JPS63315049A - 同調リアクタンスを持った超音波プローブ用線形電力制御 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 致宜氷」 本発明は、水晶体乳化プローブ駆動装置の分野に関する
ものであって、更に詳細には、水晶体乳化用の同調型リ
アクタンス処理の分野に関するものである。

従ＩＬ胤 誘導性負荷又は容量性負荷へ電力を供給する上で、該負
荷を横断しての電圧と該負荷を介しての電流との間の位
相角がゼロである場合に、電力の最大効率及び最大供給
が発生することは長い間知られている。システム乃至は
系の位相角は力率に関係している。当業者等に明らかな
如く、抵抗要素に加えて誘導性要素又は容量性要素を有
する任意の回路網のインピーダンスは、実数成分、即ち
抵抗要素、と、誘導性要素及び容量性要素の存在によっ
て発生される虚数成分とのベクトル和である。リアクテ
ィブ成分即ち無効成分がゼロである場合、システムのイ
ンピーダンスは純粋に抵抗性であり、且つ合成ベクトル
は実数軸に一致する。

この様な場合に、位相角はゼロである。力率は、負荷イ
ンピーダンスにおける無効成分と実成分の相対的大きさ
の目安である。それはこれら２つのベクトル成分の相対
的大きさに関連している。

力率は、又、パワー即ち電力を負荷へ強供するシステム
の効率の目安である。抵抗性成分のみが実際に電力を散
逸することが可能であるので、負荷インピーダンス内の
誘導性又は容量性のリアクタンス成分の存在は、システ
ムの電力供給・の効率を減少させる。何故ならば、それ
は電力供給の供給源抵抗における電力散逸を増大させる
からである。この理由は、当業者等にとって明らかであ
り、従ってここでは詳細は割愛する。前述した現実の結
果として、負荷への電力供給の効率を最大とさせる為に
は、負荷インピーダンスの無効成分を同調回路内の等し
く且つ符号が反対の無効成分と直列又は並列に配置させ
ることによってそれを調量させ合成負荷インピーダンス
を純粋に抵抗性のものとさせることが有用であることが
、長年の間。

電力会社やその他の電力供給技術にたづされる技術者等
にとって公知であった。この様な場合、供給源インピー
ダンスは負荷インピーダンスの共役として整合させると
言われ、且つ負荷へ供給される電力は最大とされる。

負荷へ供給される電力は次式で与えられる。

（１）　　　電力＝ＶＩｃｏｓ８ 尚、■は負荷インピーダンスを横断しての電圧降下であ
り、Ｉは負荷インピーダンスを介して流れる直列電流で
あり、ｃａｓｅは回路の力率である。

該力率は、電流が電圧よりも先行する場合に、「リード
（先行）」すると言われ、且つ電流が電圧に遅れる場合
に、「ラギング（遅れ）」すると言われる。

超音波プローブは、従来、プローブによって分裂された
組織の破片の吸い出しと結合されて、目の中における白
内障の破壊の為の水晶体乳化の為に使用されている。２
つの種類のプローブが従来開発されており、その１つは
ピエゾ電気結晶によって励起されるものである。この様
なピエゾ電気プローブは、従来、例えばチタン等の金属
からなるロッドであり、その中にピエゾ電気結晶を固着
させて該ロッドを振動させる為の励起源として機能させ
ている。ピエゾ電気結晶は１例えば４０゜０００　Ｈｚ
等の高周波数を持った電気交流駆動信号で駆動されてい
る。プローブの長さは、駆動信号の波長の半分の整数倍
である。ＩＳ＠動信分信号響下でのピエゾ電気結晶の振
動は、ロッドをその機械的共振周波数で振動させる。

プローブロッドの質量と結合された場合に、この様なプ
ローブにおける励起源として使用されるピエゾ電気結晶
は、誘導性成分と、容量性成分と、抵抗性成分とを持っ
た等価電気回路としてモデル化させることが可能である
。ロッドの金属の弾性を表す容量性成分があり、且つプ
ローブの質量を表す誘導性成分がある。更に、目の中の
組織又は流体等の負荷に接触した場合のロッドの先端部
の運動に対しての抵抗を表す抵抗性成分があり、それは
プローブの先端部の振動を減衰させる傾向とさせる。ピ
エゾ電気結晶自身は、抵抗性成分を与え、それは該結晶
の端子間の電流の漏れの量に関連している。該結晶は、
更に、ピエゾ電気結晶の本来的な電気的特性、即ち厚さ
や、誘電率や、面積等、を表す容量性成分も持っている
。

温度が変化し、且つプローブ上の負荷が変化すると、プ
ローブの等偏口路内の種々の抵抗性成分及びリアクティ
ブ即ち無効成分が値を変化させる。

これらの成分の値における変化は、プローブの機械的共
振周波数を変化させる。駆動周波数が変化した共振周波
数に対応して変化されない限り、最大の電力伝達効率は
達成されることがない。

更に、当業者等にとって明らかな如く、供給源と負荷と
の間の最大電力伝送は、供給源及び負荷のインピーダン
スが整合し従って負荷が純粋に抵抗性に見える場合に１
発生する。従って、超音波プローブの場合、共振周波数
におけるプローブ負荷インピーダンスが容量性無効成分
を持っている場合、供給源インピーダンスは、供給源と
負荷との間の電力伝送を最大とさせる為に等しい大きさ
の誘導性無効成分を持たねばならない。水晶体乳化プロ
ーブの結合した機械的及び電気的システムの抵抗性及び
無効成分の大きさが変化するので。

電力レベルが変化し且つ温度及びプローブの負荷条件が
変化すると、固定したインダクタの場合に不可能ではな
いにしても、負荷インピーダンスへ供給源インピーダン
スを整合させて、広範囲の電力レベル及び周波数変動に
渡ってプローブの無効成分を相殺させることは困難であ
る。この様な整合させ同調させたシステムの利点は、供
給源電圧発生器によって見られるインピーダンスが最小
とされている（同調用インダクタを包含する２ポ一ト回
路内に向かって）ので、低電圧コンポーネントを使用す
ることが可能である。

従って、電力レベル、温度、及び負荷変動等の条件が変
化する場合に、負荷の無効成分が相殺される様に同調さ
せることの可能な水晶体乳化プローブドライバーの必要
性が発生していた。更に、電力レベル、温度、及び負荷
条件等が変化するが、又は新たなプローブをシステムに
取付けた場合に、変化した機械的共振周波数へ整合させ
る為に駆動周波数を変化させることの可能なプローブ駆
動回路に対する必要性が発生していた６更に、ユーザが
所望の電力レベルを設定することが可能であり且つ電力
レベルがプローブへ伝送される様な比例的電力制御を具
備する水晶体乳化プローブドライバーに対する必要性が
発生していた。

■−五 本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述
した如き従来技術の欠点を解消し、水晶体乳化用のプロ
ーブ用の実質的に比例的な電力制御を与える方法及び装
置を提供することを目的とする。更に、水晶体乳化プロ
ーブの等偏口路の無効成分を相殺することによってプロ
ーブへのドライバーからの電力伝送の効率を最大とさせ
る為に水晶体乳化プローブドライバーの供給源インピー
ダンス無効成分の一定の同調を与える装置及び方法を提
供することを目的とする。ｆＩｔカレベル、湿度、及び
負荷条件が変化するか又は異なったプローブをシステム
の取り付けた場合に、プローブの変化する機械的共振周
波数を実質的に整合させる為に水晶体乳化プローブドラ
イバーの周波数を同調させる装置及び方法を提供するこ
とを目的とする。

碧−コ叉 本発明の１実施態様においては、リニア電力制御装置が
、マイクロプロセサを有しており、該マイクロプロセサ
は直列インターフェースを介してユーザによって所望の
電力レベルを設定する為に操作されるフットペダル制御
器へ結合されている。

該マイクロプロセサは、更に、正面パネル上の最大電力
レベル制御器へ結合されており、それもユーザによって
１００％電力レベルを確立する為に操作される。該マイ
クロプロセサは、フットペダル位置及び正面パネル上の
最大電力レベル制御器の位置を読み取り、且つフットペ
ダルからの信号をスケールして、正面パネルにおいてユ
ーザによって設定された最大レベルの百分率として所望
の電力レベルを決定する。次いで、マイクロプロセサは
、デジタル利得数を発生し、それをプログラム可能利得
のリニアパワーアンプへ送給する。このアンプも、電圧
制御オシレータ（ＶＣＯ）の形態の駆動信号周波数発生
器へ供給される。プログラム可能リニアパワーアンプは
、マイクロプロセサからのデジタル入力によって確立さ
れる利得レベルだけ該駆動信号を増幅する。このプログ
ラム可能アンプは、市販のリニア利得を具備するｖＣＯ
が存在するので、幾つかの実施形態においては、ｖＣＯ
と結合させることが可能である。リニアプログラム可能
アンプの出力は、クラスＡＢで動作する別のパワーアン
プによって増幅さ九る。このアンプの出力は電圧ステッ
プアップ変圧器へ印加され、該変圧器の二次側は同調用
インダクタを介してピエゾ電気結晶即ち水晶体乳化プロ
ーブを励起させる結晶へ結合されている。

同調用インダクタは、該結晶及びプローブの機械系によ
って提供される負荷インピーダンスの無効成分を相殺す
る為に駆動回路供給源インピーダンスを維持する様にプ
ローブ駆動回路の供給源インピーダンスを調節すること
が可能な手段である。

好適実施例においては、該同調用インダクタは、強磁性
コアとそこから延在する３本のアームを有している。こ
れらのアームの２本は、それらの周りに巻着されたＡＣ
駆動信号コイルを持っている。

該ＡＣ駆動信号は、該コアを介しての磁束をセットアツ
プし、その一部は３番目のアームを介して通過する。３
番目のアームの周りには、磁束変調用コイルが巻着され
ており、それを介してマイクロプロセサによって制御さ
れた振幅でＤＣ電流が流れる。該同調用インダクタの目
的は、全ての負荷、温度、及び電力レベル条件に対して
、負荷インピーダンスの無効成分を相殺させる為に供給
源インピーダンスを同調させることが可能である様に、
負荷インピーダンスと直列であるインダクタンスの量を
マイクロプロセサが制御することを可能とすることであ
る。負荷の容量性リアクタンスを相殺する為に使用する
ことの可能ないかなる同調用インダクタでも本発明にお
いて使用することが可能である。

