電気結晶28及び30が設けられている。
結晶28及び30の目的は、プローブ22の金属を励起させ
て、ライン32及び34上の電気駆動信号に応答して結晶が
振動する際にプローブ22の金属を励起させることであ
る。ピエゾ電気結晶28及び30とプローブ22の機械系とを
一緒にして、第２図に示した等価回路によってモデル化
させることが可能である。これら２つの抵抗性成分Rp及
びRsは、夫々、結晶28及び30のライン32と34の間の漏れ
及び突出するノーズ部材26の運動に対しての突出するノ
ーズ部材26の先端部に接触する機械的負荷、例えば白内
障又は水又はその他の組織、の抵抗を表している。Rsの
値は、ノーズ部材26が、空気中での自由な振動に対し
て、目の中の水やその他の流体等の液体と接触すると、
著しく変化する。結晶／機械系のコンピュータシミュレ
ーションによれば、Rsは変化する条件と共に著しく増大
することが可能である。

電力が結晶内で散逸されると、或る時間に渡って十分な
量の電力が散逸されると、プローブ22の温度が増加す
る。通常、プローブ22はノーズ部材26を介しての流体通
路を持っており、それに対して真空が付与されて、ノー
ズ部材が接触される組織や目の流体等がノーズ部材を介
して吸い出され回収カセット内に回収される。これは、
或る程度の冷却をプローブに与え、従ってプローブの温
度上昇は、結晶内の電力散逸によりプローブ内に流れ込
む熱と、ノーズ部材26内の流体チャンネル（不図示）を
介して吸い出される冷却流体によってプローブから取り
去られる熱の間の熱平衡に依存する。

結晶／機械的プローブ系の等価回路から理解される如
く、プローブの機械的側面を表す容量及びインダクタン
スの直列回路は機械的共振周波数を持っている。一般的
に言って、結晶28及び30が機械的共振周波数で振動する
様な周波数で駆動される場合、本システム即ち系の機械
的側面を表す直列容量及びインダクタンスは相互に相殺
しあい且つ全体的なプローブ負荷インピーダンスを表す
等価回路から消え去る。このことは、第４図に示した如
く、ピエゾ電気結晶の容量によって支配される等価回路
を残存させる。従って、負荷インピーダンスは容量性リ
アクタンス成分を持っている。電力伝送の最大効率を得
る為に、負荷インピーダンスのこの容量性成分は、それ
と直列の大きさが等しく符号が反対の誘導性インピーダ
ンスによって相殺させねばならない。このことは、イン
ダクタンスL_Tを持った同調用インダクタ36を使用するこ
とによって達成される。該同調用インダクタンスは、A,
B,Cの符号を付した３本の脚部を持った強磁性コアから
構成されている。脚部Ａ及びＣはその周りに直列接続さ
れているAC駆動信号コイルが巻着されている。これらの
コイルの目的は、プローブの負荷インピーダンスと直列
なインダクタンスを与えて、機械的共振周波数での負荷
インピーダンスの容量性リアクタンスを相殺させること
である。その為に、以下コイルＡ及びＣとして言及する
こともあるAC駆動信号コイルが、脚部Ａ及びＣの強磁性
物質を介して空気中へ出て次いで脚部Ｂを介して該コア
内へ帰還する磁束経路を確立している。

脚部Ｂはその周りにDC磁束変調コイルが巻着されてい
る。DCがこのコイルを介して流されると、該強磁性コイ
ル内の磁束の量が変化される。該コア内の磁束の量が変
化すると、該インダクタのインダクタンスが変化する。
従って、脚部Ｂの周りに巻着されているコイル44（以
後、フラックス又は磁束変調コイルとも呼ぶ）を介して
流れる電流の大きさを制御することによって、同調用イ
ンダクタのインダクタンスを変化させることが可能であ
る。

磁束変調コイル44は、VCO増幅器38の出力端へ結合され
ている。この増幅器は、D/A変換器40からの電圧入力信
号を受け取る。電圧対電流増幅器38の目的は、D/A変換
器からのライン42上の電圧を磁束変調コイル44介して流
れるDCバイアス電流の対応する大きさへ変換させる。

D/A変換器40は、その入力として、マイクロプロセサか
らバス46上に位相角調節デジタルワードを受け取る。こ
の位相角調節ワードは、幾つかの入力データ項目に応答
してマイクロプロセサ20によって発生される。これらの
データ項目の１つは、バス48上の位相角誤差ワードであ
る。この位相角誤差データは、結晶負荷を横断して印加
される駆動電圧波形を表すフェイザー（phasor）と該結
晶を介して流れる負荷電流に対しての電流波形を表すフ
ェイザーとの間の位相角を表す。この位相角誤差情報
は、位相検知器50によって一部展開される。該位相検知
器の出力端は加算器及び積分器52へ結合されており、そ
の出力端はA/D変換器54へ結合されている。

位相角誤差調節信号がどのようにしてバス48上に発生さ
れるかを理解する為に、駆動回路の残部を予備的内容と
して説明する。駆動回路の機能は、結晶28及び30を、該
結晶をプローブ22の機械的共振周波数で振動させるAC駆
動波形で駆動することである。明らかに、この処理の第
１のステップは、プローブ22の機械的共振周波数と等し
い周波数を持った駆動信号を発生させる。このことは、
１実施例において、VCO56によって行なわれる。然し乍
ら、幾つかの実施例においては、VCO56は、プローブが
殆どの時間において動作する温度に対して該プローブに
対する機械的共振周波数に設定された固定周波数オシレ
ータとすることも可能である。この様な実施例を第18図
及び第19図に示してあり、第18図の実施例は比例的電力
制御を持っており、且つ第19図の実施例は固定電力レベ
ルを持っている。以下の説明から明らかな如く、このこ
とは、最適な状態ではないが、ある条件下においては許
容可能なものである。

第１図中のライン58上のオシレータの出力はリニアプロ
グラム可能な増幅器60の入力端へ付与される。この増幅
器の目的は、バス62上の信号によって確立される利得値
によってバス58上の信号を増幅することである。比例的
電力制御を使用する１実施例においては、バス62上のデ
ータビットはユーザによって設定される所望の利得を表
す。

１実施例において、ユーザが２つの制御器を操作するこ
とによって所望の利得レベルを確立する。第１制御器
は、正面パネル66上の最大電力制御器64である。制御器
64によって、ユーザは所望とする最大電力レベルを確立
する。マイクロプロセサ20は、従来の構成I/O回路68を
介してこの最大電力レベルを読み取る。１実施例におい
て、I/O回路68は、カリフォルニア州、グレンデールのM
icro/Sys社によって製造されているSB8466ボードであ
る。マイクロプロセサと正面パネル66との間のI/O変換
を実行する為には任意の従来の方法及び装置を使用する
ことが可能である。

所望の電力レベルが設定されるその他のユーザが操作可
能な制御器はフットベダル68である。この制御器は、ペ
ダルをユーザが足で押し下げることによって、制御器64
によって設定されている最大電力の百分率として所望の
電力レベルを確立することを可能としている。フットペ
ダルの押し下げは、変換器を動作させ、それは従来の構
成のRS232インターフェース回路70を介してマイクロプ
ロセサ20によって読み取ることが可能である。１実施例
において、フットペダルは、実際には、カリフォルニア
州サンリアンドロのアルコンサージカルMIDラボラトリ
によって製造されているMVS−XIV又はMVS−XXと呼ばれ
る外科器具へ取付けられている。MVS−XIVは、フットペ
ダルの位置を読み取り且つその情報を、第１図のドライ
バーシステムをMVS−XIVへ接続させているRS232インタ
ーフェースを介してマイクロプロセサ20へ送給する。然
し乍ら、この「ミドルマン」構成は本発明にとって臨界
的なものでなく、従来のインターフェース回路を持った
フットペダル68を使用することも可能である。然し乍
ら、MVS−XIVが存在する場合には、吸い出し真空が発生
され、本ブローブで実施される動作をサポートすること
が可能である。この真空は真空ライン（不図示）によっ
てプローブ22へ結合されている。

マイクロプロセサ20は、フットペダル68からの及び最大
電力制御器64からのデータを使用して、以下に説明すべ
きメインソフトウエアのループにおいてスケーリング動
作を行なう。フットペダル68からのデータはフットペダ
ルのフルスケール即ち最大の変位の百分率を表す数であ
る。

最大電力制御器64からのデータは、フットペダルの100
％変位に対してユーザによって設定される所望の最大電
力レベルを表している。マイクロプロセサ20は、単純
に、これら２つの数を結合させて、ユーザが現在所望し
ている最大電力の百分率を決定する。次いで、この数は
バス62上を介してリニアプログラム可能増幅器60へ出力
される。この増幅器は、ライン58上の駆動信号を増幅し
且つそれをライン72上の所望の増幅レベルで出力する。
第19図に示した如き固定電力実施例において、バス62上
のデジタルワードは固定されるか、又は、幾つかの実施
例においては、ユーザに対して使用可能な選択した数の
利得レベルステップの１つである。

ライン72上の駆動信号は、大略、所望の電力散逸に関連
したRMS電圧レベルを持った正弦波である。この信号
は、クラスABモードでの増幅の為にパワーオペアンプ74
の入力端へ印加される。

増幅器74の出力は電圧セットアップ変圧器76の一次側へ
印加される。電流検知用抵抗78は、変圧器の一次側から
オペアンプ74への帰還ラインと直列である。変圧器76の
二次側はライン34及びライン80と結合されている。ライ
ン80は、同調用インダクタ上のコイルＣの一端に結合さ
れている。コイルＣの他の端子はコイルＡの一方の端子
へ結合されている。コイルＡの他方の端子は、ライン32
を介して、結晶28及び30（これらは直列に接続されてい
る）の一方の端子へ結合されている。ライン34はピエゾ
電気結晶30の帰還側へ結合されている。従って、ステッ
プアップ変圧器76の二次側内を流れる電流は、プローブ
22の結晶28及び30を介して流れる直列電流である。注意
すべきことであるが、この電流は、又、同調用インダク
タコイルＡ及びＣを介して流れる。

ライン72上の電圧波形はステップアップ変圧器の一次側
を横断しての電圧波形と同位相であるから、位相検知器
50は、ライン72上の波形はステップアップ変圧器を横断
しての電圧と同位相であることを確保しながら、ライン
72上の電圧をサンプルすることが可能である。ドライバ
ーからプローブへの電力伝送の相対的効率を決定する為
に、ステップアップ変圧器一次側を横断しての電圧と該
一次側を介しての電流との間の位相角を決定せねばなら
ない。位相検知器はこのことを、ライン72上の電圧波形
の位相を、電流検知用抵抗78を横断しての電圧降下によ
って決定される如く、ステップアップ変圧器76の一次側
内を流れる電流の位相と比較することによって行なう。
位相検知器50は、従来のモトローラ社の集積回路とする
か、又は市販されている任意の等価なものとすることが
可能である。

位相角誤差の大きさは、ライン84及び86上のパルスの幅
によって表される。積分器52の目的は、時間に関してパ
ルスを平均化することであり、従って本システムは位相
角における変化に対して滑らかなDC応答を持っている。
A/D変換器54は、アナログ位相角誤差信号をバス48上の
デジタル位相角誤差ワードへ変換させる。

マイクロプロセサ20は、ローカルRAM90内に格納されて
いるプログラムを走らせることによって、本発明の線形
電力制御、インピーダンスマッチング（整合）、周波数
同調機能を実施する。このメモリは、又、ルックアップ
テーブル及び本システムの寿命中に変化することのない
その他の情報を格納する為のROMを有している。

第３図を参照すると、ピエゾ電気結晶が機械系（方程式
Ａ）の共振周波数で駆動される場合に存在する関係を定
義する式（Ａ）が示されている。第３図中の式Ｂは、該
結晶が機械系の共振周波数で駆動される場合に同調した
条件にある場合の同調用インダクタンスの値を定義して
いる。方程式Ａは、任意の特定の温度に対しての本機械
的プローブ系の共振周波数に対する表現を示している。

第２図において、本機械系は、Rs、Cs、Lsと符号を示し
た等価回路中の構成要素によって表されている。要素Rs
の値は、プローブの先端部によって係合される機械的負
荷を表している。要素Csはプローブ内の金属の弾性を表
している。

要素Lsはプローブの質量を表している。要素Csの値は、
温度が変化すると変化する。温度は、環境温度が変化す
るか、又は結晶の励起を介してプローブ内に電力が散逸
される為に、変化することがある。要素Rsの値は、プロ
ーブの負荷によって著しく変化する。

結晶／プローブ系等価回路のその他の構成要素はCp及び
Rpである。要素Cpは第１図中の結晶28及び30の並列電気
容量を表している。要素Rpは該結晶の端子間の電流の漏
れ、即ちライン32からライン34への電流の漏れを表して
いる。

機械的共振周波数において、Cs（jwCs）によって表され
る無効成分は、無効成分Ls（1/jw Ls）と正確に大きさ
が等しく且つ符号が反対である。これら２つの無効成分
は互いに相殺しあうので、結晶／プローブ系に対する等
価回路は第４図に示す如くになる。第４図から理解され
る如く、該等価回路は結晶28及び30の実質的な容量性リ
アクタンスを持っている。従って、負荷インピーダンス
は、並列な抵抗RsとRpの値によって表される実成分を持
っており、且つ容量Cpによって表される容量性の無効成
分を持っている。本発明に拠れば、無効成分及びCpによ
って表される負荷インピーダンスを相殺させる為に、同
調用インダクタL_Tを同調することによって最大電力効率
が得られている。結晶28及び30が任意の特定の温度に対
して本機械系の共振周波数で駆動される場合、同調用イ
ンダクタンスに対する必要な値は第３図において方程式
Ｂによって与えられる。

方程式Ｂから理解される如く、同調用インダクタンスに
対する値は、抵抗性成分Rs及びRpに対する値に高度に依
存すると共に、結晶28及び30の並列電気容量の値に依存
する。このことは、本プローブ系を適切な同調状態に維
持する為に同調用インダクタンスに対しての必要な値
は、変動する温度、変動する負荷条件、及び駆動系によ
ってプローブ内に散逸される電力レベルにおける変動と
共に変化することを意味している。この理由は、雰囲気
温度における変化か又はプローブ内の電力散逸における
変化が、プローブの温度を上昇させ、従って物質の弾性
に影響を与えるからである。このことは、第２図中の等
価回路における要素Csの値を変化させ、従って第３図中
の方程式Ａによって定義される如き機械的共振周波数を
変化させる。変動する負荷条件も、機械的共振周波数を
変化させる。何故ならば、第２図におけるRsの値の変化
に加えて、変動する負荷は、更に、負荷が本系の質量の
実効的部分となるので、Lsの値に影響を与えるからであ
る。このことは、又、第３図によって方程式Ａで定義し
た機械的共振周波数の値を変化させる。結晶／プローブ
系の容量性リアクタンスを調出することに関する本発明
は、その共振周波数で動作する場合に、即ち、少なくと
も２つの態様で実現させることが可能である。１つの態
様は、粗同軸のみの処理であり、且つ他の態様は粗同調
処理とそれに続く微同調処理との組合せである。１実施
例において、L_Tの値を、２ステッププロセス（処理）を
使用して、第３図における方程式Ｂによって定義される
レベルへ調節させる。このプロセスにおける最初のステ
ップは、粗同調プロセスであり、その場合、ライン48上
の位相角誤差ワードを使用してルックアップテーブル内
のアドレスを発生させる。このルックアップテーブル
は、種々の電力レベルから得られる位相角に対しての実
験的に決定された値を可能としている。変動する電力レ
ベルに関しての等価回路構成要素の値における変化の全
体的な影響は、全体的な負荷インピーダンスの大きさ及
びその実成分と相対的な位相角を変化させることであ
る。負荷インピーダンスの相対的成分も変化し、その際
に無効成分を破壊し供給源インピーダンスとの整合を相
殺する。この２つのインピーダンスにおける整合におけ
る変化は、位相角を変化させる。これらの変化に応答し
てL_Tが変化されない限り、プローブは離調し、且つ最大
電力伝送効率は維持されない。

本発明システムは、上述した変化から得られる位相角変
化をルックアップテーブルへのインデックスとして使用
し、該テーブルからデータを得て、それが本システムを
その位相角条件に対して最大性能の為に同調させたまま
とさせる為の同調用インダクタの必要な大きさを画定す
る。該ルックアップテーブルは、与えられた位相角、又
は電力レベル、又は温度、又はこれら３つの何等かの組
合せに対して、同調用インダクタのインダクタンスの最
適な大きさを画定する実験的に決定したデータを有して
いる。幾つかの実施例においては、ルックアップテーブ
ルの調整のみで十分な場合もあるが、１実施例において
は、追加の調整を行なって、同調用インダクタのインダ
クタンスを微同調して、位相角をゼロ又はその他の何等
かの位相角誤差の所定の許容レベルへ合せさせる。この
同調用インダクタを同調させるプロセスにおける第２段
階は、磁束変調用コイルのDCバイアスレベルをインクリ
メント即ち増分させ且つ位相角をテストすることを包含
する。このプロセスは、位相角が所定の許容可能な角度
に到達する迄継続される。ユーザは、ゼロを包含するこ
の位相角に対して任意の許容可能なレベルを設定するこ
とが可能である。

第５図を参照すると、マイクロプロセサ20によって走ら
されるソフトウエアのメインループに対するフローチャ
ートが示されている。このプログラムのメインループの
目的は、本システムが動作すべきモードを確立し、本シ
ステムの機能をモニターし、ユーザの種々の制御部の操
作に対するオーディオ応答を供給し、正面パネル上の表
示データを処理し、直列ポートに結合されている任意の
システムと通信し、且つフットペダル位置スケーリング
等の必要な数学的計算を実行することである。

メインループ処理は、ブロック100におけるパワーアッ
プ時間で開始される。そこから、処理はブロック102へ
移行し、そこで、種々のシステムフラッグが初期化され
る。これらのフラッグは、本システムの種々の機能に対
して、例えば誤差条件等の本システムにおける種々の条
件のステータスを表す。

次いで、処理はブロック104へ移行する。このブロック
において、マイクロプロセサは、正面パネル上の機能ス
イッチからのI/Oデータを包含するバッファからのデー
タを読み取る。機能スイッチがユーザによって操作され
ると、インタラプトが発生され、それにより、機能スイ
ッチがマイクロプロセサによって読み取られる。このI/
O操作において得られるデータは第１図中のRAM90内のバ
ッファ内に格納される。ブロック104はメモリのこの部
分を読み取ってデータを得、且つユーザがどの機能を所
望するかを決定する。ユーザは固定電力モードを選択す
ることが可能であり、その場合、正面パネル上の最大電
力設定がプローブ22又はリニア電力制御器へ送られ、そ
こで最大電力の所望の百分率がプローブ22へ送られる。

次いで、処理はブロック106へ移行する。このブロップ
は、所望の機能に関して得られたデータのテストを表し
ている。その機能データがゼロであると、処理はブロッ
ク108へ移行し、そこで装置はアイドル状態となり何か
が起こることを待つ。このアイドリング状態は、テスト
ブロック110へのループ動作を継続的に行なうことによ
って発生し、その場合に、マイクロプロセサが機能モー
ドバッファの内容を読み取り且つ所望の機能において変
化があったかどうかを決定する。変化がなかった場合、
処理はブロック112へ移行し、それはキーボード読取サ
ブルーチンへのコールである。このサブルーチンは、正
面パネル上の機能又はモードのキーをアドレスし、且つ
それらの現在のステータスを表すデータを読み取る。こ
のデータは機能モードバッファ内にへ書き込まれる。次
いで、処理はブロック108へリターンする。

ブロック106へリターンすると、機能モードバッファ内
のデータのテストが、所望のモードがゼロに等しくない
ことを表す場合には、処理はブロック114のテストへ移
行する。ブロック114の目的は、機能モードデータが４
又はそれ以上の値に等しいか否かを決定することであ
る。この様な機能モードは非合法であり且つフィルタア
ウト即ち取り除かれる。このフィルタリングは、ブロッ
ク114のテストに対する回答が肯定（YES）である場合
に、ブロック116によって行なわれる。ブロック116にお
いて、機能モードバッファ内のデータはゼロへクリアさ
れ、且つ処理はアイドルブロック108へ移行する。

ブロック114のテストが、機能モードが４又はそれ以上
の数に等しくないことを表している場合には、処理はブ
ロック118へ移行し、そこで該機能が実行される。機能
実行は、単に、サブルーチンへの一連のコールであり、
それに付いてはインタラプトサーブルーチンに付いて説
明する時に説明する。機能実行は、又、フットペダルデ
ータに関してのスケーリング機能を実行することを包含
する。

前記実行の後に、処理はブロック120へ移行する。機能
データが変化したかどうかに関するブロック110のテス
トに対する回答が肯定である場合、処理は、又、ブロッ
ク110からブロック120へ移行することが可能である。ブ
ロック120の目的は、正面パネルのスイッチが読み取ら
れた時にキーボードルーチンによって得られたキー番号
で新たな機能モードデータを書き込むことである。次い
で、処理はブロック120からブロック102へ移行し、そこ
で該ループが再度開始される。マイクロプロセサは、イ
ンタラプトが発生する迄、第５図の処理を介して、該ル
ープ動作を継続して行なう。

インタラプト期間中の処理は、第6A図乃至第6C図のフロ
ーチャート及び第７図のフローチャート内に詳細に示し
てある。インタラプトは、マルチチャンネルプログラム
可能カウンタによって発生される。このカウンタは、ブ
ロック130によって表されるインタラプトを毎秒480回、
即ち480Hzで発生すべくプログラムされている。このイ
ンタラプトが発生すると、処理はブロック132へ移行
し、そこで更にインタラプトがイネーブルされる。優先
順位が付けられたインタラプト手法が使用される。480H
zのインタラプトが発生する毎に、カウンタの他の３つ
のチャンネルの各々がインクリメントされる。これらの
チャンネルは、異なったカウントにおいてインタラプト
リクエスト（中断要素）を発生すべくプログラムされて
いる。これらのインタラプトの各々はそれ自身のサービ
スルーチンを持っている。次いで、処理はブロック134
へ移行し、そこでその現在のステータスを画定するマイ
クロプロセサレジスタが、インタラプトサービスルーチ
ンを処理した後の後にリコールの為にRAM内に格納され
る。次いで、処理はブロック136へ移行し、そこでサブ
ルーチンがコールされて、第１図中のRS232インターフ
ェース70を介して到着した直列データを格納するバッフ
ァを読み取る。フットペダル位置データがこのRS232イ
ンターフェースを介して入力され、且つマイクロプロセ
サ20及びブロック136によって表されるサブルーチンに
よってアクセスされる。

処理はブロック136がブロック137へ移行し、そこでシス
テムクロックをインクリメント即ち増分させる。そこか
ら、処理はブロック140へ移行し、それは発光ダイオー
ドドライバハードウヱアをコールし且つ現在のモード用
の適宜の発光ダイオードを発光させる為のサブルーチン
を表している。

次いで、処理はブロック142へ移行し、そこで120Hzイン
タラプトカウンタチャンネルがデクリメントされる。ブ
ロック130で開始されたインタラプトサービスルーチン
よりもより少ない頻度で実行される３つの付加的なイン
タラプトサービスルーチンがある。１つのインラプトサ
ービスルーチンは毎秒120回実行される。他の残りの２
つのサービスルーチンは、夫々、毎秒60回及び30回実行
される。それらは、夫々、ブロック160及び182において
開始する。ブロック142内のカウンタをデクリメントし
た後、120Hzカウンタチャンネル値はブロック144におい
てテストされる。120Hzカウンタチャンネルは循環カウ
ンタであり、それはブロック142が実行される毎に１だ
け120の値からカウントダウンする。基本的に、これは
ブロック130によって発生されるインタラプトが４回発
生する毎に発生する。ステップ144がカウントがゼロに
到着したことを判別すると、処理はブロック146へ移行
する。そうでない場合、処理はブロック150へ移行す
る。

ブロック146は、通信制御サブルーチンへのコールを表
している。このサブルーチンは、マイクロプロセサ20の
直列通信ポートに関して通信を制御する為にスイッチボ
ードを操作する場合に電話交換手が行なうのと同様の機
能を実行する。

ブロック146が実行された後、処理はブロック152へ移行
しハンターサブルーチンをコールする。ハンターサブル
ーチンは、本プローブがシステムへ接続されているか否
かに関するステータスを与えるフラッグをテストする。
本プローブがシステムへ接続されていない場合、ハンタ
ープログラムは再度リンクを確立する為のシーケンスを
実行する。

次いで、処理はブロック154へ移行し、そこで水晶体乳
化プローブへのリンクをテストする為のルーチンを実行
する。次いで、処理はブロック156へ移行し、そこでサ
ブルーチンコールモニターをコールする。該ルーチン
は、エラー条件をモニターし且つ本発明にとっては臨界
的ではない。

ブロック156によって表されるサブルーチンを実行した
後、60Hzカウンタがブロック150によってデクリメント
される。このステップの目的は、480Hzインタラプトサ
ービスルーチンが何回実行されたかその回数をカウント
することであり、且つ各８回目毎に、ブロック160で開
始するインタラプトサービスルーチンを実行することで
ある。ブロック150が実行された後、ブロック158が実行
されて60Hzカウンタの値をテストする。このカウンタの
値がゼロであると、処理はブロック160へ移行し、それ
はバーグラフサブルーチンへのコールである。このサブ
ルーチンは、正面パネル上のバーグラフ表示をアドレス
し且つそのステータスをアップデートする。この表示
は、現在の電力レベルを表すために使用される。ブロッ
ク158の60Hzカウンタテストが、60Hzカウンタテストの
値がゼロであることを表している場合、処理は経路161
を介してブロック163へ移行する。ブロック163は30Hzカ
ウンタをデクリメントさせ且つ毎秒30回実行されるイン
タラプトサービスルーチンの開始に対するテストをマー
クする。

ブロック160が実行された後、ブロック162によって表さ
れるサブルーチンがコールされる。このサブルーチンは
送信機ドライバーをコールし、それはそれに接続されて
いる全てのシステムへRS232ポートを介してデータを送
り出す。本システムの構成はモジュラー型であり、従っ
て本システムは単独で又はMVS−XIV及び眼科外科に関連
する一連の製品におけるその他のシステムと結合して使
用することが可能である。該送信機ドライバーは、又、
情報がRS232ポートへ結合されているその他の全てのシ
ステムへ送られる速度を決定する。

次に、ブロック164によって表されるサブルーチンがコ
ールされる。これは、周波数を変化させ、位相角誤差を
読み取り、又は同調用インダクタを同調させる為に必要
なA/D及びD/A変換プロセスを取り扱うサブルーチンであ
る。ブロック164によって表されるサブルーチンの１つ
の機能において、バス48上の位相角誤差ワードはブロッ
ク164のルーチンによって読み取られる。このデータ
は、同調用インダクタ内の磁束の変調を行なって位相角
誤差を所定の値に維持する為に必要である。

バス48上の位相角誤差ワードが読み取られた後、本シス
テムは、磁束変調コイル内を流れるDCバイアス電流にお
ける必要な調節を行なう準備がなされる。この処理は、
ブロック166によって表されるサブルーチンにおいて実
行される。ブロック166によって表されるサブルーチン
は、実際上、１実施例においては、２つの別々の独立し
た機能を実行する。第１に、それは第１図中のVCO56に
よって発生される周波数を同調して、その時に現存する
電力レベル、位相角、温度、又はその他のこの様な基準
に基づいて、本プローブに対しての新たな共振周波数と
対応する周波数に変化させる。該周波数をどのようにし
て調節するかの詳細は、第７図に示してある。第７図か
ら明らかな如く、これは繰返しプロセスである。