供給源インピーダンスの無効成分を制御する為に、マイ
クロプロセサは、力率又はピエゾ電気結晶負荷を介して
流れる電流に対する電流波形を表すフェイザーとピエゾ
電気結晶負荷を横断しての駆動電圧を表す波形との間の
位相角を検知することが必要である０位相検知器がこの
目的の為に使用される。その１つの入力端は、該結晶を
横断しての駆動電圧に対する電圧波形をサンプルし、且
つその別の入力端は、該結晶を介しての駆動電流に対す
る電流波形をサンプルする。この電流波形サンプリング
は、電圧セットアツプ変圧器の一次側におけるタップか
ら取られる。１実施例おいては、この変圧器には、その
帰還側に組み込んで、電流検知用抵抗が設けられている
。この抵抗を横断しての電圧降下はステップアップ変圧
器の一次側を介して流れる電流に比例し且つそれと同位
相である、負荷の無効成分を相殺させる為に本システム
によってゼロへ又はユーザが決定した許容可能な位相角
へ同調されるべきものは、−次側において流れる電流と
一次側を横断しての電圧との間の位相角である。負荷電
流の位相を検知するその他の任意の手段も本発明におい
て使用することが可能である０例えば、電流プローブ又
は電流検知変圧器を使用することも可能である。

位相検知器は、位相の大きさ及びその符号を表す２つの
パルス幅変調デジタル信号を発生する。

これらパルス幅変調信号は加算され且つ積分されて１位
相角誤差の大きさを表すアナログ信号を発生する。この
アナログ信号は、位相角誤差を表すテシタル数へＡ／Ｄ
変換器によって変換される。

ゼロ以外の任意の位相角が、離調状態を表し、その場合
、プローブインピーダンスのリアクタンスは相殺されな
い。位相角がゼロでない場合（又は、幾つかの実施例に
おける如く、ユーザが設定するいかなる許容可能な位相
角であっても）、マイクロプロセサがこの事実を検知し
且つ同調用インダクタンス内の磁束変調用コイルを介し
て流れるＤＣ電流を変化させる。このことは、同調用イ
ンダクタのＡＣ駆動用コイルを介して通過するコア内の
磁束量を変化させ、その際にそのインダクタンスを変化
させる。このプロセスは、プローブインピーダンスにお
ける無効成分が相殺され且つ供給源駆動インピーダンス
がプローブインピーダンスの共役に整合される迄、ＤＣ
コイルの駆動電流に対する小さな変化をもって継続され
る。

本発明の好適実施態様は、成る詳細部分が異なる点を除
いて、上述した実施態様と機能的に等価である。好適実
施態様では電流検知用抵抗を使用しない、勿論、電流検
知用変圧器は使用する。更に、位相検知器の入力端と２
つの位相信号入力端との間に２つの比較器が使用されて
いる。各比較器は、駆動信号振幅をゼロと比較し且つそ
の出力端において一連の状態変化を発生する。これらの
状態変化の間の時間差を位相検知によって使用されて位
相角を決定する。これらの状態変化は又マイクロプロセ
サによってモニタされて、プローブ駆動回路に何か不都
合があることを示す接地欠陥が存在するか否かを決定す
る。好適実施例も、駆動変圧器コアの脚部の１つをＡＣ
駆動コイル支持体として使用し、且つ他の２つの脚部を
ＤＣ同調用コイルの２つの半割用の支持体として使用し
ている。好適実施例はリニアプログラム可能アンプを使
用していない、その代わりに、デジタル・アナログ変換
器を使用しており且つｖＣｏ上の振幅変調制御入力を使
用している。この様に、フットペダルからマイクロプロ
セサへ伝達されるユーザの電力要求は、マイクロプロセ
サによってデジタルの所望の電力数へ変換される。これ
らの数は。

デジタル・アナログ変換器によってアナログ信号レベル
へ変換され、且つｖＣｏの振幅変調制御入力端へ供給さ
れて、所望の電力に従ってｖｃＯ出力の振幅を変調させ
る。

ｖｃｏが使用される理由は、変化する条件及び変化する
プローブに対して駆動周波数を変化させることを可能と
する為であり、これにより、駆動周波数は、プローブの
機械的共振周波数と実質的に整合する。同調用インダク
タがプローブ駆動回路において必要とされる理由は以下
の如くである。

共振状態におけるプローブのピエゾ電気結晶／機械系は
、容量性リアクタンス成分を持った負荷インピーダンス
を持っている。負荷インピーダンスと直列である同調用
インダクタのインダクタンスは、プローブによって表さ
れる容量性リアクタンスに等しく且つそれと特性が反対
である様にマイクロプロセサによって変化される。駆動
周波数がプローブの機械的周波数と整合する場合及び供
給源インピーダンスの誘導性リアクタンスがプローブの
容量性リアクタンスと整合する場合１位相角はゼロで且
つ供給源インピーダンス及び負荷インピーダンスの実成
分の与えられた比に対して、最大の電力伝送効率が達成
されている。マイクロプロセサは、磁束変調用コイル、
即ちＤＣコイルを介して流れる電流を変化させて、実質
的に位相角から離調させる。このことは、１実施例にお
いては、所望の変化量を表すデジタル数又は一連のデジ
タル数（増分的に変化する実施例において）を発生させ
且つこの数をＤ／Ａ変換器へ給送することによって行な
われる。この変換器は、該デジタル数をアナログ電流へ
変換し、それはＤＣ磁束変調用コイルを介して電流ドラ
イバーを介して駆動される。

本発明の供給源インピーダンス同調用の側面は。

幾つかの実施例においてもリニアパワー制御装置用とし
て使用されている。この供給源インピーダンス同調用装
置は、又、電力レベルが固定されているシステムにおい
ても有用である。即ち、マイクロプロセサが常に位相角
をモニターし、温度又は負荷条件にける変化が負荷イン
ピーダンスの変動を発生させる場合に、位相角が発生す
る。この位相角はマイクロプロセサによって検知され、
それは、磁束変調用コイル及び同調用インダクタを介し
て流れる電流レベルを変化させて位相角をゼロ又はユー
ザによって設定された値へ向かって減少させる。この様
に、供給源インピーダンスは、機械的共振周波数におい
て負荷の無効成分を相殺する様に連続的に維持され、そ
の際に常時最大電力転送効率を確保する。

リニアパワー制御器及び供給源インピーダンス同調用装
置の両方において、ＣＰＵは、電力レベル及び幾つかの
実施例においては温度の特定の条件に対しての必要な磁
束変調用コイルバイアス電流を表すデータを格納する１
つ又はそれ以上のルックアップテーブルを使用する。幾
つかの実施例においては、プローブの温度は、プローブ
へ伝送された電力量及びこの電力散逸レベルがプローブ
において維持される時間をモニターすることによって推
定することが可能である。幾つかの実施例において、電
力レベル、経過時間、又は位相角は。

同調用インダクタの同調動作の基礎とする基準とするこ
とが可能である。その他の実施例において。

温度フィードバック信号が、マイクロプロセサへのプロ
ーブ温度の積極的な表示を供給する為に存在することが
可能である。各ルックアップテーブルは、温度、電力レ
ベル、位相角、経過時間、又はこれらのデータの何等か
の組合せの各可能な条件に対して使用する為の適切なバ
イアスレベルに対するデータを持っている。各アドレス
においてアクセスされるデータは、機械的共振周波数に
あるプローブに対して負荷インピーダンスの無効成分を
相殺すべくドライバーの供給源インピーダンスが同調さ
れている様に現存する条件に対して磁束変調用コイルを
介して駆動される電流の実験的に決定された量を表して
いる０次いで、マイクロプロセサは、ルックアップテー
ブルから現れるデータを採取し、且つそれをＤ／Ａ変換
器へ送給して、磁束変調用コイルに対してのバイアスの
適切なレベルへ変換される。幾つかの実施例においては
、この同調条件の第ルベル近似で十分である。

他の実施例に台いては、この同調条件の第ルベル近似は
、更に、位相角の実際の測定及び磁束変調用コイル用の
バイアスレベルを更に調節することによって微細同調を
行ない、位相角をゼロ又はユーザが画定した許容可能な
値へ到達させる６位相角が調節され且つ磁束変調用コイ
ルのバイアスレベルが変化される態様は上述した如くで
ある。

好適実施例においては、ルックアップテーブルは使用さ
れない、その代わりに、スィーパ−ソフトウェアルーチ
ンが、市販されている使用可能の水晶体乳化プローブの
全ての可能な機械的共振周波数を包含するものとして知
られている周波数範囲に渡って駆動周波数をスイープ即
ち掃引する。

このスイープの間、プローブ駆動電流がモニターされ且
つその時刻での最高のプローブ駆動電流と比較される。

駆動信号の現在の周波数が現在の最高プローブ駆動電流
よりも大きなプローブ駆動電流となると、現在のプロー
ブ駆動電流は新たな最高プローブ駆動電流値と置換され
る。この処理は。

全周波数範囲が調査される迄継続される。最高プローブ
駆動電流に対応する周波数は、ＶＣＯの周波数変調入力
端へ信号を送ることによってＶＣＯ内へ設定され、それ
から対応する周波数を持ったプローブ駆動信号を発生さ
せる。適切な駆動周波数が決定された後、可及的に位相
角から離調させるソフトウェアルーチンが実行される。

このルーチンは、所望の位相角差を表す一定の基準位相
角と実際の位相角との間の位相角差を決定する０次いで
、この差を２で割って且つＤＣコイルバイア、ス駆動を
調節する為に使用される。この逐次近似処理は１位相差
が許容可能な範囲内に入る迄継続される。

条件が変化する場合にプローブの共振周波数を整合する
為にプローブドライバーの駆動周波数を同調することは
、本発明の重要な特徴の１つである６環境温度が変化す
る場合又は長期の使用及びプローブ内での電力散逸が発
生する場合、プローブ温度を安定化させる為の何等かの
機構が設けられない限り、プローブの温度は変動する。

プローブの温度が変動すると、ピエゾ電気結晶及び機械
系を表す等偏口路内の種々の無効成分の大きさも変化す
る。これは、プローブシステムの共振周波数を変化させ
る効果を持っている。無効成分の大きさにおける変化は
、全インピーダンスの無効成分の大きさも変化するとい
う事実によって、変化した位相角又は力率内に反映され
、その際に実成分を持った合成インピーダンスベクトル
の角度を変化させる。更に、プローブが目又は組織等の
液体に遭遇すると、プローブ先端での機械的負荷が変化
し、且つこのことはインピーダンス負荷ベクトルにおけ
る抵抗性即ち実成分の値を変化させる。