VCO56の周波数を変化させる為に、マイクロプロセサ20
は所望の変化量を表すデジタルワードをバス168上に発
生する。このワードは、次いで、D/A変換器170によって
アナログ信号へ変換される。このアナログ信号はライン
172上をVCOへ出力され、そこでそれはVCO周波数をライ
ン174上の電圧基準信号によって確立される周波数から
多少変化させる。精密電圧基準供給源176は、ライン174
上の周波数制御用信号を発生する。ライン172及びライ
ン174上のアナログ信号の組合せが、VCO56に対する新た
な動作周波数を確立する。

ブロック166のサブルーチンが実行する２つのことは、
本プローブの容量性リアクタンスを相殺させる為に同調
用インダクタのインダクタンスを同調する機能である。
これが行なわれるプロセスを画定するフローチャートを
第８図に示してあり、且つ以下に詳細に説明する。

第18図及び第19図に示した実施例の如く固定周波数及び
／又は固定電力の場合のその他の実施例においては、ブ
ロック166のサブルーチンは同調用インダクタを同調す
るのみの場合がある。

ブロック166のサブルーチンを実行した後、30Hzカウン
タチャンネルはブロック163におけるカウントによって
デクリメントされる。ブロック180において、30Hzカウ
ンタがゼロであるか又はゼロでないかを決定する為のテ
ストが行なわれる。該カウンタの出力がゼロと等しくな
い場合、経路181はブロック183へ遷移する。ブロック18
3によって表されるプロセスは、480Hzインタラプトが発
生し且つレジスタ内容がブロック134のプロセスにおい
て格納された時にマイクロプロセサレジスタが持ってい
た値へマイクロプロセサレジスタへ回復させることであ
る。次いで、処理はそれがメインループを出た所から再
開される。

ブロック180のテストが、30Hzカウンタがゼロに到達し
たことを表す場合、ブロック182が実行される。このブ
ロックは、毎秒30回実行されるインタラプトサービスル
ーチンにおける最初のステップを表している。ブロック
182は、電力制御サブルーチンへのコールである。この
サブルーチンは、メモリ又はバッファから、メインルー
プにおける第５図中の機能実行ブロック118によってそ
れに対して準備されている電力データを読み取る。該実
行ブロックの機能の一部は、ユーザによって正面パネル
に確立された最大電力レベルフットペダルからのデータ
をスケール即ち拡縮することである。従って、100％フ
ットペダル変位位置における最大電力散逸レベルが20ワ
ットであり、且つフットペダル変位が10％である場合、
機能実行ブロックは25ワットの最大電力を取り且つそれ
に10％を乗じて所望の電力レベルである2.5ワットを派
生させる。次いで、ブロック182によって表される電力
ルーチンは、電力レベルを本プローブが動作している現
在の電力レベルから変化させるべきであるか否かを決定
する。１実施例において、電力制御ワードがバス62上に
出力される前にチェックされる４つの安全条件がある。
変化が必要であり且つ安全条件が満足されている場合、
ユーザによって所望される新たな電力レベルが第１図中
のリニアプログラム可能増幅器60に対する所望の利得と
してバス62上にデジタル数として伝送される。

次に、キーボードを走査する為のサブルーチンがコール
され、それはブロック184によって象徴的に示されてい
る。このルーチンは、I/O読取動作を実行し且つキーボ
ードからデータを読み取り且つそれをメインループによ
り使用する為にRAM内のモードバッファ内に書き込む。
注意すべきことであるが、このキーボード走査サブルー
チンは、インタラプトサービスベクトルによって及びメ
インループによって共用されている。次に、ステータス
サブルーチンがコールされ、それはブロック186によっ
て象徴的に示してある。このサブルーチンは、例えば電
力、リンクの存在、誤差条件等の本システムにその時に
現存する条件に対しての種々のシステムステータスフラ
ッグをチェックする。

ブロック186を実行した後、ブロック183で示した如く、
回復レジスタプロセスが実行され、且つインタラプトサ
ービスルーチンはブロック188で終了する。これによ
り、次のインタラプトが発生する迄、プログラム制御ス
テータスはメインループへリターンされる。

当業者等にとって明らかな如く、第6A図乃至第6C図に示
したインタラプトサービスルーチンにおける全てのサブ
ルーチンは、本発明を実行する為に必要である。特に、
リニア電力制御、同調用インダクタの同調動作、及び種
々の条件に対して本プロープの共振周波数に整合させる
為に本プローブに対する駆動周波数の変更の為に必要な
サブルーチンのみが必要であり、且つ本発明にとって重
要である。更に、これらの重要な機能の各々は、より低
い電力伝送効率で或る場合には比例的でない電力制御と
なるが、本発明に基づいて他のものと独立的に実施する
ことが可能である。特に、電力伝送効率を最大とさせる
為の同調用インダクタの同調動作を、本プローブ内に散
逸される電力が比例的に制御されるか否かに拘らず独立
的に実施することが可能である。従って、同調用インダ
クタを、固定電力レベルにおいてさえも変化する温度条
件に対して同調させることが可能である。同様に、駆動
信号の周波数を、電力伝送効率を最大とさせるべく同調
用インダクタが同調されているか否かに拘らず且つ本プ
ローブ内に散逸される電力の電力レベルが変化したか否
かに拘らず、駆動信号の周波数を変化させる機械的共振
周波数に対して調節することが可能である。更に、本プ
ローブ内に散逸される電力に対しての電力レベルは、機
械的共振周波数における変化に対して補償する為に駆動
周波数が変化されるか否かに拘束らず、比例的な態様で
変化させることが可能である。或る実施例において、電
力範囲の全体に渡って最大電力伝送効率を維持するべく
同調用インダクタが同調されているか否かに拘らず、電
力レベルをユーザ入力に応答して直線的に変化させるこ
とが可能である。然し乍ら、同調用インダクタが同調さ
れていない場合、伝送効率は電力範囲に渡って変化し、
且つ電力制御の実質的な線形性は所望の電力散逸レベル
の全範囲に渡って得ることは不可能な場合がある。

第７図を参照すると、本発明の周波数調節の側面に関す
るフローチャートが示されている。前述した如く、この
特定のサブルーチンはブロック200で示し且つマルチチ
ャンネルカウンタ（このカウンタはハードウエア又はソ
フトウエアとすることが可能である）の１つのチャンネ
ルによって実施される如く毎秒60回実施される。第１の
ステップは、ブロック202によって表されるテストであ
り、それは、現在のユーザが所望する利得レベルが95％
よりも大きいか否かをテストする。このテストは、利得
レベルが95％よりも大きなレベルにある時にのみ周波数
が調節される様に１実施例において使用される。その他
の実施例において、このテストを省略することが可能で
あり、且つ周波数は全ての利得レベルに対して調節する
ことが可能であるか、又は固定利得レベルに対して変化
する雰囲気条件に対して調節することが可能である。１
実施例において、利得が95％よりも小さい場合、処理は
ブロック204へ移行する。ブロック204において、マイク
ロプロセサ20は、バス168上に周波数制御ワードを発生
し、それはD/A変換器170によってライン172上のアナロ
グ信号電圧へ変換されて、VCO56の周波数を既知の基準
周波数へ設定する。この基準周波数は、95％未満の利得
レベルにおける本プローブの実験的に決定された平均機
械的共振周波数である。次いで、処理はブロック206へ
移行し、そこで制御は60Hzインタラプトサービスルーチ
ンから処理シーケンスがインタラプトされた個所へリタ
ーンする。

ブロック202において実行されるテストに対する回答
が、利得が95％よりも大きいことを示すと、処理はブロ
ック208へ移行する。そこで、マイクロプロセサは、RAM
90内に格納されているGENERATORと呼ばれる変数の現在
の内容を読み取る。初期化プロセス中に、GENERATOR内
に格納されている値はブロック204において使用される
同一の基準周波数値である。然し乍ら、60Hzインタラプ
トサービスルーチンを介しての引き続きの繰返し動作の
間、GENERATORの値はVCO周波数を変化させるべく変化さ
れる。

60Hzインタラプト用の特定のサービスルーチンの目的
は、変動する利得レベル及び変動する温度と共に発生す
る、本プローブの機械的共振周波数における変化を追従
する為にVCO駆動周波数を変化させることである。GENER
ATOR内に格納されている値は、第１図中のVCO56によっ
て発生される特定の駆動周波数を決定する。

ブロック208によりGENERATORの値によって支配される周
波数へVCO周波数を設定した後、処理はブロック210へ移
行し、そこでバス48上の現在の位相角誤差ワードPHASE
が読み取られる。次いで、ブロック212において、ブロ
ック210において読み取られた位相角誤差ワードに関し
てテストが行なわれる。ブロック212において、位相角
誤差ワードが、本システムが同調された時に所望の位相
角誤差としてユーザによって確立されている一定の位相
角誤差と比較される。この許容可能な位相角誤差は、屡
々ゼロであるが、それは常にそうである必要はない。第
１図に示したものの如きシステムにおいて、バス48上の
位相角誤差ワードは、単極A/D変換器54を使用している
為に、ゼロ位相角を表す中心点として数102の周りで変
化する。然し乍ら、本システムは、数102がVCO周波数の
同調の中心とすべき異なった位相角を表す何等かの別の
数である様に再プログラムすることが可能である。その
他の実施例において、異なったタイプのA/D変換器を使
用する場合、ブロック212において位相角誤差ワードを
テストする上で使用する値は異なることが可能である。

第１図のシステムの場合、バス48上の位相角誤差ワード
が102よりも大きい場合、GENERATORの値は減少されて位
相角をゼロへ向かって変化させる。この処理はブロック
214において行なわれる。ブロック214は、RAMからGENER
ATORをアクセスし且つそれからRAM内の定数デーブル内
に格納されているTWEAKと呼ばれる一定の値を差し引く
プロセスを表している。TWEAKの大きさは、本システム
を再プログラムすることによってユーザによって変更す
ることが可能である。TWEAKの値は、周波数変化がなさ
れるステップの大きさを設定し、従って、変化した機械
的共振周波数に対してVCO周波数を調節する上で本シス
テムの分解能及び応答時間を制御する。

ブロック212のテストが、位相角誤差ワードが102未満で
あることを表すと、GENERATORの値はTWEAKの値だけ増加
させて位相角をブロック212において使用されているテ
スト定数へ向かって増加させねばならない。このプロセ
スは、ブロック214に対して説明したのと同一の態様で
ブロック216において実施される。GENERATORの値が変化
した後、GENERATORの新たな値を高及び低の限界に対し
てテストして、それが非合法的な限界を越えた値へ変化
されたか否かを決定せねばならない。低限界テストはブ
ロック218によって象徴的に示されており、及び高限界
テストはブロック220によって象徴的に示されている。
ブロック218のテストに対する回答が肯定であり、GENER
ATORが一定の低限界よりも低い値へ変化されていること
を表すと、ブロック222が実行される。ブロック222にお
いて、GENERATORは低限界定数の値へ設定される。ブロ
ック218のテストに対する回答が否定（NO）であると、
処理はブロック222をスキップしてブロック224へ移行
し、そこで60Hzインタラプトサービスルーチンからのリ
ターンが行なわれる。

同様のプロセスがブロック226によって実施される。ブ
ロック226は、ブロック220において実施されるテストに
対する回答が肯定であり、GENERATORが一定の高限界の
値を越えて増加されていることを表す場合に、実施され
る。ブロック226において、GENERATORの値は高限界定数
の値に設定される。次いで、処理はブロック228へ移行
し、そこで60Hzインタラプトサービスルーチンからのリ
ターンが行なわれる。ブロック220のテストに対する回
答が否定であると、ブロック226がスキップされてブロ
ック228が実施される。

別の実施例において、第７図に示した繰返し方法の代わ
りに、周波数調節の為にルックアップテーブルを使用す
ることが可能である。この様な実施例において、第７図
におけるステップ210に続くステップは、第１図におい
てバス168上へ送りだされる値を派生する為にROM内に格
納されているルックアップテーブル内へのインデックス
として位相を使用する単一のステップによって置換され
る。この値は、その特定の位相角に対して実験的に決定
されており且つ実験の結果その位相角で得られた機械的
共振周波数に駆動周波数を確立する。この様な実施例に
対するフローチャートを第８図に示してある。ステップ
230は、ステップ210で読み取られた位相角に対する適切
なVCO周波数をルックアップする処理を表している。こ
の処理は、インデックスとしてバス48上の位相角誤差ワ
ードを使用してアドレスを発生し、次いでルックアップ
テーブル内の周波数補正データをアクセスし且つそれを
バッファ内に格納することを包含している。ステップ23
2は、VCO156に新たなプローブ機械的共振周波数の周波
数を取らせる為に第１図中のバス168上に適切なワード
を発生させる為にルックアップテーブルからの周波数補
正データの使用を表している。ステップ228は、インタ
ラプトサービスルーチンからのリターンを表している。

更に別の実施例において、第８図中のステップ230は、
幾つかのルックアップテーブルの１つからの適切なVCO
周波数のルックアップを表している。これらのルックア
ップテーブルは、電力を本プローブへ付与した時間に基
づいて区別することが可能である。即ち、各ルックアッ
プテーブルは、特定の時間の間、及び可能な場合には、
特定の電力レベルにおいて、本プローブを動作させた後
に、プローブ共振周波数に対して実験的に決定した値を
包含することが可能である。これらの異なったテーブル
は、或る電力散逸レベルで測定した時間から得られる異
なった温度において本プローブが動作する場合の異なっ
た実験的に決定された機械的共振周波数値を有するもの
となる。更に別の実施例において、本プローブ上の実際
の温度検知器を使用することが可能である。マイクロプ
ロセサ20は、駆動周波数の同調動作が必要な場合に、プ
ローブ温度を周期的に測定することが可能である。この
温度は、どのルックアップテーブルを使用するかを決定
する為のインデックスとして使用することが可能であ
る。適切なルックアップテーブルが決定されると、本プ
ローブが動作したことに対する時間から又は本ループの
温度のいずれかから、位相角又は温度又は機械的共振周
波数におけるシフトを表す何等かのその他の変数をイン
デックスとして使用して、ルックアップテーブル中の適
切な値にアクセスすることが可能である。これらの実施
例は第９図及び第10図に示してあり、それらは異なった
実施例に対してブロック230において実施されるステッ
プのブレークダウン即ち詳細を示している。

VCO周波数の調節に対して第８図乃至第10図に示した実
施例に関して、注意すべきことであるが、このプロセス
は第１図中の同調用インダクタ36を同調するプロセスと
は独立的に発生することが可能である。即ち、第８図乃
至第10図のプロセスは、特定の動作温度又は利得レベル
において負荷インピーダンスの無効成分を相殺すべく調
節されている固定同調用インダクタに対し実施すること
が可能である。異なった動作温度及び／又は利得レベル
において、本プローブは同調用インダクタンスの値を変
化させることが不可能である為に多少離調することがあ
るが、ゼロ位相角を達成することは不可能であるとして
も、VCO周波数を変化させて変化した機械的共振周波数
とマッチング即ち整合させることが可能である。即ち、
本発明によれば、機械的共振周波数のドリフトに追従し
てVCO周波数を変化させることは、同調用インダクタの
値が変化したか否かに拘らず実施される。然し乍ら、同
調用インダクタの値が変化されて負荷インピーダンスの
無効成分を離調させた時に、それは最も良く動作する。
第１図のシステムによるこれら２つの調節の組合せは、
本システムの全電力動作範囲に渡って可及的に最大の電
力伝送効率が維持されることを確保する。

同様に、同調用インダクタのインピーダンスを変化させ
て、ドリフトする機械的共振周波数に追従する為にVCO
周波数が変化されるか否かとは独立的に負荷インピーダ
ンスの無効成分の適切な相殺を維持することが可能であ
る。このことを実施例することが可能である態様を１実
施例において第11図に示してある。

第11図を参照すると、同調用インダクタL_Tの値を同調さ
せる為に毎秒60回のインタラプトに対するインタラプト
サービスルーチンを示してある。第11図のインタラプト
サービスルーチンの機能は、本プローブによって表され
る負荷インピーダンスの無効成分を調出させることであ
る。このサービスルーチンにおける最初のステップをブ
ロック240で表してある。このブロックで示されるプロ
セスは、同調用インダクタの同調動作が基礎とする適切
な基準を読み取るものである。幾つかの実施例におい
て、該基準は、位相角誤差及び電力レベルの両方であ
る。この様な実施例において、ブロック240は第12図に
示したステップを表している。第12図におけるステップ
242は、バス48上の位相角誤差を読み取り且つそれをメ
モリ位置内に格納するプロセスを示しており、且つステ
ップ244は、第１図における相対的最大電力制御設定64
と相対的にフットペダル68の変位をスケーリングするこ
とによって得られる現在のスケールされた電力レベルを
有するメモリ位置を読み取るプロセスを表している。位
相角のみをインデックスとして使用するその他の実施例
において、ステップ240は第13図に示した如く位相角を
得るプロセスのみを表す場合がある。更に別の実施例に
おいて、ステップ240は、第14図に示した如く、現在の
電力レベルを得るステップを表す場合がある。

第12図及び第14図の両方において、現在の電力レベルを
得るステップを省略することが可能であり、且つ第１図
における温度検知器92及び信号ライン94を介して現在の
プローブ温度を得るステップを置換させることが可能で
ある。

第11図を再度参照すると、ステップ240においてインダ
クタL_Tの同調用基準が得られた後に、ステップ250が実
施される。このステップは、本プローブによって提供さ
れる低インピーダンスの無効成分を相殺させる為に適切
なインダクタンスを同調用インダクタに取らせる為に第
１図における磁束変調コイル44に対しての適切なDCバイ
アスレベルをルックアップする為にステップ240におい
て得られる基準を使用するプロセスを示している。ステ
ップ250は、ステップ240において決定された基準によっ
てインデックスされる実験的に決定されたDCバイアス電
流レベルが格納されている単一のルックアップテーブル
をアクセスするプロセスを表している。然し乍ら、１実
施例において、複数個のルックアップテーブルを使用
し、各ルックアップテーブル内には実験的に決定した値
が特定の組の条件に対して決定されている。典型的に、
本プローブが動作された経過時間の或る範囲に対して１
つのルックアップテーブルがあり、且つ本プローブが動
作された経過時間の別の範囲に対して別のルックアップ
テーブルがある。幾つかの実施例において、ルックアッ
プテーブルは、更に、特定の電力レベル、即ち本プロー
ブ内に散逸されたワット値で本プローブが動作された時
間で分割することが可能であり、且つ、与えられたワッ
ト値が本プローブ内で散逸された後に、本プローブが所
定の温度に到達することを仮定することに基づいて、適
切なテーブルへのインデックスとして使用することが可
能である。この様な実施例において、ルックアップテー
ブルは、該テーブルへのエントリーが有効な本プローブ
において散逸されるワット範囲によってインデックスす
ることが可能である。この様な実施例を第15図に示して
ある。

第15図において、第１ステップはブロック252によって
象徴的に示されており、そこで電力が本プローブ内にお
いて散逸される経過時間が得られる。ステップ242は、
その使用が開始されてからの本プローブ内での全電力散
逸を計算するステップを表している。このプロセスは、
各時間スロットに対しての時間のインクリメント即ち増
分を掛けた複数個の時間スロットの各々の間の瞬間的な
平均電力レベルの和を使用する積分とすることが可能で
ある。このことは、ステップ250が実施される時の全電
力散逸を与える。全電力散逸が決定されると、それはス
テップ256において使用されて、その全電力散逸の量に
対して有効であるバイアス電流レベルを持った適切なル
ックアップテーブルへ指向する。

適切なルックアップテーブルがステップ256において選
択されると、第11図におけるステップ240において読み
取られる基準は、選択されたテーブルにおける適切なエ
ントリーをアクセスする為のインデックスとして使用さ
れる。このエントリー、その点迄の特定の全電力散逸に
対してのプローブ負荷インピーダンスの無効成分を相殺
する為に同調用インダクタに適切な値を持たせる為に磁
束変調コイル44に対しての正しいバイアス電流である。

別のより簡単な実施例を第16図に示してある。この簡単
な実施例においては、プローブ温度は第１図に示した温
度検知器92を使用して測定され、且つその温度は適切な
ルックアップテーブルを選択する為に使用される。各ル
ックアップテーブルは、そのバイアス電流のエントリー
が有効である異なった範囲の温度をカバーする。適切な
ルックアップテーブルが選択されると、ステップ240に
おいて決定される基準を使用してそのルックアップテー
ブルにおける適切なエントリーをアクセスする。

より簡単な実施例は、適切なルックアップテーブルを選
択する為の経過時間のみを使用する。適切なルックアッ
プテーブルを選択した後に、ステップ240において決定
された基準を使用して適切なエントリーにアクセスす
る。この実施例を第17図に示してある。

第11図を再度参照すると、適切なルックアップテーブル
から適切なバイアス電流エントリーを選択すると、磁束
変調コイルバイアス電流はステップ260において調節さ
れる。このステップは、バス46上のD/A変換器40への伝
送用の適切なデジタルワードを発生するプロセスを表し
ている。D/A変換器40は、この数をライン42上のアナロ
グ信号へ変換し、それは磁束変調コイル44を介して流れ
るバイアス電流の量を制御する。

次に、ステップ262はバス48上の位相角誤差を読み取
る。この位相角はブロック264によって象徴されるプロ
セスにおいてテストされて、それが本システムのプログ
ラミング時にユーザによって画定された許容可能な範囲
内にあるか否かを決定する。幾つかの実施例において、
位相角誤差用の許容可能な範囲は、正面パネルを介して
ユーザによって実時間で画定することが可能である。

位相角が許容可能な範囲内にあると、サービスルーチン
がステップ266において励起され、且つそれが第11図の
インタラプトが発生した時に抜け出た個所から処理が再
開する。位相が許容可能な範囲内にない場合、ステップ
268は、定数VWEAKによりGENERATOR定数を変更する為に
第７図に示した如き態様で増分的な量だけ適切な方向へ
位相を調節すべく実行される。即ち、位相角誤差は、許
容可能な範囲と比較され且つ補正方向が決定される。次
いで、位相角誤差の所望の補正方向に従って、位相角調
節信号バス46上の現在のワードが位相角調節定数へ加算
されるか、又は位相角定数が位相角調節バス46上のワー
ドから差し引かれる。その後に、第11図のインタラプト
サービスルーチンがステップ270において励起される。
幾つかの実施例において、調節位相ブロック268がステ
ップ262へループバックして、出口ステップ266に到達す
る迄、ステップ262、264、268を介してループ動作を継
続することがある。これらの実施例は、第11図中に点線
272及び274で象徴的に示してある。

その他の実施例において、ステップ262、264、268、及
び266/270によって表される位相角の微同調動作を省略
することが可能である。これらの実施例において、位相
角調節インタラプトサービスルーチンは、ステップ24
0、250、260及びインタラプトが発生した個所の処理に
おける点へ制御をリターンする出口ステップのみから構
成されている。

最後に、注意すべきことであるが、本発明の比例電力制
御の側面は、同調用インダクタ36のインダクタンスの変
化を介して位相角を調節することなく且つVCO56によっ
て発生される駆動周波数を変化させること無しに、実施
することが可能である。然し乍ら、負荷の変化するリア
クタンス成分を相殺する為に少なくとも同調用インダク
タ36を使用すること無しに本プローブの電力レベルを変
化させることはあまり良好に動作するものではない。何
故ならば、一層高い電力レベルにおいて、プローブ温度
が上昇を開始し、且つ本システムが同調状態から著しく
離れ、フットベダル68の変位に対して線形又は比例的関
係を維持する為に本プローブ内へ十分な電力を伝達する
ことが不可能であるからである。然し乍ら、電力散逸レ
ベルの小さな範囲に渡って、本システムは、同調用イン
ダクタを同調させるか又はVCO周波数を変化させること
無しに、比例的電力制御で適切に動作する。

以上で、本発明のデジタル実施例の説明を完了する。次
に、本発明のアナログ型の実施態様に付いて説明する。

第20図を参照すると、本プローブ用の駆動信号の周波数
を同調する為のアナログシステムをブロック図で示して
ある。本プローブを介しての電流波形のサンプルが、ラ
イン300から本システムにエンターし、そこでゼロ交差
検知器302によって処理される。該ゼロ交差検知器は、
電流波形をライン304上で方形波AC波形へ変換する。整
流器306が該方形波の半分をチョップオフ即ち削除し
て、ライン304上の信号をライン308上で全て正又は全て
負のパルスからなるパルス列へ変換する。接地欠陥検知
器310は、ライン308上の信号をモニターし、且つライン
308上に何等のパルスも発生しない場合、データビットD
1がラッチされて本プローブからのフィードバックの失
敗をフラッグする。コンピュータ（不図示）が周期的
に、バス312上のアドレス信号、検知器314及びイネーブ
ルライン316を介して該接地欠陥検知器をアドレスし、
接地欠陥フラッグビット（D1）を読み取る。それがセッ
トされている場合、コンピュータが、イネーブルライン
320及びバス314上のアドレス信号を介してバスラッチ31
8をアドレスすることによって本プローブへの電力の供
給を遮断し且つ適切なデータワードを送ることによっ
て、プログラム可能なリニアパワーアンプ322をしてラ
イン324上の本プローブへの全ての駆動信号パワーを遮
断させる。

ライン308上の信号は、現存する条件に対しての現在の
プローブ負荷インピーダンスによって発生される位相角
誤差又は力率を決定する為に位相検知器326によって必
要とされる負荷電流サンプルを有している。この決定の
為に必要とされるその他の信号は、本プローブを駆動す
る為に必要な電圧波形に対する電圧波形の位相のサンプ
ルである。この信号は、プログラム可能リニアアンプ32
2の入力端へ結合されているライン328に到達する。位相
検知器326は、ライン328上の電圧波形の位相をライン30
8上の電流波形の位相と比較し、且つライン330上の位相
角誤差信号を発生する。この位相角誤差信号は、パルス
幅変調パルス列の形態で、パルス幅は位相角誤差を表し
ている。

位相角誤差信号は、LPF（低減濾波器）332を介して通過
されて、それをライン334上の位相角誤差を表す電圧を
持ったDC信号へ変換する。この信号は、利得段336を介
して積分器338へ印加される。積分器338の目的は、回路
の動作を、第20図に示した多くの段を実行する為に使用
されるオペアンプの場合の動作に内在するオフセットエ
ラーに影響されることがない様にすることである。最良
のオペアンプでもゼロ電圧差動入力に対して幾らかのオ
フセット出力電圧を持っている。このオフセットエラー
はライン340上に存在し、且つそれが除去されないと、
駆動信号を発生する為に使用されるVCOの電圧調節入力
端へ印加されることとなる。このオフセットエラーは、
駆動周波数を、機械的共振周波数に整合する為に所望の
駆動周波数から常に多少外すこととなる。積分器338は
無限利得オペアンプとして機能する。ライン340上に0V
以外の電圧があると、積分器338は断続的にそれを積分
（加算）する。これは、ライン342上の積分器の出力電
圧を、出力電圧が該積分器への供給電圧の１つの最大電
圧に到達する迄、継続して上昇させる。このライン342
上の出力電圧は、VCO344の周波数制御入力端へ印加さ
れ、且つVCOによって発生された周波数をライン342上の
電圧に対応する周波数へシフトさせる。この駆動信号
は、ライン346上を周波数分割器348へ出力される。そこ
で、それは本プローブに対する適切な駆動周波数へ周波
数が分割される。次いで、リニアパワーアンプ322が、
データバス352及びバスラッチ318を介してコンピュータ
によって設定された利得によりライン350上の信号を増
幅し、且つ増幅された駆動信号はライン324を介して電
圧セットアップ変圧器（不図示）へ出力される。