これらの実成分における変化は、位相角を変化させる。

何故ならば、負荷変化はベクトル和を変化させ、従って
実成分を有する合成インピーダンスベクトルの角度を変
化させ、且つそれらは共振周波数も変化させることが可
能だからである。プローブシステムの共振周波数におけ
るこれらの変化は、プローブシステムの機械的共振周波
数を整合させる為に駆動波形の周波数を変化させない限
り、電力伝送効率を低下させる。幾つかの実施例におい
ては、駆動波形の周波数は、任意の特定のブロ−ブ温度
、位相角等における共振周波数に関する実験的に決定し
たデータを有する１つ又はそれ以上のルックアップテー
ブルを使用することによってマイクロプロセサによって
変化される。幾つかの実施例においては、マイクロプロ
セサが、温度検知器を使用してプローブ温度を検知する
か、又は測定した時間に対してプローブ内における電力
散逸の測定した量を仮定してプローブ温度を推定する。

この実際の又は推定した温度データ（電力レベル、位相
角、又はその両方に対してもこの技術を使用可能）から
、ルックアップテーブル内へのアドレスがマイクロプロ
セサによって供給され、且つその位置におけるデータが
アクセスされる。

次いで、このデータを使用してデジタル周波数制御ワー
ドが発生される。この周波数制御ワードはＤ／Ａ変換器
を介してアナログ変換器へ変換され。

且つｖＣＯの制御入力端へ印加されて、駆動信号周波数
を変化させて新たな機械的共振周波数を整合させる。好
適実施例においては、駆動周波数は上述した試行錯誤に
よって変化される。

本発明に基づいて共振周波数を整合させる為のリニア電
力制御、広範囲の条件に渡ってのインピーダンスマツチ
ング、及び供給源周波数同調の方法は、これらの処理を
実行する装置の機能の上述した説明から理解することが
可能である。

災凰孤 以下、添付の図面を参考に、本発明具体的実施の態様に
付いて詳細に説明する。

第１図を参照すると、本発明の３つの全ての特徴を実施
する本発明の１実施例に基づいて構成されたシステムを
ブロック図で示しである。マイクロプロセサ２０は本シ
ステムの中心である。１実施例においては、マイクロプ
ロセサ２ｏは、市販のＭｉｃｒｏ／Ｓｙｓ　８８０１０
　ＣＰ　Ｕカードの一部とすることが可能である。マイ
クロプロセサ２ｏは本システムが実行する全ての機能を
制御する。本発明に拠れば、３つの別個で独立した機能
が実行され、その全てが他の機能と独立的に使用するこ
とが可能であり、且つその全てが水晶体乳化プローブ駆
動システムにおいて有用性を持っている。然し乍ら、最
良の性能は、本発明のこれら３つの機能を組合せて使用
することよって得られる０本システムの種々の部品の目
的及び機能は、本システムが実施する各機能を説明する
中で説明し、従って機能を達成する為の各個別的要素の
他の要素との協働関係が明確となる。

水晶体乳化プローブドライバーシステムにおいて、プロ
ーブ内で散逸される電力量に関して実質的に線形的な制
御を有することが有用である。第１図において、プロー
ブ２２は金属ロッドであって、円錐機械的増幅器部分２
４及び機械的増幅器２４上の小さな直径の管の形態の突
出するノーズ部材２６を持っている。プローブ２２の金
属内に内蔵させるか又はその他の方法によって機械的に
取り付けて、一対のピエゾ電気結晶２８及び３０が設け
られている。結晶２８及び３０の目的は、プローブ２２
の金属を励起させて、ライン３２及び３４上の電気駆動
信号に応答して結晶が振動する際にプローブ２２の金属
を励起させることである。ピエゾ電気結晶２８及び３０
とプローブ２２の機械系とを一緒にして、第２図に示し
た等何回路によってモデル化させることが可能である。

これら２つの抵抗性成分Ｒρ及びＲｓは、夫々、結晶２
８及び３ｏのライン３２と３４の間の漏れ及び突出する
ノーズ部材２６の運動に対しての突出するノーズ部材２
６の先端部に接触する機械的負荷、例えば白内障又は水
又はその他の組織、の抵抗を表している。Ｒｓの値は、
ノーズ部材２６が、空気中での自由な振動に対して、目
の中の水やその他の流体等の液体と接触すると、著しく
変化する。

結晶／機械系のコンピュータシミュレーションによれば
、Ｒｓは変化する条件と共に著しく増大することが可能
である。

電力が結晶内で散逸されると、成る時間に渡って十分な
量の電力が散逸されると、プローブ２２の温度が増加す
る。通常、プローブ２２はノーズ部材２６を介しての流
体通路を持っており、それに対して真空が付与されて、
ノーズ部材が接触される組織や目の流体等がノーズ部材
を介して吸い出され回収カセット内に回収される。これ
は、或る程度の冷却をプローブに与え、従ってプローブ
の温度上昇は、結晶内の電力散逸によりプローブ内に流
れ込む熱と、ノーズ部材２６内の流体チャンネル（不図
示）を介して吸い出される冷却流体によってプローブか
ら取り去られる熱の間の熱平衡に依存する。

結晶／機械的プローブ系の等価回路から理解される如く
、プローブの機械的側面を表す容量及びインダクタンス
の直列回路は機械的共振周波数を持っている。一般的に
言って、結晶２８及び３゜が機械的共振周波数で振動す
る様な周波数で駆動される場合、本システム即ち系の機
械的側面を表す直列容量及びインダクタンスは相互に相
殺しあい且つ全体的なプローブ負荷インピーダンスを表
す等価回路から消え去る。このことは、第４図に示した
如く、ピエゾ電気結晶の容量によって支配される等価回
路を残存させる。従って、負荷インピーダンスは容量性
リアクタンス成分を持っている。電力伝送の最大効率を
得る為に、負荷インピーダンスのこの容量性成分は、そ
れと直列の太きさが等しく符号が反対の誘導性インピー
ダンスによって相殺させねばならない。このことは、イ
ンダクタンスＬＴを持った同調用インダクタ３６を使用
することによって達成される。該同調用インダクタンス
は、Ａ、Ｂ、Ｃの符号を付した３本の脚部を持った強磁
性コアから構成されている。脚部Ａ及びＣはその周りに
直列接続されているＡＣ駆動信号コイルが巻着されてい
る。これらのコイルの目的は、プローブの負荷インピー
ダンスと直列なインダクタンスを与えて、機械的共振周
波数での負荷インピーダンスの容量性リアクタンスを相
殺させることである。その為に、以下コイルＡ及びＣと
して言及することもあるＡＣ駆動信号コイルが、脚部Ａ
及びＣの強磁性物質を介して空気中へ出て次いで脚部Ｂ
を介して該コア内へ帰還する磁束経路を確立している。

脚部Ｂはその周りにＤＣ磁束変調コイル力を巻着されて
いる。ＤＣがこのコイルを介して流されると、該強磁性
コイル内の磁束の電力１変イヒされる。

該コア内の磁束の量が変化すると、該インダクタのイン
ダクタンスが変化する。従って１脚部Ｂの周りに巻着さ
れているコイル４４（以後、フラックス又は磁束変調コ
イルとも呼ぶ）を介して流れる電流の大きさを制御する
ことによって、同調用インダクタのインダクタンスを変
化させることが可能である。

磁束変調コイル４４は、ｖＣＯ増幅器３８の出力端へ結
合されている。この増幅器は、Ｄ／Ａ変換器４０からの
電圧入力信号を受け取る。ｆ！圧圧電電流増幅器３８目
的は、Ｄ／Ａ変換器からのライン４２上の電圧を磁束変
調コイル４４介して流れるＤＣバイアス電流の対応する
大きさへ変換させる。

Ｄ／Ａ変換器４０は、その入力として、マイクロプロセ
サからバス４６上に位相角調節デジタルワードを受け取
る。この位相角調節ワードは、幾つかの入力データ項目
に応答してマイクロプロセサ２０によって発生される。

これらのデータ項目の１つは、バス４８上の位相角誤差
ワードである。

この位相角誤差データは、結晶負荷を横断して印加され
る駆動電圧波形を表すフェイザ−（ｐｈａｓｏｒ）と該
結晶を介して流れる負荷電流に対しての電流波形を表す
フエイザーとの間の位相角を表す。この位相角誤差情報
は、位相検知器５ｏによって一部展開される。該位相検
知器の出力端は加算器及び積分器５２へ結合されており
、その出力端はＡ／Ｄ変換器５４へ結合されている。

位相角誤差調節信号がどのようにしてバス４８上に発生
されるかを理解する為に、駆動回路の残°部を予備的内
容として説明する。駆動回路の機能は、結晶２８及び３
０を、該結晶をプローブ２２の機械的共振周波数で振動
させるＡＣ駆動波形で駆動することである。明らかに、
この処理の第１のステップは、プローブ２２の機械的共
振周波数と等しい周波数を持った駆動信号を発生させる
。

このことは、１実施例において、ＶＣＯ５６によって行
なわれる。然し乍ら、幾つかの実施例においては、ＶＣ
Ｏ５６は、プローブが殆どの時間において動作する温度
に対して該プローブに対する機械的共振周波数に設定さ
れた固定周波数オシレ−タとすることも可能である。こ
の様な実施例を第１８図及び第１９図に示してあり、第
１８図の実施例は比例的電力制御を持っており、且つ第
１９図の実施例は固定電力レベルを持っている。以下の
説明から明らかな如く、このことは、最適な状態ではな
いが、ある条件下においては許容可能なものである。

第１図中のライン５８上のオシレータの出力はリニアプ
ログラム可能な増幅器６０の入力端へ付与される。この
増幅器の目的は、バス６２上の信号によって確立される
利得値によってバス５８上の信号を増幅することである
。比例的電力制御を使用する１実施例においては、バス
６２上のデータビットはユーザによって設定される所望
の利得を表す。

１実施例において、ユーザが２つの制御器を操作するこ
とによって所望の利得レベルを確立する。

第１制御器は、正面パネル６６上の最大電力制御器６４
である。制御器６４によって、ユーザは所望とする最大
電力レベルを確立する。マイクロプロセサ２０は、従来
の構成の１７０回路６８を介してこの最大電力レベルを
読み取る。１実施例において、Ｉ１０回路６８は、カリ
フォルニア州。

グレンゾールのＭｉｃｒｏ／Ｓｙｓ社によって製造され
ている５８８４６６ボードである。マイクロプロセサと
正面パネル６６との間のＩ１０変換を実行する為には任
意の従来の方法及び装置を使用することが可能である。