フィードバックは負であるから、ライン342上の信号に
よって発生される周波数におけるシフトは、ライン334
上の位相角誤差信号を減少させる。従って、ライン340
上に何等かのオフセットエラー信号が存在すると、本シ
ステムのエラーの積分及び負のフィードバックがライン
340上のエラー信号をゼロとさせる。条件が変化する為
に機械的共振周波数がシフトする場合には、それから発
生する位相誤差信号は、ライン340上の電圧が再度ゼロ
となる迄、積分器としてVCO周波数を強制的にシフトさ
せる。

本システムが動作する場合の位相角誤差はゼロである必
要はない。ユーザは、オフセット調節回路360を使用す
ることによってそれをその他の値へ調節することが可能
である。この回路は、積分器338に対して強制的に或る
位相誤差を認めさせる。

第21A図及び第21B図を参照すると、位相角変化に応答し
て変化するVCO周波数に関しての本発明のアナログ実施
例に対する一層詳細な概略図を示している。負荷電流位
相サンプルが、第21A図の右上角にCURRENT PHASE信号と
して示した如くにライン300上にエンターする。この信
号はオペアンプ400の形態の波形整形器によって処理さ
れる。ライン402上の波形整形器400の出力は、負荷を介
しての電流波形の周波数と位相を持ったAC信号である。

この信号を位相検知器によって読み取るべき状態とする
為に、該信号は方形波DC信号へ変換せねばならず、即ち
それは整流され且つ更に波形整形されねばならない。こ
の目的の為に、ライン402上のAC信号は、正入力端をア
ナログ接地へ結合し且つゼロ交差検知器として機能する
オペアンプ404の負の入力端へ供給される。ライン406上
の出力は方形波AC信号である。抵抗408及び410から構成
される分圧器は、ライン406上の信号の最大振幅を、ト
ランジスタ／ダイオード整流器回路306のベース駆動に
適したレベルへ変化させる。

整流器回路306は、ライン406上のAC方形波を出力ライン
308上の正向パルストレインへ変換させる。これは、カ
ソードをトランジスタ416のベースへ結合したシャント
ダイオード414を使用することによって行なわれる。該
ダイオードシャントは、全てアナログ接地への負向パル
スであり、従って正向パルスのみがトランジスタ416を
ターンオンさせ且つドライブライン308を論理０とさせ
る。

コンピュータ（不図示）は、本プローブが存在しており
且つ駆動信号のパワーオンを維持する為に駆動電流を受
け取ることを知らねばならない。本プローブが存在しな
いと、又はそれへのリンクが破壊されると、コンピュー
タは安全性の為に本プローブへの電力を遮断せねばなら
ない。何故ならば、電圧セットアップ変圧器が、該結晶
を横断しての駆動電圧を約1,000Vに設定するからであ
る。コンピュータは、電流位相サンプルが到着するかど
うかを決定する為に常にライン308をモニターせねばな
らない。到着する場合には、コンピュータは、プローブ
が存在し且つプローブへのリンクが良好であると判断す
る。再トリガー可能なワンショットマルチバイブレータ
420及びラッチ422をこの目的の為に接地欠陥検知器310
として使用する。ライン308上の信号は、常に、再トリ
ガー可能ワンショットマルチ420を再トリガーしてライ
ン424上のその出力を所定の論理状態に常に維持する。
ライン308上のパルスが停止すると、再トリガー可能ワ
ンショットマルチはライン424上にパルスを発生し、そ
れはラッチ422内へラッチされる。このラッチは、読取
信号を活性化し且つNORゲート430への79H信号を活性化
させる為にデコーダ314へ適切なアドレスを書き込むこ
とによってコンピュータによって周期的にアドレスされ
る。次いで、コンピュータがラッチ422の定数を読み取
り、且つ、ビットパターンが所定の状態にあると、コン
ピュータは、接地欠陥があったことを知得し、プローブ
への電力を遮断する。

本プローブを駆動する為に使用する正しい周波数を決定
する為に、プローブ内の結晶を介して流れる電流に対し
ての電流波形と、結晶及び同調用インダクタを横断する
駆動信号の電圧波形との間の位相角が使用される。この
位相角は、結晶／プローブ等価回路のインピーダンスが
同調条件から離反し、結合した同調用インダクタンス及
び結晶／プローブインピーダンスが純粋に抵抗性に見え
る状況証拠である。これが発生すると、温度変化がプロ
ーブ金属の弾性に影響を与え、その際弾性を表す等価回
路容量を変化させ且つ変化する負荷条件がプローブの実
効質量を変化させるので、機械的共振周波数が変化す
る。これは、本システムの質量を表す等価回路における
インダクタンスを変化させる。その結果は、機械的共振
周波数を変化させ、従って駆動周波数はプローブを同調
状態に維持する為に変化されねばならない。更に、同調
用インダクタンスの値も、全体的な負荷インピーダンス
を実質的に純粋な抵抗性に維持するべく変化させねばな
らない。同調可能インダクタンスを変化させる為のアナ
ログ回路は、第20図の回路と同様に動作し、従ってその
詳細な説明は割愛する。

位相角を決定する為に、ライン308上の信号を位相検知
器326の１つのサンプル入力端へ供給する。この信号
は、同調用インダクタ及びプローブの結晶変換器を横断
しての電圧波形のサンプルと位相が比較されねばならな
い。該電圧サンプルは、VCO344の出力を本プローブ用の
適切な駆動周波数（約40kHz）へ分割するべく結合され
ているカウンタ／周波数分割器436の出力端からライン4
34上に入ってくる。

位相検知器326は、パルス幅変調位相角誤差信号を発生
し且つそれをライン330上に出力する。ライン330上の信
号におけるパルスのパルス幅は、位相角誤差に比例す
る。この信号を、コンデンサを接地へシャントする抵抗
からなる受動回路網から構成されるLPF（低減濾波器）3
32を介して且つ次いでLPF/積分器として結合されている
オペアンプ450を構成する利得段を介して通過される。
このLPFと積分器の組合せの目的は、高周波数ノイズ成
分を除去し、且つパルス幅変調位相誤差信号をライン34
0上のDC電圧位相角誤差信号へ変換することである。

位相角誤差信号のDC位相角誤差電圧への変換の後、ライ
ン340上の信号が利得段336において増幅される。その後
に、DC位相角誤差信号は積分器338の入力端へ印加され
る。積分器の目的は、該積分器段に先行するオペアンプ
におけるオフセットエラーによって導入される誤差を取
り除く為である。前述した如く、積分器の高利得及びフ
ィードバックの負特性の為に、ライン340上のDC位相角
誤差信号が0Vになる迄、積分器は、駆動信号の周波数を
強制的に変化させる。

積分器338は、積分器として機能すべく容量性フィード
バックと結合されているオペアンプ460から構成されて
いる。第２抵抗としてポテンシオメータを具備する分圧
器から構成されているオフセット調節回路360は、ライ
ン340上の電圧を調節する為に使用され、従ってユーザ
によって所望される任意の位相角を積分器338がその周
りにサーボ機能を強制するホーム位置として使用するこ
とが可能である。即ち、オフセット調節回路360は、中
心点として５゜の如き何等かの位相角を設定する為に使
用することが可能である。次いで、８゜の位相角が見出
されると、積分器は、位相角が５゜となる迄、周波数変
化を強制的に行なわせる。同様に、２゜の位相角が見出
されると、積分器は、位相角が再度５゜となる迄、周波
数を強制的に変化させる。然し乍ら、ライン340上の電
圧は、常に、負のフィードバックによって仮想接地レベ
ルに維持され、その際に位相誤差信号のDCレベルにおけ
る正の変化がオペアンプ460の負の入力端へ印加され、
それがVCO周波数における変化がDC位相角誤差信号にお
ける変化の方向を逆させる。ライン340上の任意のオフ
セット電圧は、ライン342上の変化する電圧から得られ
る位相角変化がライン340上の電圧を取り除くべく機能
しない限り、ライン342上の積分器出力が電源又は積分
器が動作する「レール（rail）」電圧に到達する迄、断
続的に積分器に印加される。次いで、ライン342上の電
圧は、ライン340上の位相角誤差信号をゼロとするのに
必要な電圧で安定化する。

ライン342上の積分器の出力は、VCO344の電圧制御入力
端へ印加されるのに適したレベルへ信号電圧のレベルを
変化させるオペアンプ462を有するレベルシフト段を介
して供給される。該VCOは、ライン342上にFGREQUENCY A
DJUST信号の関数である周波数を持った駆動信号を発生
する。VCO344は、一層低感度の部分と一層高感度の部分
とを持った周波数対電圧の特性曲線を持っている。一層
低感度の部分において、一層高感度の部分におけるより
も出力駆動信号周波数の1Hz変化を起こさせる為にはラ
イン342上で一層多くの電圧変化が必要である。ライン3
42上の信号のレベルは、VCOの特性曲線の一層低感度部
分にある様に設定される。

該VCOからの出力信号は、ライン346を介して、分割器／
カウンタ348へ供給される。このカウンタは、ライン346
上の周波数を32のファクターで分割し、且つ低周波数駆
動信号をライン350上に出力する。このラインはプログ
ラム可能リニアアンプ322の入力端へ結合されている。

該プログラム可能リニアアンプの目的は、ライン350上
の駆動信号を、データベース352を介してコンピュータ
（不図示）によって設定された利得係数だけ増幅させる
ことである。該プログラム可能なアンプ即ち増幅器は、
幾つかのプログラム可能なスイッチ380、382、384から
構成されており、それらはバスラッチ318を介してデー
タバスへ結合されている。コンピュータが利得レベルを
制御することを望む場合、それは書込信号WRを活性化し
且つプログラム可能なアンプのアドレスをアドレスバス
312上に書き込み且つ所望の利得制御数をデータバス352
上に書き込む。このことは、検知器314をしてライン390
上のイネーブル信号を活性化させ、その際にデータバス
352上の利得制御データをNORゲート392及びNORゲート出
力端に結合するライン394を介してバスラッチ318のクロ
ック入力端へクロック入力させる。

利得制御数は、最終の利得段408への入力端においてラ
イン406上に所望の利得レベルを設定する様な態様で、
プログラム可能スイッチをして抵抗ラダー回路網400,40
2,404を制御する。最終の利得段は該信号を固定した利
得だけ増幅し且つそれを出力ライン324からバッファ
し、従って抵抗ラダー回路網はライン324に結合されて
いる外部インピーダンスによってロードされることは不
可能である。

デバッグの為に、アナログ・デジタル変換器410がライ
ン412によって一対の分離及びレベルシフト用段を介し
てVCOの出力端へ結合されており、該VCOの出力振幅レベ
ルをサンプルする。該A/D変換器は、コンピュータがそ
の値を知ることを必要とする時にはいつでも、データバ
ス352を介してVCO出力信号振幅のデジタル等価物を読み
取る為にコンピュータによってアドレスすることが可能
である。本回路のこの側面は本発明にとって特に重要な
わけではない。

VCO周波数を同調するアナログ方法は、比例的電力制御
又は同調用インダクタインピーダンスの同調動作とは独
立的に使用することが可能である。同様に、それは、上
述した如く後者の２つの機能を実施するデジタル方法と
共に使用することが可能である。更に別の実施例におい
ては、同調可能インダクタの同調動作は、第20図の回路
を使用する回路を使用してアナログ態様で行なうことも
可能である。

駆動信号の周波数がプローブの機械的共振周波数へ同調
されるべき全ての実施例において、該機械的共振周波数
を決定する為の別の方法がある。これまで説明した実施
例において、機械的共振周波数は位相角から推測されて
いる。即ち、温度変化又は負荷条件変化を発生させる電
力レベル変化等の条件が変化すると、機械的共振周波数
がシフトし且つ位相角が変化する。機械的共振周波数そ
れ自身を測定する代わりに、共振周波数は効果的に得ら
れる位相角から推測される。このことは、第８図を参照
して説明した如くルックアップテーブルによって、又は
第７図に示した如くトライアルエンドエラー即ち試行錯
誤方法によって行なわれていた。

機械的共振周波数を決定する別の方法は、オームの法則
及び本プローブによって表される負荷インピーダンスを
画定する曲線の形状を使用してそれを直接的に測定する
ことである。第22図は、機械的共振周波数の周りの周波
数範囲に渡って該同調用インダクタ無しの本プローブの
特性インピーダンスを示している。機械的共振周波数
は、常に、最小インピーダンス点500が第２図に示した
本プローブに対する等価回路から発生する個所の周波数
である。該インピーダンスは機械的共振周波数の両側に
おける周波数において一層高いので、この事実を使用し
て与えられた一組の条件の下での機械的共振周波数の値
を決定することが可能である。このことは、多数の異な
った周波数で本プローブを介して流れる電流を測定し且
つ該電流の流れが最大となる周波数を見出すことによっ
て行なうことが可能である。機械的共振周波数が決定さ
れると、同調用インダクタが同調されて位相角をゼロへ
減少させる。第23図は、与えられた一組の条件の下での
該結晶を横断しての電圧とそれらを介して流れる電流と
の間の位相に対しての位相角と周波数の間の関係を示し
ている。

正しい機械的共振周波数へポインターとして本プローブ
の特性インピーダンスの形状を使用して電力伝送の最大
効率に対して本プローブを同調させる方法を第24図のフ
ローチャートに示してある。概括的な考え方は、予定さ
れる機械的共振周波数の両側において多数の周波数を介
してVCO周波数をスイープし且つ各周波数において本プ
ローブを介して流れる電流を読み取ることである。電流
の最大量が流れる周波数が機械的共振周波数である。こ
の周波数が決定されると、VCOをこの周波数に設定し、
且つ位相角をゼロへ同調させる為に同調用インダクタを
バイアスさせる。

このプロセスにおける最初のステップは、ブロック502
によって象徴的に示した如く、第１図中の同調用インダ
クタ36のバイアスをゼロとさせることである。このこと
は、マイクロプロセサ（又は同調用インダクタのバイア
スを制御するその他のアナログ回路）からバス46を介し
てD/A変換器40へバイアスワードを送給させ、磁束変調
コイル44を介してバイアス電流をゼロへ減少させる。次
に、初期のVCO周波数を、第22図におけるインピーダン
ス最小値500の周波数よりも低いどれかの周波数に設定
する。例示として、この初期的周波数を第22図における
F1であると仮定し、それはプローブインピーダンスZ1に
対応する。このステップは第24図においてブロック504
によって象徴的に示されており、且つ第１図におけるバ
ス168上を周波数F1に対応する適切な周波数制御ワード
をD/A変換器170へ送ることによって行なわれる。

ブロック506は、周波数F1においてプローブによって引
き出される負荷電流を測定し且つ第１図におけるRAM90
内にその周波数F1と共に負荷電流の値を格納するステッ
プを表している。このことは、整流器508及びA/D変換器
510と共に、第１図中のオペアンプ508を使用して行なわ
れる。該オペアンプは、その１つの入力端をライン82へ
結合させており、それは結晶28及び30を介して流れる負
荷電流の大きさに比例する信号電圧を担持する。該増幅
器は、このAC信号を増幅し且つそれをライン509上に出
力する。整流器508は、ライン509上の増幅された負荷電
流信号を、ライン511上の負荷電流に比例するDC電圧レ
ベルへ変換する。この信号はA/D変換器510によってデジ
タルワードへ変換され、且つ負荷電流の大きさを表す該
デジタルワードをバス512上に供給してマイクロプロセ
サによって読み取ることを可能とする。マイクロプロセ
サ20は、バス512上のワードを読み取り且つメモリ内の
この特定の負荷電流に対応する周波数と共に、それをRA
M90内に格納する。

ステップ514によって象徴的に示した如く、次のステッ
プは、VCO周波数を負荷インピーダンスZ2に対応する多
少高い周波数F2へインクリメントさせ、且つその結果得
られる負荷電流を読み取ることである。次いで、本シス
テムは、ステップ514において読み取った負荷電流を、
ステップ506において格納された負荷電流と比較して、
新たな負荷電流が前の負荷電流よりも低いかどうかを決
定する。これはステップ516において行なわれる。周波
数が機械的共振周波数よりも高い周波数へインクリメン
トされるや否や、該機械的共振周波数において最小値に
到達した負荷インピーダンスが上昇することが知られて
いるので、負荷電流が下降を開始するや否や、機械的共
振は通過されてしまう。次いで、本システムは、現存の
条件に対する機械的共振周波数が現在の周波数と最後に
使用した周波数との間に存在することを知る。新たな負
荷電流が前の負荷電流よりも低くないと、処理はステッ
プ514へ帰還して、周波数をインクリントさせ、且つ経
路518によって象徴的に示した如く負荷電流の別の読取
を行なう。次いで、ステップ516のテストを再度実行す
る。

新たな負荷電流が古い負荷電流よりも低い場合、機械的
共振周波数が決定され、且つ経路520はステップ522へ取
られる。次のステップは、ステップ516において決定さ
れた周波数にあるVCO周波数を機械的共振周波数へ設定
することである。このことは、最も最近の周波数を使用
するか、又は現在の周波数及び最後に使用した周波数の
間を内挿することによって行なうことが可能である。ス
テップ寸法が小さい場合、認知可能な程度の誤差無しで
現在の周波数を使用することが可能である。

最終的なステップはステップ524によって象徴的に示し
てある。このステップにおいて、同調用インダクタ36は
ここに示す態様で同調されて位相角をゼロとさせ且つプ
ローブの負荷を純粋に抵抗性に見える様にさせる。この
ことは、位相検知器の出力を監視し、同調用インダクタ
のバイアスを変化させ、且つ再度位相検知器の出力を見
ることによるトライアルアンドエラー方法によって行な
うことが可能である。別法として、周波数、プローブ温
度等の現在の条件に対する位相角をゼロとさせる適切な
バイアスレベルをルックアップテーブルにおいてルック
アップすることが可能である。該ルックアップテーブル
から得られる値は、同調用インダクタの磁束変調コイル
を介しての電流に対するバイアスレベルを設定する為に
使用することが可能である。

第25図を参照すると、本発明の回路の好適実施例が示さ
れている。第25図に示した実施例は、或る変更を施した
他は、第１図に示した実施例と実質的に同一である。こ
れらの変化に付いて詳細に説明する。第１図と第25図の
実施例の間で同一の回路部分及び両方の実施例において
同一の機能を果たす部分は両方の図において同一の参照
番号で示してある。上述した回路の共通要素の説明は、
第25図の実施例にも同様に適用され、従ってここでは繰
返し説明することは割愛する。

第１の重要な変化は、電流検知抵抗78を置換して電流検
知変圧器550が設けられている点である。この電流検知
変圧器は、その一次側を電圧セットアップ変圧器76の二
次側と直列に接続している。電流検知変圧器550は、そ
れ自身、電圧セットアップ変圧器であり、電圧セットア
ップ変圧器76の一次側を介しての電流の流れにより一次
側巻線を横断して発生される電圧は、電流検知変圧器55
0の二次側において電圧を発生させ、それは一次側を横
断しての電圧の整数倍である。この整数倍は、変圧器55
0の一次側巻線と二次側巻線との間の巻線比に依存す
る。電流検知変圧器550は、電流検知抵抗78よりも寄生
インダクタンス及び寄生容量が低く、このことは駆動信
号の周波数がプローブの機械的共振周波数に最も近接し
て整合された時を決定する場合の１つの可能なエラー発
生源を取り除いている。ソフトウエアは、位相角を決定
する為に必要とされる情報の一部として電流検知変圧器
550の二次側における電圧の振れを使用するので、高信
号耐雑音比を持ったきれいな信号を派生させることが重
要である。電流検知変圧器550は、電圧器550の一次側巻
線を横断する電圧を全てのノイズよりも十分に高いレベ
ルへステップアップさせることによって信号対雑音比を
改善している。

ライン552上のAC信号のRMS値は、オペアンプ554によっ
てDC信号値へ変換される。この信号の大きさは、ステッ
プアップ変圧器76の一次側において流れる電流の振幅を
表し、従ってプローブ22における駆動電流のレベルを表
している。このライン556上のDc信号は２チャンネルア
ナログ・デジタル変換器54の１つの入力端へ結合されて
いる。該アナログ・デジタル変圧器54は、ライン556上
のDCレベルをバス558上のデジタル信号へ変換し、それ
はステップアップ変圧器76の一次側巻線に流れる駆動電
流のレベルを表している。この情報は、プローブ22の機
械的共振周波数に整合するライン72上の駆動信号の周波
数を決定する上で、以下に説明するスイーパーソフトウ
エアルーチンによって使用される。

CPU20が適切な駆動周波数を決定すると、デジタル周波
数制御ワードがバス168を介してD/A変換器170へ書き込
まれる。このワードはライン172上のアナログ信号レベ
ルへ変換され、それはVCO56の周波数変調制御入力端へ
供給される。信号ライン172上の電圧は、ライン72上のV
CO56によって発生される駆動信号の周波数を制御する。

ライン72上の駆動信号の振幅は、デジタル・アナログ変
換器560を介してCPU20によって制御される。CPU20は、
プローブへ送られるべきユーザが所望する電力レベルに
関してRS232インターフェース70を介してユーザが操作
するフットペダル68からの信号を受け取る。CPU20はこ
れらの信号を所望の電力レベルに対応するデジタルワー
ドへ変換し、且つこのワードをバス562を介してデジタ
ル・アナログ変換器560へ送給する。このユニットは、
この所望の電力レベルワードを、所望の電力レベルに対
応する振幅を持ったアナログ信号へ変換する。このアナ
ログ信号は、ライン564を介して、VCO56の振幅変調入力
端へ供給する。該アナログ信号は、VCO56をして、ユー
ザによって要求された所望の電力レベルに対応する振幅
を持った駆動信号をライン72上に発生させる。

ライン72上の電圧波形と変圧器76の一次側における電流
波形との間の位相角は、同調用インダクタ36の同調動作
によるプローブインピーダンスの無効成分の相殺の程度
を表している。小さな又はゼロの位相角は、無効成分が
実質的に完全に相殺していることを表している。位相検
知器50は、２つの比較器の出力を比較することによって
この位相角を決定する為に使用される。比較器580はそ
の一方の入力端をライン72に結合しており、且つ他方の
入力端を通常は接地されている基準電圧源582へ結合さ
れている。従って、ライン72上の信号がゼロ交差する度
に、比較器580は状態を変化させる。別の比較器584はそ
の一方の入力端をステップアップ変圧器76の一次側回路
におけるライン586へ結合しており、且つその２番目の
入力端を、好適実施例においてこれも接地基準電圧であ
る電圧基準回路588へ結合している。従って、ライン586
上の信号がゼロ交差する度に、比較器584は状態を変化
させる。これらのライン590及び592上の状態の変化は、
位相検知器50へ供給され、その時に存在する位相角に関
する情報を担持する。ライン72上の信号は駆動電圧であ
り且つライン586上の信号はライン72上の信号に応答し
てプローブ22を介して通過する電流に比例するので、ラ
イン590及び592上の状態変化の発生時間における差を対
応する位相角にデコードすることが可能である。

CPU20が接地欠陥検知を行なうことを可能とする為にラ
ッチ型ステータスポート600が設けられている。これら
ステータスポートの２つが、比較器580及び584からの出
力ピットを受け取るべく結合されている。これらのビッ
トは常時変化しているので、CPU20は、ゼロ交差を表す
データが未だライン72及び586上で発生しているかどう
かを決定する為にステータスポートを頻繁に読み取るこ
とによって本プローブ回路が適切に機能しているか否か
を判定することが可能である。

安全機構として機能するウオッチドッグタイマー回路60
2も設けられている。このウオッチドッグタイマーは常
時タイムアウト数に向かってカウントアップしており、
且つCPU20が適切に機能している限り、該タイムアウト
数に到達する前に、ライン606上の信号によってCPU20に
よって断続的にリセットされる。CPUがエンドレスルー
プ内にトラップされたり又は何等かの理由によりウオッ
チドッグタイマー602をリセットしなかったりする場
合、該タイマーはタイムアウトし且つライン604上のマ
スク不能（ノンマスカブル）インタラプトをアサートす
る。CPU20は該マスク不能インタラプトのスレーブとさ
れ、且つ、CPUがエンドレスループにいるか否かに拘ら
ず、常に、該マスク不能インタラプト奉仕するサービス
ルーチンへベクトル化される。このサービスルーチンは
安全性の予防策として本システムをシャットダウン即ち
停止させる。

第25図に示した実施例と第１図に示した実施例との間の
別の差異は、第25図の実施例においては、DCコイル即ち
同調用インダクタ36の磁束変調コイルが、AC駆動巻線で
ある中央巻線の両側に２つの巻線を有している。即ち、
該DC巻線は、巻線608及び610から構成されており、一方
AC巻線はコイル612である。該AC巻線は、同調用インダ
クタ36が適切に同調された時にプローブ22の容量性リア
クタンスを相殺する誘導性リアクタンスを与える。該DC
巻線は、０と30ミリヘンリー（mH）の間で該ACコイル61
2の見掛けのインダクタンスを変化させることが可能な
ものでなければならない。

第25図に示した好適実施例において、ユーザが操作する
フットペダル68は、MVSシステム610と呼ばれる市販され
ている外科装置を介してCPU20へ結合されている。この
装置は、カリフォルニア州、サンリュアンドロのアルコ
ンサージカルインストルメンテーション社から入手する
ことが可能であり、且つ1985年９月26日に出願した米国
特許出願第780,689号「電力型外科用はさみ用のハンド
ピース駆動装置（handpiece Drive Apparatus for Powe
red Surgical Scissors）」に詳細に記載されている。M
VSシステム610は幾つかのモードを持っており、且つRS2
32インターフェース70を介してコードを送ることによっ
て、MVSシステムが水晶体乳化モードである場合に、CPU
20をイネーブルさせる。水晶体乳化モードにおいて、２
つの電力モード、即ち固定型電力及びリニア即ち線形電
力を使用することが可能である。どのモードをエンター
するかは、MVSシステムの制御部をユーザが操作するこ
とによって決定される。次いで、MVSシステムはCPU20へ
データを送り、それが第25図に示した本発明の実施例に
対してどの電力モードを使用するかを制御する。ユーザ
が操作するフットペダル68は、２つのスイッチとポテン
シオメータから構成されている。ユーザがフットペダル
を電力をプローブへ送るべきであることを表す右へ移動
させると、トルクスイッチはその２つの状態の間で動作
する。ユーザがフットペダルを押し下げると、マイクロ
スイッチがその２つの状態の間で動作される。リニアポ
テンシオメータも設けられており、そのワイパーはフッ
トペダルへ機械的に結合されており、従って、フットダ
ルを押し下げると、該ワイパーは移動される。MVSシス
テム610はアナログ・デジタル変換器を持っており、そ
れは該ポテンシオメータへ結合されており、それは該ポ
テンシオメータの設定をユーザによって要求される所望
の電力レベルを表すデジタル値へ変換する。MVSシステ
ムは、更に、トグルスイッチへ結合されており、且つI/
Oポート（不図示）を介してマイクロスイッチへ結合さ
れており、従ってMVSシステムはこれら２つのスイッチ
の状態を読み取ることが可能である。MVSシステムは、
これら２つのスイッチの状態及び該ポテンシオメータの
設定をデジタルワード乃至はコードワードへ変換し、そ
れらはRS232インターフェースを介してCPU20へ送られ
る。好適実施例において、CPU20を水晶体乳化モードに
イネーブルさせた後にMVSシステムは、トグルスイッチ
がフットペダルが右へ移動されたことを表しており且つ
該マイクロスイッチがフットペダルが押し下げられたこ
とを表している場合に、CPU20へのインタラプトを発生
する。次いで、CPU20は電力制御サービスルーチンへベ
クトル化され、それはトグル イッチ位置、マイクロス
イッチ位置、及びポテンシオメータ設定に関するデータ
を読み取る。このサービスルーチンに付いて次に説明す
る。