所望の電力レベルが設定されるその他のユーザが操作可
能な制御器はフットペダル６８である。

この制御器は、ペダルをユーザが足で押し下げることに
よって、制御器６４によって設定されている最大電力の
百分率として所望の電力レベルを確立することを可能と
している。フットペダルの押し下げは、変換器を動作さ
せ、それは従来の構成のＲ８２３２インタ一フエース回
路７０を介してマイクロプロセサ２０によって読み取る
ことが可能である。１実施例において、フットペダルは
、実際には、カリフォルニア州すンリアンドロのアルコ
ンサージカルＭＩＤラボラトリによって製造されている
ＭｖＳ−ＸＩｖ又はＭＶＳ−ＸＸと呼ばれる外科器具へ
取付けられている１ＭＶＳ−ＸＩＶは、フットペダルの
位置を読み取り且つその情報を、第１図のドライバーシ
ステムをＭＶＳ−ＸＩｖへ接続させているＲ８２３２イ
ンターフエースを介してマイクロプロセサ２０へ送給す
る。

然し乍ら、この「ミドルマン」構成は本発明にとって臨
界的なものではなく、従来のインターフェース回路を持
ったフットペダル６８を使用することも可能である。然
し乍ら、ＭＶＳ−ＸＩＶが存在する場合には、吸い出し
真空が発生され、本プローブで実施される動作をサポー
トすることが可能である。この真空は真空ライン（不図
示）によってプローブ２２へ結合されている。

マイクロプロセサ２０は、フットペダル６８からの及び
最大電力制御器６４からのデータを使用して、以下に説
明すべきメインソフトウェアのループにおいてスケーリ
ング動作を行なう。フットペダル６８からのデータはフ
ットペダルのフルスケール即ち最大の変位の百分率を表
す数である。

最大電力制御器６４からのデータは、フットペダルの１
００％変位に対してユーザによって設定される所望の最
大電力レベルを表している。マイクロプロセサ２０は、
単純に、これら２つの数を結合させて、ユーザが現在所
望している最大電力の百分率を決定する１次いで、この
数はバス６２上を介してリニアプログラム可能増幅器６
０へ出力される。この増幅器は、ライン５８上の駆動信
号を増幅し且つそれをライン７２上の所望の振幅レベル
で出力する。第１９図に示した如き固定電力実施例にお
いて、バス６２上のデジタルワードは固定されるか、又
は、幾つかの実施例においては、ユーザに対して使用可
能な選択した数の利得レベルステップの１つである。

ライン７２上の駆動信号は、大略、所望の電力散逸に関
連したＲＭＳ電圧レベルを持った正弦波である。この信
号は、クラスＡＢモードでの増幅の為にパワーオペアン
プ７４の入力端へ印加される。

増幅器７４の出力は電圧セットアツプ変圧器７６の一次
側へ印加される。電流検知用抵抗７８は。

変圧器の一次側からオペアンプ７４への帰還ラインと直
列である。変圧器７６の二次側はライン３４及びライン
８０と結合されている。ライン８０は、同調用インダク
タ上のコイルＣの一端に結合されている。コイルＣの他
の端子はコイルＡの一方の端子へ結合されている。コイ
ルＡの他方の端子は、ライン３２を介して、結晶２８及
び３０（これらは直列に接続されている）の一方の端子
へ結合されている。ライン３４はピエゾ電気結晶３０の
帰還側へ結合されている。従って、ステップアップ変圧
器７６の二次側内を流れる電流は、プローブ２２の結晶
２８及び３０を介して流れる直列電流である。注意すべ
きことであるが、この電流は、又、同調用インダクタコ
イルＡ及びＣを介して流れる。

ライン７２上の電圧波形はステップアップ変圧器の一次
側を横断しての電圧波形と同位相であるから、位相検知
器５０は、ライン７２上の波形はステップアップ変圧器
を横断しての電圧と同位相であることを確保しながら、
ライン７２上の電圧をサンプルすることが可能である。

ドライバーからプローブへの電力伝送の相対的効率を決
定する為に、ステップアップ変圧器−次側を横断しての
電圧と該−次側を介しての電流との間の位相角を決定せ
ねばならない０位相検知器はこのことを、ライン７２上
の電圧波形の位相を、電流検知用抵抗７８を横断しての
電圧降下によって決定される如く、ステップアップ変圧
器７６の一次側内を流れる電流の位相と比較することに
よって行なう。

位相検知器５０は、従来のモトローラ社の集積回路とす
るか、又は市販されている任意の等価なものとすること
が可能である。

位相角誤差の大きさは、ライン８４及び８６上のパルス
の幅によって表される。積分器５２の目的は、時間に関
してパルスを平均化することであり、従って本システム
は位相角における変化に対して滑らかなりＣ応答を持っ
ている。Ａ／Ｄ変換器５４は、アナログ位相角誤差信号
をバス４８上のデジタル位相角誤差ワードへ変換させる
。

マイクロプロセサ２０は、ローカルＲＡＭ９０内に格納
されているプログラムを走らせることによって１本発明
の線形電力制御、インピーダンスマツチング（整合）、
周波数同調機能を実施する。

このメモリは、又、ルックアップテーブル及び本システ
ムの寿命中に変化することのないその他の情報を格納す
る為のＲＯＭを有している。

第３図を参照すると、ピエゾ電気結晶が機械系（方程式
Ａ）の共振周波数で駆動される場合に存在する関係を定
義する式（Ａ）が示されている。

第３図中の弐Ｂは、該結晶が機械系の共振周波数で駆動
される場合に同調した条件にある場合の同調用インダク
タンスの値を定義している。方程式Ａは、任意の特定の
温度に対しての本機械的プローブ系の共振周波数に対す
る表現を示している。

第２図において、本機械系は、Ｒｓ、　Ｃｓ、　Ｌｓと
符号を付した等偏口路中の構成要素によって表されてい
る。要素Ｒｓの値は、プローブの先端部によって係合さ
れる機械的負荷を表している。要素Ｃｓはプローブ内の
金属の弾性を表している。

要素Ｌｓはプローブの質量を表している。要素Ｃｓの値
は、温度が変化すると変化する。温度は、環境温度が変
化するか、又は結晶の励起を介してプローブ内に電力が
散逸される為に、変化することがある。要素Ｒｓの値は
、プローブの負荷によって著しく変化する。

結晶／プローブ系等価回路のその他の構成要素はＣｐ及
びＲｐである。要素Ｃｐは第１図中の結晶２８及び３０
の並列電気容量を表している。要素Ｒｐは該結晶の端子
間の電流の漏れ、即ちライン３２からライン３４への電
流の漏れを表している。

機械的共振周波数において、Ｃｓ　（ｊｖｃｓ）によっ
て表される無効成分は、無効成分Ｌｓ（１／ｊｔｚ　Ｌ
ｓ）と正確に大きさが等しく且つ符号が反対である。

これら２つの無効成分は互いに相殺しあうので、結晶／
プローブ系に対する等偏口路は第４図に示す如くになる
。第４図から理解される如く、該等価回路は結晶２８及
び３０の実質的な容量性リアクタンスを持っている。従
って、負荷インピーダンスは、並列な抵抗ＲｓとＲｐの
値によって表される実成分を持っており、且つ容量Ｃｐ
によって表される容量性の無効成分を持っている。本発
明に拠れば、無効成分及びＣｐによって表される負荷イ
ンピーダンスを相殺させる為に、同調用インダクタＬＴ
を同調することによって最大電力効率が得られている。

結晶２８及び３０が任意の特定の温度に対して本機械系
の共振周波数で駆動される場合、同調用インダクタンス
に対する必要な値は第３図において方程式Ｂによって与
えられる。

方程式Ｂから理解される如く、同調用インダクタンスに
対する値は、抵抗性成分Ｒｓ及びＲｐに対する値に高度
に依存すると共に、結晶２８及び３０の並列電気容量の
値に依存する。このことは、本プローブ系を適切な同調
状態に維持する為に同調用インダクタンスに対しての必
要な値は、変動する温度、変動する負荷条件、及び駆動
系によってプローブ内に散逸される電力レベルにおける
変動と共に変化することを意味している。この理由は、
雰囲気温度における変化か又はプローブ内の電力散逸に
おける変化が、プローブの温度を上昇させ、従って物質
の弾性に影響を与えるからである。このことは、第２図
中の等偏口路における要素Ｃｓの値を変化させ、従って
第３図中の方程式Ａによって定義される如き機械的共振
周波数を変化させる。変動する負荷条件も、機械的共振
周波数を変化させる。何故ならば、第２図におけるＲ８
の値に変化に加えて、変動する負荷は、更に、負荷が水
系の質量の実効的部分となるので、Ｌｓの値に影響を与
えるからである。このことは、又、第３図によって方程
式Ａで定義した機械的共振周波数の値を変化させる。結
晶／プローブ系の容量性リアクタンスを調量することに
関する本発明は、その共振周波数で動作する場合に、即
ち、少なくとも２つの態様で実現させることが可能であ
る。

１つの態様は、粗同調のみの処理であり、且つ他の態様
は粗同調処理とそれに続く微同調処理との組合せである
。１実施例において、ＬＴの値を、２ステツププロセス
（処理）を使用して、第３図における方程式Ｂによって
定義されるレベルへ調節させる。このプロセスにおける
最初のステップは、粗同調プロセスであり、その場合、
ライン４８上の位相角誤差ワードを使用してルックアッ
プテーブル内のアドレスを発生させる。このルックアッ
プテーブルは、種々の電力レベルから得られる位相角に
対しての実験的に決定された値を可能としている。変動
する電力レベルに関しての等偏口路構成要素の値におけ
る変化の全体的な影響は、全体的な負荷インピーダンス
の大きさ及びその実成分と相対的な位相角を変化させる
ことである。

負荷インピーダンスの相対的成分も変化し、その際に無
効成分を破壊し供給源インピーダンスとの整合を相殺す
る。この２つのインピーダンスにおける整合における変
化は、位相角を変化させる。

これらの変化に応答してＬＴが変化されない化ぎり、プ
ローブは離調し、且つ最大電力伝送効率は維持されない
。

本発明システムは、上述した変化から得られる位相角変
化をルックアップテーブルへのインデックスとして使用
し、該テーブルからデータを得て。

それが本システムをその位相角条件に対して最大性能の
為に同調させたままとさせる為の同調用インダクタの必
要な大きさを画定する。該ルックアップテーブルは、与
えられた位相角、又は電力レベル、又は温度、又はこれ
ら３つの何等かの組合せに対して、同調用インダクタの
インダクタンスの最適な大きさを画定する実験的に決定
したデータを有している。幾つかの実施例においては、
ルックアップテーブルの調整のみで十分な場合もあるが
、１実施例においては、追加の調整を行なって、同調用
インダクタのインデクスを微同調して、位相角をゼロ又
はその他の何等かの位相角誤差の所定の許容レベルへ合
せさせる。この同調用インダクタを同調させるプロセス
における第２段階は、磁束変調用コイルのＤＣバイアス
レベルをインクリメント即ち増分させ且つ位相角をテス
トすることを包含する。このプロセスは、位相角が所定
の許容可能な角度に到達する迄継続される。