第29図を参照すると、水晶体乳化動作中に、プローブ22
へ送られる電力を制御する為の電力制御ステップの詳細
を示してある。第25図に示した本発明の実施例は、固定
電力モード又はリニア電力モードにおいて動作すること
が可能である。固定電力モードにおいて、正面パネルス
イッチ64においてユーザによって設定される最大電力
は、MVSシステムの水晶体乳化モードにおいてフットペ
ダルをユーザが或る量押し下げた時に、プローブ22へ送
られる。勿論、別の実施例において、MVSシステム610は
フットペダルインターフェースとして除去することが可
能であり、且つフットペダル68は適宜の従来のインター
フェース回路を介してCPUへ直接的に結合することも可
能である。リニア電力制御モードにおいて、最大電力ス
イッチ64において設定された最大電力の百分率がプロー
ブ22へ送られ、その場合該百分率は該フットペダルの位
置に依存する。電力制御はリニア即ち線形的であり、従
ってフットペダルの変位が10％増加すると、プローブ内
の電力散逸は10％増加する。

ステップ118が実行される度にリニアモードに対するス
ケーリング演算を常に実行する第５図に示したステップ
118の一部として実行されるスケーラールーチンがあ
る。この演算のステップを第29図に示してある。最初の
ステップはブロック650によって象徴的に示してあり、
それはスイッチ64上にユーザによって設定された正面パ
ネル最大電力設定を読み取る。次に、ステップ652は、
フットペダル内のポテンシオメータの位置を読み取るこ
とからMVSシステムによって派生される電力データの所
望の百分率を読み取る。MVSシステムは、RS232通信イン
ターフェース70を介してCPU20へこのデータを書き込
む。電力の所望の百分率に該最大電力設定を乗じて電力
ワードを派生し、それはステップ654によって象徴的に
示されている如くメモリ内に格納される。次いで、処理
はステップ118のその他の動作と共に継続し且つそこか
ら第５図におけるステップ120へ継続する。

第29図における右側のステップは、第6C図における電力
制御ステップ182の詳細を示している。第５図及び第6A
図乃至第6C図のフローチャートは第25図の実施例におい
て使用されているが、第７図乃至第17図のフローチャー
トは、第27図及び第28図の周波数同調及び位相角調節ル
ーチンによって夫々置換されている。電力制御ステップ
118における最初のサブステップはブロック656によって
象徴的に示されており、それはメモリからの機能変数を
読み取る。この機能変数は、ユーザがリニア又は固定の
いずれかの電力モードで動作することを所望するかを決
定する為に正面パネル上のスイッチを読み取るキーボー
ド走査ルーチンによってメモリ内に格納される。サブス
テップ658は、モードに関して機能変数がなんと言って
いるか、又モードが固定型である場合にサブステップ66
0への処理のベクトルが何であるかを決定する。サブス
テップ660は、正面パネルスイッチからか、又はこのデ
ータがキーボード走査ルーチンによって格納されるメモ
リ位置からのいずれかから最大電力設定を読み取る。次
に、この最大電力設定は、デジタルワードとして、サブ
ステップ662によって象徴的に示した如く、VCO56によっ
て出力される信号の振幅を制御するアナログ信号へ変換
させる為に、CPU20によってD/A変換器560へ送られる。

サブステップ658がリニア電力制御モードが選択されて
いることを決定すると、ステップ664が実行され、それ
はステップ118におけるスケーラールーチンによって演
算される電力ワードを読み取り、且つこの電力制御デー
タワードをD/A変換器560及びVCO振幅変調制御入力端へ
送り、駆動信号の所望の振幅を設定する。

第26図を参照すると、本発明の好適実施例の制御プログ
ラムのキャリブレーション即ち較正サイクルのフローチ
ャートが示されている。このプログラムのキャリブレー
ションサイクルは周期的に走らされるが、周波数を同調
させ且つ位相角を最小とさせるコアのステップは、ユー
ザがフットペダルから足を離し、その際にユーザがプロ
ーブ内に電力が散逸されることを所望しないことを表す
度毎に一度だけ走らされるに過ぎない。基本的に、第25
図のシステムの動作を制御する制御ソフトウエアは、周
期的に発生する一連のインタラプトサービスルーチンと
してセットアップされる。第26図のキャリブレーション
サイクルルーチンは、ユーザがフットペダルから足を離
した度毎に一度だけ周波数スイープ及び位相角最小化を
実施し且つユーザがプローブへ電力を印加している場合
にこれらのステップをバイパスするこれらの経時的ルー
チンの１つとすることが可能である。別の実施例におい
て、その他のソフトウエアアーキテクチャーを使用する
ことが可能である。然し乍ら、最大の性能を得る上で、
どのようなソフトウエアアーキテクチャーを選択しよう
と、プローブの共振周波数を見つけ出し且つVCOドライ
バー周波数をプローブの共振周波数と整合させることが
重要であり、且つこれがなされた後に、同調用インダク
タを同調させて可及的に位相角を最小とさせることが重
要である。これらの機能を実行し且つリニア電力制御を
与えるものならば、どのようなソフトウエアアーキテク
チャーであろうとも、本発明に使用することが可能であ
り、本明細書において説明する特定のソフトウエアアー
キテクチャーにのみ本発明は限定されるものではない。

キャリブレーションサイクルは、基本的に、周波数スイ
ープ及び位相角最小化を行なう時であるか否かを決定す
る。その為に、第26図のキャリブレーションサイクル
は、エンターステップ698から開始する。このステップ
は同期したインタラプトを象徴的に示しており、それは
周期的に発生し且つCPU20においてタイマーによって自
己発生される。このインタラプトが発生する度に、処理
はステップ698へジャンプし、且つキャリブレーション
サイクルが実行される。キャリブレーションサイクルに
おける最初のステップは、イネーブルステップ700であ
り、それは、ユーザがフットペダルから足を離してユー
ザが電力をプローブへ送ることを所望しないことを表し
ているかどうかを表すRAM内のイネーブルフラッグをチ
ェックする。ステップ700は、このステータスを表すRAM
内のステータスフラッグをチェックし且つ該ステータス
フラッグの条件に従って適宜の次のステップへ分岐する
ステップを表している。ステータスルーチン（不図示）
は周期的に、フットペダルにおけるスイッチの位置に関
するMVSシステム610から到着する制御コードを読み取
り、且つ該ステータスフラッグをアップデートする。ト
グルスイッチ及びフットペダルにおけるマイクロスイッ
チのステータスに関する制御コードは、ステップ700に
よって読み取られる電力ステータスフラッグをセットす
る為に使用される。

ステップ700でチェックされたフラッグステータスがユ
ーザが足をフットペダルから離したことを表していると
仮定して、処理はステップ702へ移行して、イネーブル
ステップ700が経路701に沿っての処理をベクトル化した
のはステップ698においてエンターしてから最初である
か否かを決定する。このことの理由は、ステップ葺に続
くステップのキャリブレーションルーチンが、ユーザが
フットペダルから足を離した度毎に１回を越えて実行さ
れることを防止する為である。第26図のルーチンにエン
ターしてからステップ702に続くステップが既に一度実
行されている場合、処理は経路704に沿ってベクトル化
される。同様に、第26図のルーチンが、ユーザがプロー
ブへ電力を印加している時にエンターされると、ステッ
プ70のテストは経路706に沿っての処理をベクトル化さ
せる。経路704及び706は、ステップ702に続いて、キャ
リブレーションステップをバイパスする。

経路708がステップ702に続く場合、ステップ710が実行
される。このステップはプローブへの電力レベルを、第
25図中のD/A変換器560へ適宜のデジタルワードを書き込
むことによって公称レベルへセットする。次に、ステッ
プ712が実行されて、同調用インダクタ36のインダクタ
ンスを最小値へ設定する。このことは、DCバイアスコイ
ル610及び608を介しての電流の流れを最小レベルへ設定
するD/A変換器40へデジタルワードを書き込むことによ
って行なわれる。次に、ステップ714を実行して、以下
に説明するスイーパールーチンをコールする。このルー
チンの目的は、水晶体乳化動作の為に意図されている本
システムに取付けられている任意のプローブ22の共振周
波数を包含する駆動周波数の全範囲に渡ってVCO56の周
波数をスイープ即ち掃引する為である。各周波数におい
て、駆動電流が読み取られ且つ以前に記録されている最
高の駆動電流と比較され、新たな最高の駆動電流が見出
されたか否かを決定する。該最高駆動電流が流れる周波
数が本プローブの共振周波数である。

該スイーパールーチンが本プローブの共振周波数を見出
した後、VCOの周波数は、D/A変換器170への書込動作を
介してこの周波数に設定され、且つ処理はステップ716
へ移行する。

ステップ716に続いて、新たな駆動周波数で位相角を最
小とする機能を果たすステップ718が実行される。この
ルーチンに付いて更に詳細に以下に説明する。最後に、
ユーザがプローブへの電力を最初に取り除いてからキャ
リブレーションルーチンが一度実行されたことを表す為
にステップ702においてチェックされるFIRST TIMEフラ
ッグをセットするステップ720が実行される。最後に、
処理は第26図のインタラプトサービスルーチンから、ス
テップ698への処理をベクトル化させたインタラプトが
発生した時に処理が中止したプログラムの点へリターン
する。これは、ステップ722によって象徴的に示されて
いる。次いで、処理はその点から進行する。

第27図を参照すると、該スイーパールーチンの詳細が示
されている。ステップ730は、第26図におけるステップ7
14からのこのサブルーチンのコールを示している。次い
で、ステップ732によって示されるテストが実行され
る。このテストの目的は、VCOの現在の動作周波数HERTZ
が、プローブの共振周波数を見出す為にVCO周波数がス
イープされる周波数帯域の固定した高周波数端MAX-FREQ
において又はそれを越えているかどうかを決定する為で
ある。該周波数を該高調波数限界又はそれを越えて増加
された場合、処理は経路734に沿ってベクトル化され、
それは第26図のルーチンのステップ716へリターンする
ことを示している。該周波数が該周波数帯域の高い方の
端部に未だ到達していない場合、処理はステップ736へ
移行し、それはインクリメント変数Ｎを１ステップだけ
インクリメントさせる。第27図のルーチンがエンターさ
れると、ステップ730はＮをゼロへ初期化させる。

次に、ステップ736が実行される。このステップは、VCO
周波数を次のより高い周波数ステップへインクリメント
させるステップを示している。第27図のループが最初に
実行される場合、Ｎはゼロであり且つステップ738はVCO
周波数をMIN FREQ値へ設定し、それはVCO周波数がスイ
ープされる周波数領域の下端における周波数限界であ
る。ループが実行される毎に、Ｎが１だけインクリメン
トされ、且つVCOの周波数は、ステップ732のステップが
処理を第26図のルーチンへリターンさせる迄、１ステッ
プ高く設定される。ステップ738も、VCO周波数を新しい
周波数へ設定する為に第25図中のD/A変換器170へ新しい
周波数を表すデジタルワードを書き込む処理を示してい
る。

次に、ステップ740を実行して、プローブを介して新た
に得られる駆動電流CURRENTを読み取り、且つそれをそ
れまで記録された最大駆動電流が格納されている変数I
PEAKの現在の値と比較する。この処理における最初のサ
ブステップは、第25図におけるA/D変換器54のチャンネ
ル２出力端においてのアドレス動作及びデジタルワード
の読取動作である。このデジタルワードは、電流検知器
550によって検知される変圧器76における一次側電流の
大きさを表しており、且つプローブ22を介して流れる実
際の駆動電流に比例する。従って、I PEAK変数内に格納
される値は丁度得られた現在のデータに対して比較さ
れ、駆動電流が現在前のピーク駆動電流よりも大きいか
否かを判別する。大きい場合には、I PEAK変数の内容が
その時に存在する駆動周波数での駆動電流の値でアップ
デートされ、且つこの駆動周波数の値は丁度I PEAKに書
き込まれた駆動電流と関連するものとして記録される。
この処理はステップ742で示してある。次いで、処理は
ステップ732へ向かってベクトル化され、再度ループを
開始させる。

第28図を参照すると、位相角最小化ルーチンの詳細が示
されている。第26図におけるステップ718からコールさ
れた場合のこのルーチンの最初のステップは、現在の位
相角が所望の位相角を中心としてその周りの許容された
位相角の範囲内のものであるかどうかを決定する。この
テストはステップ744で示してある。このステップが実
行される理由は、第28図のループが無限の回数実行され
ることを防止することである。何故ならば、誤差余裕の
半分のみの調節がなされる場合、逐次近似技術が使用さ
れるからである。ステップ744は変数MARGINの内容を、
許容されている最大誤差余裕であるALLOWEDと呼ばれる
定数と比較する。MARGINがALLOWEDよりも大きい場合、
ステップ746が実行され、変数TWEAKの内容を調節し、そ
れは位相角を最小可能角へ同調させるプロセスを開始す
る為にDCバイアスコイル608及び610内の電流を変化させ
るべき量である。TWEAKはステップ746によってDELTA/2
に等しい量だけ調節させ、尚DELTAは所望の位相角（DC
バイアスコイルを介しての電流によって表現されてい
る）と実際の位相角との間の符号付き差異である。この
実際の位相角は、位相検知器50と加算器及び積分器52に
よる作業の結果を得る為に、第25図中のA/D変換器54の
チャンネル１出力を読み取ることによってCPU20によっ
て決定される。所望の位相角は任意の定数とすることが
可能であるが、通常ゼロである。

次に、ステップ744が実行され、それは第25図におけるD
Cバイアスコイル608及び610における電流レベルを、位
相角を最小とすべく新たな電流レベルへ調節する。ステ
ップ744において、D/A変換器40へ現在書き込まれたデジ
タル値で表現されたDCバイアスコイル608及び610内を流
れる電流の現在の値を表す変数HENRYがTWEAKの値によっ
て変化される。

次に、ステップ746が実行されて、HENRYにおける変化及
びDCバイアスコイル内を流れる電流レベルにおける合成
的変化から得られる新たな位相角をテストする。ステッ
プ746は、変数PHASEによって表される如くA/D変換器54
からのチャンネル１出力を読み取ることによって決定さ
れる現在の位相の値を、所望の位相角THETAから差し引
くことによって変数DELTAの値を計算する。次いで、ス
テップ748を実行して、変数DELTAの絶対値を取ることに
よって変数MARGINの値を計算する。

最後に、処理はテスト744へリターンされる。ステップ7
44のテストがMARGINがALLOWEDの値よりも低いことを表
す場合、処理は第26図のルーチンのステップ720へリタ
ーンする。

以上、本発明の具体的実施の態様に付いて詳細に説明し
たが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきもの
では無く、本発明の技術的範囲を逸脱すること無しに種
々の変形が可能であることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例に基づいて構成されたシステ
ム全体を示したブロック図、第２図はプローブ及び同調
用インダクタシステムの動作を説明する為に使用される
簡単化した等価回路モデルの説明図、第３図は本システ
ムの機能を説明するのに必要な２つの数学的関係式を示
した説明図、第４図は機械的共振周波数での本プローブ
の簡単化した等価回路図、第５図は本発明の１実施例の
動作を制御する制御プログラムのメインループのフロー
チャート図、第6A図乃至第6C図は本発明の１実施例の制
御プログラムのインタラプトサービスルーチンのフロー
チャート図、第７図は本発明の１実施例におけるプロー
ブの機械的共振周波数における変化に追従する為にVCO
周波数を変化させるインタラプトサービスルーチンの部
分に関して更に詳細に示したフローチャート図、第８図
は本発明の別の実施例に従ったVCO周波数同調プロセス
の別の実施例を示したフローチャート図、第９図及び第
10図は第８図におけるステップ230を実行する別の態様
を示した各フローチャート図、第11図は本発明の１実施
例において負荷の無効成分を相殺する為に同調用インダ
クタL_Tのイダクタンスを同調させる為のプロセスのフロ
ーチャート図、第12図乃至第14図は第11図におけるステ
ップ240を実行する別の態様を示した各フローチャート
図、第15図乃至第17図は第11図におけるステップ250を
実行する別の態様を示した各フローチャート図、第18図
は位相角を最小とさせる為に同調した駆動インダクタン
スを持った固定周波数比例電力実施例を示した概略図、
第19図は固定電力固定周波数同調インダクタンス実施例
を示した概略図、第20図は基準として位相角を使用する
機械的共振周波数へVCO周波数を同調させる為のサブシ
ステムのアナログ実施例を示したブロック図、第21A図
及び第21B図は第20図のアナログ実施例の詳細を示した
夫々一部詳細図、第22図は機械的共振周波数の周りの異
なった周波数におけるプローブのインピーダンスに対し
ての特性曲線の形状を示したグラフ図、第23図は与えら
れた一組の条件に対してプローブ結晶を介しての電流と
プローブ結晶を横断しての電圧との間の位相に対する周
波数に対しての位相角の関係を示したグラフ図、第24図
は機械的共振周波数を見出し且つ同調用インダクタをゼ
ロ位相角へ同調させる為にプローブインピーダンスに対
しての特性曲線の形状を使用する方法を示したフローチ
ャート図、第25図は本発明の好適実施例のハードウエア
のブロック図、第26図は本発明の制御プログラムのメイ
ンループのソフトウエアのフローチャート図、第27図は
プローブ22に対する駆動電流を最大とさせる駆動周波数
を決定するメインループによりコールされる周波数スイ
ープルーチンのフローチャート図、第28図はプローブの
容量性リアクタンスを可及的に近づけて整合させる為に
供給源インピーダンスの誘導性リアクタンスを変化させ
る為に同調用インダクタを同調させる為にメインループ
によってコールされる位相角最小化サブルーチンのフロ
ーチャート図、第29図はスケーラールーチン及びパワー
制御ルーチンの各ステップを示したフローチャート図、
である。 （符号の説明） 20:マイクロプロセサ 22:プローブ 24:機械的増幅器 26:ノーズピース 28,30:ピエゾ電気結晶 36:同調用インダクタ 40:D/A変換器 44:磁束変調コイル 50:位相検知器 52:積分器 60:リニアプログラム可能アンプ 66:正面パネル 68:I/O回路 74:オペアンプ 76:セットアップ変圧器 78:電流検知用抵抗 90:局所RAM

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 トレンティノ エスコルシオ アメリカ合衆国，カリフォルニア 94578, サン リーンドロ，プレイサー ドライブ 2128 (72)発明者 サミュエル ザンブル アメリカ合衆国，カリフォルニア 94709, パロ アルト，ハノーバー ストリート 2140 (72)発明者 アジート シン アメリカ合衆国，カリフォルニア 94709, バークレイ，ボニタ アベニュー 1327 (56)参考文献 特開 昭50−100891（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−167070（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−58034（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−58034（ＪＰ，Ｕ)

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】機械的共振周波数を持ったプローブを超音
   波駆動する装置において、 前記プローブに対し駆動信号を発生し且つ前記駆動信号
   の周波数を制御するための第１制御信号を受け取る入力
   端を持っており且つ前記駆動信号を前記プローブへ供給
   して前記プローブ内に負荷電流を発生させる駆動信号発
   生手段が設けられており、 前記駆動信号発生手段へ結合されており、前記プローブ
   の機械的共振周波数を決定する機械的共振周波数決定手
   段が設けられており、 前記機械的共振周波数決定手段は、前記プローブの機械
   的共振周波数を含有する周波数範囲にわたって前記駆動
   信号の周波数を増分的に変化させるために前記第１制御
   信号を発生させ、前記周波数範囲内の各周波数において
   前記駆動信号から得られる前記プローブを介しての負荷
   電流を測定し、前記負荷電流が最大である周波数を記録
   し、且つ前記負荷電流を最大とさせた周波数の駆動信号
   を発生すべく前記駆動信号発生手段を調節することによ
   って機械的共振周波数を決定するものであり、 前記プローブに供給される前記駆動信号が通過され且つ
   インダクタンス量を制御する第２制御信号を受け取る入
   力端を具備する同調インダクタが設けられており、 前記同調インダクタに結合されており、前記駆動信号の
   周波数が前記周波数範囲にわたって増分的に変化される
   期間中は前記同調インダクタのインダクタンスを最小と
   させるように前記第２制御信号を制御し且つ前記駆動信
   号の周波数が前記負荷電流を最大とさせた周波数に設定
   された後で前記駆動信号の電圧と結果的に得られる負荷
   電流との間の位相角を測定する場合には前記位相角を所
   定の範囲内で変化させる態様で前記同調インダクタのイ
   ンダクタンスを変化させるレベルに前記第２制御信号を
   制御する制御手段が設けられている、 ことを特徴とする装置。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記駆動
   信号発生手段は、更に、それによって発生される駆動信
   号の振幅を制御する第３制御信号を受け取る入力端を有
   しており、 前記第３制御信号を受け取るための前記駆動信号発生手
   段の入力端に結合されており、前記プローブ内に散逸さ
   れるべき所望の電力量を表わす外部供給源からの信号を
   受け取り且つ前記外部供給源からの前記信号に従って前
   記駆動信号の振幅を線形的に制御するために前記第３制
   御信号を発生する第３制御信号発生手段が設けられてお
   り、 前記機械的共振周波数決定手段が、前記プローブを介し
   て流れる負荷電流を検知し且つ前記プローブ負荷電流を
   測定する場合に使用するための前記負荷電流に比例し且
   つ同位相の電圧を発生するような態様で前記プローブへ
   の前記駆動信号に結合して設けられたステップアップ変
   圧器を有している、 ことを特徴とする装置。
3. 【請求項３】線形電力制御を有する超音波プローブを駆
   動する装置において、 前記プローブに対し駆動信号を発生し且つ前記駆動信号
   の周波数を制御するための第１制御信号を受け取る入力
   端を持った駆動信号発生手段が設けられており、 前記駆動信号発生手段に結合されており、前記駆動信号
   によって発生される前記プローブを介しての負荷電流を
   最大とさせる前記駆動信号の周波数を見つけ出すことに
   よりその時に存在する条件下における前記プローブの機
   械的共振周波数を適宜見つけ出し且つ前記プローブの機
   械的共振周波数で駆動信号を発生するように前記駆動信
   号発生手段を調節するために前記第１制御信号を発生す
   る機械的共振周波数決定手段が設けられており、 前記駆動信号を前記プローブへ供給するために前記プロ
   ーブと直列接続されたインダクタを有すると共にインダ
   クタンス量を制御する第２制御信号を受け取るための入
   力端を有する同調インダクタが設けられており、 前記同調インダクタに結合されており、第１所定時間に
   おいて前記同調インダクタのインダクタンスを最小とさ
   せ、第２所定時間において前記プローブへの駆動信号電
   圧とその結果得られる負荷電流との間の実際の位相角を
   決定し、前記実際の位相角と所望の位相角との間の差異
   を決定し、前記実際の位相角が選択した範囲内ものとな
   るように前記実際の位相角を変化させて前記同調インダ
   クタを同調するための前記第２制御信号を発生する位相
   角調節手段が設けられており、 足操作型電力制御変換器が設けられており、 前記駆動信号発生手段は、更に、前記駆動信号の振幅を
   制御する第３制御信号を受け取る入力端を有しており、 前記駆動信号発生手段に結合されており、前記足操作型
   電力制御変換器を読み取ることにより前記プローブ内で
   散逸されるべき所望の電力量を決定し且つ前記足操作型
   電力制御変換器の設定に従って前記駆動信号の振幅を線
   形的に制御するように前記第３制御信号を発生する第３
   制御信号発生手段が設けられており、 前記駆動信号発生手段に結合されており、 前記駆動信号発生手段及び前記プローブが動作中である
   か否かを決定し且つ所定の状況下において前記駆動信号
   の発生を停止させる制御信号を発生する接地欠陥検知手
   段が設けられている、 ことを特徴とする装置。
4. 【請求項４】ピエゾ電気結晶励起要素を具備する水晶体
   乳化プローブを駆動する装置において、 フットペダル電力制御器が設けられており、最大電力制
   御器が設けられており、 電気的に変更可能なインダクタンス値を有する可変イン
   ダクタが設けられており、 前記結晶に対し可変周波数可変振幅交流駆動信号を発生
   し且つ前記駆動信号の周波数を制御する第１制御信号を
   受け取る第１制御入力端を有すると共に前記駆動信号の
   振幅を制御する第２制御信号を受け取る第２制御入力端
   を有する駆動信号発生手段が設けられており、 前記駆動信号発生手段に結合されており、最大電力の所
   望の百分率を表わす前記フットペダルの位置を読み取り
   且つ前記最大電力を決定するために前記最大電力制御器
   の位置を読み取り且つ前記最大電力及び前記最大電力の
   百分率を使用して所望とされる実際の電力を計算するこ
   とによって所望の電力レベルを決定し、且つ前記フット
   ペタルの位置の線形関数として前記第２制御信号を発生
   する第２制御信号発生手段が設けられており、 前記駆動信号発生手段に結合されており、前記駆動信号
   の周波数を所定の周波数範囲にわたって掃引するために
   前記第１制御信号を発生し且つ負荷電流が最大である周
   波数を決定するために前記所定の周波数範囲内の種々の
   周波数において前記プローブを介しての負荷電流を測定
   し且つ前記駆動信号が最大の負荷電流を流させた周波数
   を有するように前記第１制御信号を発生する第１制御信
   号発生手段が設けられており、 前記プローブを横断しての電圧に対しての電圧波形と前
   記電圧波形から得られる前記プローブを介しての電流に
   対しての電流波形との間の位相差を決定し且つ前記位相
   差の値を表わす誤差信号を発生する位相差決定手段が設
   けられており、 前記誤差信号を受け取り且つ前記位相差を許容可能範囲
   内に変化させるために前記可変インダクタのインダクタ
   ンス値を電気的に変化させるインダクタンス変化手段が
   設けられている、 ことを特徴とする装置。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項において、前記第３
   制御信号発生手段が、前記プローブを介しての駆動電流
   のレベルを検知すべく結合された電圧ステップアップ電
   流検知変圧器を有することを特徴とする装置。
6. 【請求項６】特許請求の範囲第４項において、 前記駆動信号が供給されるべく結合されており、前記結
   晶を介しての電流の流れがないことを包含する所定の状
   況下において前記駆動信号が発生されることを停止させ
   る接地欠陥検知手段が設けられており、 タイムアウトが発生した場合に前記駆動信号の発生を停
   止させ且つ所定の事象が発生しない限り前記タイムアウ
   トを防止する手段を具備するタイマー手段が設けられて
   いる、 ことを特徴とする装置。