ユーザは、ゼロを包含するこの位相角に対して任意の許
容可能なレベルを設定することが可能である。

第５図を参照すると、マイクロプロセサ２０によって走
らされるソフトウェアのメインループに対するフローチ
ャートが示されている。このプログラムのメインループ
の目的は１本システムが動作すべきモードを確立し、本
システムの機能をモニターし、ユーザの種々の制御部の
操作に対するオーディオ応答を供給し、正面パネル上の
表示データを処理し、直列ポートに結合されている任意
のシステムと通信し、且つフットペダル位置スケーリン
グ等の必要な数学的計算を実行することである。

メインループ処理は、ブロック１０におけるパワーアッ
プ時間で開始される。そこから、処理はブロック１０２
へ移行し、そこで、種々のシステムフラッグが初期化さ
れる。これらのフラッグは。

本システムの種々の機能に対して、例えば誤差条件等の
本システムにおける種々の条件のステータスを表す。

次いで、処理はブロック１０４へ移行する。このブロッ
クにおいて、マイクロプロセサは、正面パネル上の機能
スイッチからのＩ１０データを包含するバッファからの
データを読み取る０機能スイッチがユーザによって操作
されると、インタラブドが発生され、それにより、機能
スイッチがマイクロプロセサによって読み取られる。こ
のＩ１０操作において得られるデータは第１図中のＲＡ
Ｍ９０内のバッファ内に格納される。ブロック１０４は
メモリのこの部分を読み取ってデータを得、且つユーザ
がどの機能を所望するかを決定する。

ユーザは固定電力モードを選択することが可能であり、
その場合、正面パネル上の最大電力設定がプローブ２２
又はリニア電力制御器へ送られ、そこで最大電力の所望
の百分率がプローブ２２へ送られる。

次いで、処理はブロック１０６へ移行する。このブロッ
クは、所望の機能に関して得られたデータのテストを表
している。その機能データがゼロであると、処理はブロ
ック１０８へ移行し、そこでｇ＆Ｍはアイドル状態とな
り何かが起こることを待つ、このアイドリング状態は、
テストブロック１１０へのループ動作を継続的に行なう
ことによって発生し、その場合に、マイクロプロセサが
機能モードバッファの内容を読み取り且つ所望の機能に
おいて変化があったかどうかを決定する。変化がなかっ
た場合、処理はブロック１１２へ移行し、それはキーボ
ード読取サブルーチンへのコールである。このサブルー
チンは、正面パネル上の機能又はモードのキーをアドレ
スし、且つそれらの現在のステータスを表すデータを読
み取る。このデータは機能モードバッファ内にへ書き込
まれる。次いで、処理はブロック１０８ヘリターンする
。

ブロック１０６へリターンすると、機能モードバッファ
内のデータのテストが、所望のモードがゼロに等しくな
いことを表す場合には、処理はブロック１１４のテスト
へ移行する。ブロック１１４の目的は、機能モードデー
タが４又はそれ以上の値に等しいか否かを決定すること
である。この様な機能モードは非合法であり且つフィル
タアウト即ち取り除かれる。このフィルタリングは、ブ
ロック１１４のテストに対する回答が肯定（ＹＥＳ）で
ある場合に、ブロック１１６によって行なわれる。ブロ
ック１１６において、機能モードバッファ内のデータは
ゼロへクリアされ、且つ処理はアイドルブロック１０８
へ移行する。

ブロック１１４のテストが１機能モードが４又はそれ以
上の数に等しくないことを表している場合には、処理は
ブロック１１８へ移行し、そこで該機能が実行される０
機能実行は、単に、サブルーチンへの一連のコールであ
り、それに付いてはインタラブドサーブルーチンに付い
て説明する時に説明する０機能実行は、又、フットペダ
ルデータに関してのスケーリング機能を実行することを
包含する。

前記実行の後に、処理はブロック１２０へ移行する。機
能データが変化したかどうかに関するブロック１１０の
テストに対する回答が肯定である場合、処理は、又、ブ
ロック１１０からブロック１２０へ移行することが可能
である。ブロック１２０の目的は、正面パネルのスイッ
チが読み取られた時にキーボードルーチンによって得ら
れたキ一番号で新たな機能モードデータを書き込むこと
である。次いで、処理はブロック１２０からブロック１
０２へ移行し、そこで該ループが再度開始される。マイ
クロプロセサは、インタラブドが発生する迄、第５図の
処理を介して、該ループ動作を継続して行なう。

インタラブド期間中の処理は、第６Ａ図乃至第６Ｃ図の
フローチャート及び第７図のフローチャート内に詳細に
示しである。インタラブドは、マルチチャンネルプログ
ラム可能カウンタによって発生される。このカウンタは
、ブロック１３０によって表されるインタラブドを毎秒
４８０回、即ち４８０Ｈｚで発生すべくプログラムされ
ている。

このインタラブドが発生すると、処理はブロック１３２
へ移行し、そこで更にインタラブドがイネーブルされる
。優先順位が付けられたインタラブド手法が使用される
。４８０Ｈｚのインタラブドが発生する毎に、カウンタ
の他の３つのチャンネルの各々がインクリメントされる
。これらのチャンネルは、異なったカウントにおいてイ
ンタラブドリクエスト（中断要求）を発生すべくプログ
ラムされている。これらのインタラブドの各々はそれ自
身のサービスルーチンを持っている。次いで、処理はブ
ロック１３４へ移行し、そこでその現在のステータスを
画定するマイクロプロセサレジスタが、インタラブドサ
ービスルーチンを処理した後に後のリコールの為にＲＡ
Ｍ内に格納される。

次いで、処理はブロック１３６へ移行し、そこでサブル
ーチンがコールされて、第１図中のＲ５２３２インター
フエース７０を介して到着した直列データを格納するバ
ッファを読み取る。フッ１−ペダル位置データがこのＲ
８２３２インターフエースを介して入力され、且つマイ
クロプロセサ２０及びブロック１３６によって表される
サブルーチンによってアクセスされる。

処理はブロック１３６からブロック１３７へ移行し、そ
こでシステムクロックをインクリメント即ち増分させる
。そこから、処理はブロック１４０へ移行し、それは発
光ダイオードドライバハードウヱアをコールし且つ現在
のモード用の適宜の発光ダイオードを発光させる為のサ
ブルーチンを表している。

次いで、処理はブロック１４２へ移行し、そこで１２０
Ｈｚインタラブドカウンタチヤンネルがデクリメントさ
れる。ブロック１３０で開始されたインタラブドサービ
スルーチンよりもより少ない頻度で実行される３つの付
加的なインタラブドサービスルーチンがある。１つのイ
ンラブドサービスルーチンは毎秒１２０回実行きれる。

他の残りの２つのサービスルーチンは、夫々、毎秒６０
回及び３０回実行される。それらは、夫々、ブロック１
６０及び１８２において開始する。ブロック１４２内の
カウンタをデクリメントした後、１２０Ｈｚカウンタチ
ヤンネル値はブロック１４４においてテストされる。１
２０Ｈｚカウンタチヤンネルは循環カウンタであり、そ
れはブロック１４２が実行される毎に１だけ１２０の値
からカウントダウンする。基本的に、これはブロック１
３０によって発生されるインタラブドが４回発生する毎
に発生する。ステップ１４４がカウントがゼロに到着し
たことを判別すると、処理はブロック１４６へ移行する
。そうでない場合、処理はブロック１５０へ移行する。

ブロック１４６は、通信制御サブルーチンへのコールを
表している。このサブルーチンは、マイクロプロセサ２
０の直列通信ポートに関して通信を制御する為にスイッ
チボードを操作する場合に電話交換手が行なうのと同様
の機能を実行する。

ブロック１４６が実行された後、処理はブロック１５２
へ移行しハンターサブルーチンをコールする。ハンター
サブルーチンは、本プローブがシステムへ接続されてい
るか否かに関するステータスを与えるフラッグをテスト
する。本プローブがシステムへ接続されていない場合、
ハンタープログラムは再度リンクを確立する為のシーケ
ンスを実行する。

次いで、処理はブロック１５４へ移行し、そこで水晶体
乳化プローブへのリンクをテストする為のルーチンを実
行する。次いで、処理はブロック１５６へ移行し、そこ
でサブルーチンコールモニターをコールする。該ルーチ
ンは、エラー条件をモニターし且つ本発明にとっては臨
界的ではない。

ブロック１５６によって表されるサブルーチンを実行し
た後、６０Ｈｚカウンタがブロック１５０によってデク
リメントされる。このステップの目的は、４８０Ｈｚイ
ンタラブドサービスル−チンが何回実行されたかその回
数をカウントすることであり、且つ各８回目毎に、ブロ
ック１６０で開始するインタラブドサービスルーチンを
実行することである。ブロック１５０が実行された後。

ブロック１５８が実行されて６０Ｈｚカウンタの値をテ
ストする。このカウンタの値がゼロであると、処理はブ
ロック１６０へ移行し、それはバーグラフサブルーチン
へのコールである。このサブルーチンは、正面パネル上
のバーグラフ表示をアドレスし且つそのステータスをア
ップデートする。

この表示は、現在の電力レベルを表すために使用される
。ブロック１５８の６０Ｈｚカウンタテストが、６０Ｈ
ｚカウンタテストの値がゼロであることを表している場
合、処理は経路１６１を介してブロック１６３へ移行す
る。ブロック１６３は３０Ｈｚカウンタをデクリメント
させ且つ毎秒３０回実行されるインタラブドサービスル
ーチンの開始に対するテストをマークする。

ブロック１６０が実行された後、ブロック１６２によっ
て表されるサブルーチンがコールされる。

このサブルーチンは送信機ドライバーをコールし。

それはそれに接続されている全てのシステム八Ｒ８２３
２ポートを介してデータを送り出す。本システムの構成
はモジュラ−型であり、従って本システムは単独で又は
ＭＶＳ−ＸＩＶ及び眼科外科に関連する一連の製品にお
けるその他のシステムと結合して使用することが可能で
ある。該送信機ドライバーは、又、情報がＲ３２３２ポ
ートへ結合されているその他の全てのシステムへ送られ
る速度を決定する。

次に、ブロック１６４によって表されるサブルーチンが
コールされる。これは１周波数を変化させ、位相角誤差
を読み取り、又は同調用インダクタを同調させる為に必
要なＡ／Ｄ及びＤ／Ａ変換プロセスを取り扱うサブルー
チンである。ブロック１６４によって表されるサブルー
チンの１つの機能において、バス４８上の位相角誤差ワ
ードはブロック１６４のルーチンによって読み取られる
。

このデータは、同調用インダクタ内の磁束の変調を行な
って位相角誤差を所定の値に維持する為に必要である。

バス４８上の位相角誤差ワードが読み取られた後、本シ
ステムは、磁束変調コイル内を流れるＤＣバイアス電流
における必要な調節を行なう準備がなされる。この処理
は、ブロック１６６によって表されるサブルーチンにお
いて実行される。ブロック１６６によって表されるサブ
ルーチンは、実際上、１実施例においては、２つの別々
の独立した機能を実行する。第１に、それは第１図中の
ＶＣ０５６によって発生される周波数を同調して、その
時に現存する電力レベル、位相角、温度、又はその他の
この様な基準に基づいて１本プローブに対しての新たな
共振周波数と対応する周波数に変化させる。該周波数を
どのようにして調節するかの詳細は、第７図に示しであ
る。第７図から明らかな如く、これは繰返しプロセスで
ある。

ＶＣＯ５６の周波数を変化させる為に、マイクロプロセ
サ２０は所望の変化量を表すデジタルワードをバス１６
８上に発生する。このワードは、次いで、Ｄ／Ａ変換器
１７０によってアナログ信号へ変換される。このアナロ
グ信号はライン１７２上をｖＣＯへ出力され、そこでそ
れはｖＣｏ周波数をライン１７４上の電圧基準信号によ
って確立される周波数から多少変化させる。精密電圧基
準供給源１７６は、ライン１７４上の周波数制御用信号
を発生する。ライン１７２及びライン１７４上のアナロ
グ信号の組合せが、ＶＣＯ５６に対する新たな動作周波
数を確立する。

ブロック１６６のサブルーチンが実行する２つのことは
、本プローブの容量性リアクタンスを相殺させる為に同
調用インダクタのインダクタンスを同調する機能である
。これが行なわれるプロセスを画定するフローチャート
を第８図に示してあリ、且つ以下に詳細に説明する。

第１８図及び第１９図に示した実施例の如く固定周波数
及び／又は固定電力の場合のその他の実施例においては
、ブロック１６６のサブルーチンは同調用インダクタを
同調するのみの場合がある。

ブロック１６６のサブルーチンを実行した後、３０Ｈｚ
カウンタチヤンネルはブロック１６３におけるカウント
によってデクリメントされる。ブロック１８０において
、３０Ｈｚカウンタがゼロであるか又はゼロでないかを
決定する為のテストが行なわれる。該カウンタの出力が
ゼロと等しくない場合、経路１８１はブロン°り１８３
へ遷移する。ブロック１８３によって表されるプロセス
は、４８０Ｈｚインタラブドが発生し且つレジスタ内容
がブロック１３４のプロセスにおいて格納された時にマ
イクロプロセサレジスタが持っていた値へマイクロプロ
セサレジスタへ回復させることである６次いで、処理は
それがメインループを出た所から再開される。

ブロック１８０のテストが、３０Ｈｚカウンタがゼロに
到達したことを表す場合、ブロック１８２が実行される
。このブロックは、毎秒３０回実行されるインタラブド
サービスルーチンにおける最初のステップを表している
。ブロック１８２は、電力制御サブルーチンへのコール
である。このサブルーチンは、メモリ又はバッファから
、メインループにおける第５図中の機能実行ブロック１
１８によってそれに対して準備されている電力データを
読み取る。該実行ブロックの機能の一部は。

ユーザによって正面パネルに確立された最大電力レベル
ヘフットペダルからのデータをスケール即ち拡縮するこ
とである。従って、１００％フットペダル変位位置にお
ける最大電力散逸レベルが２０ワツトであり、且つフッ
トペダル変位が１０％である場合、機能実行ブロックは
２５ワツトの最大電力を取り且つそれに１０％を乗じて
所望の電力レベルである２０．５ワツトを派生させる。

次いで、ブロック１８２によって表される電力ルーチン
は、電力レベルを本プローブが動作している現在の電力
レベルから変化させるべきであるか否かを決定する。１
実施例において、電力制御ワードがバス６２上に出力さ
れる前にチェックされる４つの安全条件がある。変化が
必要であり且つ安全条件が満足されている場合、ユーザ
によって所望される新たな電力レベルが第１図中のリニ
アプログラム可能増幅器６０に対する所望の利得として
バス６２上にデジタル数として伝送される。

次に、キーボードを走査する為のサブルーチンがコール
され、それはブロック１８４によって象徴的に示されて
いる。このルーチンは、Ｉ１０読取動作を実行し且つキ
ーボードからデータを読み取り且つそれをメインループ
により使用する為にＲＡＭ内のモードバッファ内に書き
込む、注意すべきことであるが、このキーボード走査サ
ブルーチンは、インタラブドサービスベクトルによって
及びメインループによって共用されている。次に、ステ
ータスサブルーチンがコールされ、それはブロック１８
６によって象徴的に示しである。このサブルーチンは１
例えば電力、リンクの存在、誤差条件等の本システムに
その時に現存する条件に対しての種々のシステムステー
タスフラッグをチェックする。

ブロック１８６を実行した後、ブロック１８３で示した
如く、回復レジスタプロセスが実行され、且つインタラ
ブドサービスルーチンはブロック１８８で終了する。こ
れにより、次のインタラブドが発生する迄、プログラム
制御ステータスはメインループヘリターンされる。

当業者等にとって明らかな如く、第６Ａ図乃至第６Ｃ図
に示したインタラブドサービスルーチンにおける全ての
サブルーチンは１本発明を実行する為に必要である。特
に、リニア電力制御、同調用インダクタの同調動作、及
び種々の条件に対して本プローブの共振周波数に整合さ
せる為に本プローブに対する駆動周波数の変更の為に必
要なサブルーチンのみが必要であり、且つ本発明にとっ
て重要である。更に、これらの重要な機能の各々は、よ
り低い電力伝送効率で成る場合には比例的でない電力制
御となるが、本発明に基づいて他のものと独立的に実施
することが可能である。特に、電力伝送効率を最大とさ
せる為の同調用インダクタの同調動作を１本プローブ内
に散逸される電力が比例的に制御されるか否かに拘らず
独立的に実施することが可能である。従って、同調用イ
ンダクタを、固定電力レベルにおいてさえも変化する温
度条件に対して同調させることが可能である。

同様に、駆動信号の周波数を、電力伝送効率を最大とさ
せるべく同調用インダクタが同調されているか否かに拘
らず且つ本プローブ内に散逸される電力の電力レベルが
変化したか否かに拘らず、駆動信号の周波数を変化させ
る機械的共振周波数に対して調節することが可能である
。更に、本プローブ内に散逸される電力に対しての電力
レベルは、機械的共振周波数における変化に対して補償
する為に駆動周波数が変化されるか否かに拘らず、比例
的な態様で変化させることが可能である。成る実施例に
おいて、電力範囲の全体に渡って最大電力伝送効率を維
持するべく同調用インダクタが同調されているか否かに
拘らず、１！カレベルをユーザ入力に応答して直線的に
変化させることが可能である。然し乍ら、同調用インダ
クタが同調されていない場合、伝送効率は電力範囲に渡
って変化し、且つ電力制御の実質的な線形性は所望の電
力散逸レベルの全範囲に渡って得ることは不可能な場合
がある。

第７図を参照すると、本発明の周波数調節の側面に関す
るフローチャートが示されている。前述した如く、この
特定のサブルーチンはブロック２０ｏで示し且つマルチ
チャンネルカウンタ（このカウンタはハードウェア又は
ソフトウェアとすることが可能である）の１つのチャン
ネルによって実施される如く毎秒６０回実施される。第
１のステップは、ブロック２０２によって表されるテス
トであり、それは、現在のユーザが所望する利得レベル
が９５％よりも大きいか否かをテストする。

このテストは、利得レベルが９５％よりも大きなレベル
にある時にのみ周波数が調節される様に１実施例におい
て使用される。その他の実施例において、このテストを
省略することが可能であり、且つ周波数は全ての利得レ
ベルに対して調節することが可能であるか、又は固定利
得レベルに対して変化する雰囲気条件に対して調節する
ことが可能である。１実施例において、利得が９５％よ
りも小さい場合、処理はブロック２０４へ移行する。

ブロック２０４において、マイクロプロセサ２０は、バ
ス１６８上に周波数制御ワードを発生し、それはＤ／Ａ
変換器１７０によってライン１７２上のアナログ信号電
圧へ変換されて、ＶＣ０５６の周波数を既知の基準周波
数へ設定する。この基準周波数は、９５％未満の利得レ
ベルにおける本プローブの実験的に決定された平均機械
的共振周波数である。次いで、処理はブロック２０６へ
移行し、そこで制御は６０Ｈｚインタラブドサービスル
ーチンから処理シーケンスがインタラブドされた個所ヘ
リターンする。

ブロック２０２において実行されるテストに対する回答
が、利得が９５％よりも大きいことを示すと、処理はブ
ロック２０８へ移行する。そこで。

マイクロプロセサは、ＲＡＭ９０内に格納されているＧ
ＥＮＥＲＡＴＯＲと呼ばれる変数の現在の内容を読み取
る。初期化プロセス中に、ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ内に格納
されている値はブロック２０４において使用される同一
の基準周波数値である。然し乍ら、６０Ｈｚインタラブ
ドサービスルーチンを介しての引き続きの繰返し動作の
間、ＧＥＮＥＲＡＴＯＲの値はＶＣＯ周波数を変化させ
るべく変化される。

６０Ｈｚインタラブド用の特定のサービスルーチンの目
的は、変動する利得レベル及び変動する温度と共に発生
する１本プローブの機械的共振周波数における変化を追
従する為にｖＣＯ駆動周波数を変化させることである。

ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ内に格納されている値は、第１図中
のＶＣＯ５６によって発生される特定の駆動周波数を決
定する。

ブロック２０８によりＧＥＮＥＲＡＴＯＲの値によって
支配される周波数へ７００周波数を設定した後。

処理はブロック２１０へ移行し、そこでバス４８上の現
在の位相角誤差ワードが読み取られる。次いで、ブロッ
ク２１２において、ブロック２１０において読み取られ
た位相角誤差ワードに関してテストが行なわれる。ブロ
ック２１２において、位相角誤差ワードが、本システム
が同調された時に所望の位相角誤差としてユーザによっ
て確立されている一定の位相角誤差と比較される。この
許容可能な位相角誤差は、屡々ゼロであるが、それは常
にそうである必要はない。第１図に示したものの如きシ
ステムにおいて、バス４８上の位相角誤差ワードは、単
極Ａ／Ｄ変換器５４を使用している為に、ゼロ位相角を
表す中心点として数１０２の周りで変化する。然し乍ら
、本システムは。

数１０２が７００周波数の同調の中心とすべき異なった
位相角を表す何等かの別の数である様に再プログラムす
ることが可能である。その他の実施例において、異なっ
たタイプのＡ／Ｄ変換器を使用する場合、ブロック２１
２において位相角誤差ワードをテストする上で使用する
値は異なることが可能である。

第１図のシステムの場合、バス４８上の位相角誤差ワー
ドが１０２よりも大きい場合、ＧＥＮＥＲＡＴＯＲの値
は減少されて位相角をゼロへ向かって変化させる。こめ
処理はブロック２１４において行なわれる。ブロック２
１４は、ＲＡＭからＧＥＮＥＲＡＴＯＲをアクセスし且
つそれからＲＡＭ内の定数テーブル内に格納されている
ＴＷＥＡＫと呼ばれる一定の値を差し引くプロセスを表
している。ＴＩ＋１ＥＡＫの大きさは１本システムを再
プログラムすることによってユーザによって変更するこ
とが可能である。

Ｔｌ１ｌＥＡＫの値は、周波数変化がなされるステップ
の大きさを設定し、従って、変化した機械的共振周波数
に対して７００周波数を調節する上で本システムの分解
能及び応答時間を制御する。

ブロック２１２のテストが、位相角誤差ワードが１０２
未満であることを表すと、ＧＥＮＥＲＡＴＯＲの値はＴ
ＶＥＡＫの値だけ増加させて位相角をブロック２１２に
おいて使用されているテスト定数へ向かって増加させね
ばならない。このプロセスは、ブロック２１４に対して
説明したのと同一の態様でブロック２１６において実施
される。ＧＥＮＥＲＡＴＯＲの値が変化した後、ＧＥＮ
ＥＲＡＴＯＲの新たな値を高及び低の限界に対してテス
トして、それが非合法的な限界を越えた値へ変化された
か否かを決定せねばならない、低限界テストはブロック
２１８によって象徴的に示されており、及び高限界テス
トはブロック２２０によって象徴的に示されている。

ブロック２１８のテストに対する回答が肯定であり、　
ＧＥＮＥＲＡＴＯＲが一定の低限界よりも低い値へ変化
されていることを表すと、ブロック２２２が実行される
。ブロック２２２において、ＧＥＮＥＲＡＴＯＲは低限
界定数の値へ設定される。ブロック２１８のテストに対
する回答が否定（Ｎｏ）であると、処理はブロック２２
２をスキップしてブロック２２４へ移行し、そこで６０
Ｈｚインタラブドサービスルーチンからのリターンが行
なわれる。

同様のプロセスがブロック２２６によって実施される。

ブロック２２６は、ブロック２２０において実施される
テストに対する回答が肯定であり、ＧＥＮＥＲＡＴＯＲ
が一定の高限界の値を越えて増加されていることを表す
場合に、実施される。ブロック２２６において、ＧＥＮ
ＥＲＡＴＯＲの値は高限界定数の値に設定される。次い
で、処理はブロック２２８へ移行し、そこで６０Ｈｚイ
ンタラブドサービスルーチンからのリターンが行なわれ
る。ブロック２２０のテストに対する回答が否定である
と、ブロック２２６がスキップされてブロック２２８が
実施される。

別の実施例において、第７図に示した繰返し方法の代わ
りに、周波数調節の為にルックアップテーブルを使用す
ることが可能である。この様な実施例において、第７図
におけるステップ２１０に続くステップは、第１図にお
いてバス１６８上へ送りだされる値を派生する為にＲＯ
Ｍ内に格納されているルックアップテーブル内へのイン
デックスとして位相を使用する単一のステップによって
置換される。この値は、その特定の位相角に対して実験
的に決定されており且つ実験の結果その位相角で得られ
た機械的共振周波数に駆動周波数を確立する。この様な
実施例に対するフローチャートを第８図に示しである。

ステップ２３０は、ステップ２１０で読み取られた位相
角に対する適切なり００周波数をルックアップする処理
を表している。この処理は、インデックスとしてバス４
８上の位相角誤差ワードを使用してアドレスを発生し、
次いでルックアップテーブル内の周波数補正データをア
クセスし且つそれをバッファ内に格納することを包含し
ている。ステップ２３２は、ＶＣ０１５６に新たなプロ
ーブ機械的共振周波数の周波数を取らせる為に第１図中
のバス１６８上に適切なワードを発生させる為にルック
アップテーブルからの周波数補正データの使用を表して
いる。

ステップ２２８は、インタラブドサービスルーチンから
のリターンを表している。

更に別の実施例において、第８図中のステップ２３０は
、幾つかのルックアップテーブルの１つからの適切なり
００周波数のルックアップを表している。これらのルッ
クアップテーブルは、電力を本プローブへ付与した時間
に基づいて区別することが可能である。即ち、各ルック
アップテーブルは、特定の時間の間、及び可能な場合に
は、特定の電力レベルにおいて、本プローブを動作させ
た後に、プローブ共振周波数に対して実験的に決定した
値を包含することが可能である。これらの異なったテー
ブルは、成る電力散逸レベルで測定した時間から得られ
る異なった温度において本プローブが動作する場合の異
なった実験的に決定された機械的共振周波数値を有する
ものとなる。更に別の実施例において１本プローブ上の
実際の温度検知器を使用することが可能である。マイク
ロプロセサ２０は、ｒ！ｊＡ動周波数周波数動作が必要
な場合に、プローブ温度を周期的に測定することが可能
である。この温度は、どのルックアップテーブルを使用
するかを決定する為のインデックスとして使用すること
が可能である。適切なルックアップテーブルが決定され
ると、本プローブが動作したことに対する時間から又は
本プローブの温度のいずれかから、位相角又は温度又は
機械的共振周波数におけるシフトを表す何等かのその他
の変数をインデックスとして使用して、ルックアップテ
ーブル中の適切な値にアクセスすることが可能である。

これらの実施例は第９図及び第１０図に示してあり、そ
れらは異なった実施例に対してブロック２３０において
実施されるステップのブレークダウン即ち詳細を示して
いる。

７００周波数の調節に対して第８図乃至第１０図に示し
た実施例に関して、注意すべきことであるが、このプロ
セスは第１図中の同調用インダクタ３６を同調するプロ
セスとは独立的に発生することが可能である。即ち、第
８図乃至第１０図のプロセスは、特定の動作温度又は利
得レベルにおいて負荷インピーダンスの無効成分を相殺
すべく調節されている固定同調用インダクタに対し実施
することが可能である。異なった動作温度及び／又は利
得レベルにおいて、本プローブは同調用インダクタンス
の値を変化させることが不可能である為に多少離調する
ことがあるが、ゼロ位相角を達成することは不可能であ
るとしても、ｖＣＯ周波数を変化させて変化した機械的
共振周波数とマツチング即ち整合させることが可能であ
る。即ち。

本発明によれば１機械的共振周波数のドリフトに追従し
てＶＣＯ周波数を変化させることは、同調用インダクタ
の値が変化したか否かに拘らず実施される。然し乍ら、
同調用インダクタの値が変化されて負荷インピーダンス
の無効成分をａ、ｉさせた時に、それは最も良く動作す
る。第１図のシステムによるこれら２つの調節の組合せ
は１本システムの全電力動作範囲に渡って可及的に最大
の電力伝送効率が維持されることを確保する。

同様に、同調用インダクタのインピーダンスを変化させ
て、ドリフトする機械的共振周波数に追従する為に７０
０周波数が変化されるか否かとは独立的に負荷インピー
ダンスの無効成分の適切な相殺を維持することが可能で
ある。このことを実施することが可能である態様を１実
施例において第１１図に示しである。

第１１図を参照すると、同調用インダクタＬＴの値を同
調させる為に毎秒６０回のインタラブドに対するインタ
ラブドサービスルーチンを示しである。第１１図のイン
タラブドサービスルーチンの機能は１本プローブによっ
て表される負荷インピーダンスの無効成分を調高させる
ことである。

このサービスルーチンにおける最初のステップをブロッ
ク２４０で表しである。このブロックで示されるプロセ
スは、同調用インダクタの同調動作が基礎とする適切な
基準を読み取るものである。

幾つかの実施例において、該基準は、位相角誤差及び電
力レベルの両方である。この様な実施例において、ブロ
ック２４０は第１２図に示したステップを表している。

第１２図におけるステップ２４２は、パス４８上の位相
角誤差を読み取り且つそれをメモリ位置内に格納するプ
ロセスを示しており、且つステップ２４４は、第１図に
おける相対的最大電力制御設定６４と相対的にフットペ
ダル６８の変位をスケーリングすることによって得られ
る現在のスケールされた電力レベルを有するメモリ位置
を読み取るプロセスを表している０位相角のみをインデ
ックスとして使用するその他の実施例において、ステッ
プ２４０は第１３図に示した如く位相角を得るプロセス
のみを表す場合がある。更に別の実施例において、ステ
ップ２４０は、第４図に示した如く、現在の電力レベル
を得るステップを表す場合がある。

第１２図及び第４図の両方において、現在の電力レベル
を得るステップを省略することが可能であり、且つ第１
図における温度検知器９２及び信号ライン９４を介して
現在のプローブ温度を得るステップを置換させることが
可能である。

第１１図を再度参照すると、ステップ２４０においてイ
ンダクタＬＴの同調用基準が得られた後に、ステップ２
５０が実施される。このステップは１本プローブによっ
て提供される低インピーダンスの無効成分を相殺させる
為に適切なインダクタンスを同調用インダクタに取らせ
る為に第１図における磁束変調コイル４４に対しての適
切なりＣバイアスレベルをルックアップする為にステッ
プ２４０において得られる基準を使用するプロセスを示
している。ステップ２５０は、ステップ２４０において
決定された基準によってインデックスされる実験的に決
定されたＤＣバイアス電流レベルが格納されている単一
のルックアップテーブルをアクセスするプロセスを表し
ている。然し乍ら、１実施例において、複数個のルック
アップテーブルを使用し、各ルックアップテーブル内に
は実験的に決定した値が特定の組の条件に対して決定さ
れている。典型的に、本プローブが動作された経過時間
の成る範囲に対して１つのルックアップテーブルがあり
、且つ本プローブが動作された経過時間の別の範囲に対
して別のルックアップテーブルがある。幾つかの実施例
において、ルックアップテーブルは、更に、特定の電力
レベル、即ち本プローブ内に散逸されたワット値で本プ
ローブが動作された時間で分割することが可能であり、
且つ、与えられたワット値が本プローブ内で散逸された
後に、本プローブが所定の温度に到達することを仮定す
ることに基づいて、適切なテーブルへのインデックスと
して使用することが可能である。この様な実施例におい
て、ルックアップテーブルは、該テーブルへのエントリ
ーが有効な本プローブにおいて散逸されるワット範囲に
よってインデックスすることが可能である。この様な実
施例を第１５図に示しである。

第１５図において、第１ステツプはブロック２５２によ
って象徴的に示されており、そこで電力が本プローブ内
において散逸される経過時間が得られる。ステップ２４
２は、その使用が開始されてからの本プローブ内での全
電力散逸を計算するステップを表している。このプロセ
スは、各時間スロットに対しての時間のインクリメント
即ち増分を掛けた複数個の時間スロットの各々の間の瞬
間的な平均電力レベルの和を使用する積分とすることが
可能である。このことは、ステップ２５０が実施される
時の全電力散逸を与える。全電力散逸が決定されると、
それはステップ２５６において使用されて、その全電力
散逸の量に対して有効であるバイアス電流レベルを持っ
た適切なルックアップテーブルへ指向する。

適切なルックアップテーブルがステップ２５６において
選択されると、第１１図におけるステップ２４０におい
て読み取られる基準は、選択されたテーブルにおける適
切なエントリーをアクセスする為のインデックスとして
使用される。このエントリー、その点迄の特定の全電力
散逸に対してのプローブ負荷インピーダンスの無効成分
を相殺する為に同調用インダクタに適切な値を持たせる
為に磁束変調コイル４４に対しての正しいバイアス電流
である。

別のより簡単な実施例を第１６図に示しである。

この簡単な実施例においては、プローブ温度は第１図に
示した温度検知器９２を使用して測定され、且つその温
度は適切なルックアップテーブルを選択する為に使用さ
れる。各ルックアップテーブルは、そのバイアス電流の
エントリーが有効である異なった範囲の温度をカバーす
る。適切なルックアップテーブルが選択されると、ステ
ップ２４０において決定される基準を使用してそのルッ
クアップチー、プルにおける適切なエントリーをアクセ
スする。

より簡単な実施例は、適切なルックアップテーブルを選
択する為の経過時間のみを使用する。適切なルックアッ
プテーブルを選択した後に、ステップ２４０において決
定された基準を使用して適切なエントリーにアクセスす
る。この実施例を第１７図に示しである。

第１１図を再度参照すると、適切なルックアップテーブ
ルから適切なバイアス電流エントリーを選択すると、磁
束変調コイルバイアス電流はステップ２６０において調
節される。このステップは。

バス４６上のＤ／Ａ変換器４０への伝送用の適切なデジ
タルワードを発生するプロセスを表している。Ｄ／Ａ変
換器４０は、この数をライン４２上のアナログ信号へ変
換し、それは磁束変調コイル４４を介して流れるバイア
ス電流の量を制御する。

次に、ステップ２６２はバス４８上の位相角誤差を読み
取る。この位相角はブロック２６４によって象徴される
プロセスにおいてテストされて、それが本システムのプ
ログラミング時にユーザによって画定された許容可能な
範囲内にあるか否かを決定する。幾つかの実施例におい
て１位相角誤差用の許容可能な範囲は、正面パネルを介
してユーザによって実時間で画定することが可能である
。

位相角が許容可能な範囲内にあると、サービスルーチン
がステップ２６６において励起され、且つそれが第１１
図のインタラブドが発生した時に抜は出た個所から処理
が再開する。位相が許容可能な範囲内にない場合、ステ
ップ２６８は、定数’ＩＥＡＫによりＧＥＮＥＲＡＴＯ
Ｒ定数を変更する為に第７図に示した如き態様で増分的
な量だけ適切な方向へ位相を調節すべく実行される。即
ち、位相角誤差は、許容可能な範囲と比較され且つ補正
方向が決定される。次いで、位相角誤差の所望の補正方
向に従って、位相角調節信号バス４６上の現在のワード
が位相角調節定数へ加算されるか、又は位相角定数が位
相角調節バス４６上のワードから差し引かれる。その後
に、第１１図のインタラブドサービスルーチンがステッ
プ２７０において励起される。幾つかの実施例において
、調節位相ブロック２６８がステップ２６２ヘループバ
ツクして、出口ステップ２６６に到達する迄、ステップ
２６２．２６４．２６８を介してループ動作を継続する
ことがある。これらの実施例は、第１１図中に点線２７
２及び２７４で象徴的に示しである。

その他の実施例において、ステップ２６２．２６４．２
６８．及び２６６／２７０によって表される位相角の微
同調動作を省略することが可能である。これらの実施例
において１位相角調節インタラブドサービスルーチンは
、ステップ２４０．２５０．２６０及びインタラブドが
発生した個所の処理における点へ制御をリターンする出
口ステップのみから構成されている。

最後に、注意すべきことであるが、本発明の比例電力制
御の側面は、同調用インダクタ３６のインダクタンスの
変化を介して位相角を調節することなく且つＶＣＯ５６
によって発生される駆動周波数を変化させること無しに
、実施することが可能である。然し乍ら、負荷の変化す
るリアクタンス成分を相殺する為に少なくとも同調用イ
ンダクタ３６を使用すること無しに本プローブの電力レ
ベルを変化させることはあまり良好に動作するものでは
ない。何故ならば、−ｍ高い電力レベルにおいて、プロ
ーブ温度が上昇を開始し、且つ本システムが同調状態か
ら著しく離れ、フットペダル６８の変位に対して線形又
は比例的関係を維持する為に本プローブ内へ十分な電力
を伝達することが不可能であるからである。然し乍ら、
電力散逸レベルの小さな範囲に渡って、本システムは、
同調用インダクタを同調させるか又は７００周波数を変
化させること無しに、比例的電力制御で適切に動作する
。

以上で、本発明のデジタル実施例の説明を完了する。次
に、本発明のアナログ型の実施態様に付いて説明する。

第２０図を参照すると、本プローブ用の駆動信号の周波
数を同調する為のアナログシステムをブロック図で示し
である０本プローブを介しての電流波形のサンプルが、
ライン３００から本システムにエンターし、そこでゼロ
交差検知器３０２によって処理される。該ゼロ交差検知
器は、電流波形をライン３０４上で方形波ＡＣ波形へ変
換する。

整流器３０６が該方形波の半分をチョップオフ即ち削除
して、ライン３０４上の信号をライン３０８上で全て正
又は全て負のパルスからなるパルス列へ変換する。接地
欠陥検知器３１０は、ライン３０８上の信号をモニター
し、且つライン３０８上に何等のパルスも発生しない場
合、データビットＤ１がラッチされて本プローブからの
フィードバックの失敗をフラッグする。コンピュータ（
不図示）が周期的に、バス３１２上のアドレス信号、検
知器３１４及びイネーブルライン３１６を介して該接地
欠陥検知器をアドレスし、接地欠陥フラッグビット（Ｄ
ｌ）を読み取る。それがセラ１〜されている場合、コン
ピュータが、イネーブルライン３２０及びバス３１４上
のアドレス信号を介してバスラッチ３１８をアドレスす
ることによって本プローブへの電力の供給を遮断し且つ
適切なデータワードを送ることによって、プログラム可
能なリニアパワーアンプ３２２をしてライン３２４上の
本プローブへの全ての駆動信号パワーを遮断させる。

ライン３０８上の信号は、現存する条件に対しての現在
のプローブ負荷インピーダンスによって発生される位相
角誤差又は力率を決定する為に位相検知器３２６によっ
て必要とされる負荷電流サンプルを有している。この決
定の為に必要とされるその他の信号は１本プローブを駆
動する為に必要な電圧波形に対する電圧波形の位相のサ
ンプルである。この信号は、プログラム可能リニアアン
プ３２２の入力端へ結合されているライン３２８に到達
する０位相検知器３２６は、ライン３２８上の電圧波形
の位相をライン３０８上の電流波形の位相と比較し、且
つライン３３０上の位相角誤差信号を発生する。この位
相角誤差信号は、パルス幅変調パルス列の形態で、パル
ス幅は位相角誤差を表している。

位相角誤差信号は、ＬＰＦ　（低域濾波器）３３２を介
して通過されて、それをライン３３４上の位相角誤差を
表す電圧を持ったＤＣ信号へ変換する。この信号は、利
得段３３６を介して積分器３３８へ印加される。積分器
３３８の目的は１回路の動作を、第２０図に示した多く
の段を実行する為に使用されるオペアンプの場合の動作
に内在するオフセットエラーに影響されることがない様
にすることである。最良のオペアンプでもゼロ電圧差動
入力に対して幾らかのオフセット出力電圧を持っている
。このオフセットエラーはライン３４０上に存在し、且
つそれが除去されないと、駆動信号を発生する為に使用
されるＶＣｏの電圧調節入力端へ印加されることとなる
。このオフセラ１へエラーは、駆動周波数を１機械的共
振周波数に整合する為に所望の駆動周波数から常に多少
外すこととなる。積分器３３８は無限利得オペアンプと
して機能する。ライン３４０上にＯｖ以外の電圧がある
と、積分器３３８は断続的にそれを積分（加算）する。

これは、ライン３４２上の積分器の出力電圧を、出力電
圧が該積分器への供給電圧の１つの最大電圧に到達する
迄、継続して上昇させる。このライン３４２上の出力電
圧は、ＶＣｏ３４４の周波数制御入力端へ印加され、且
つＶＣｏによって発生された周波数をライン３４２上の
電圧に対応する周波数へシフトさせる。この駆動信号は
、ライン３４６上を周波数分割器３４８へ出力される。

そこで、それは本プローブに対する適切な駆動周波数へ
周波数が分割される。次いで、リニアパワーアンプ３２
２が、データバス３３５２及びパスラッチ３１８を介し
てコンピュータによって設定された利得によりライン３
５０上の信号を増幅し、且つ増幅された駆動信号はライ
ン３２４を介して電圧セットアツプ変圧器（不図示）へ
出力される。

フィードバックは負であるから、ライン３４２上の信号
によって発生される周波数におけるシフトは、ライン３
３４上の位相角誤差信号を減少させる。従って、ライン
３４０上に何等かのオフセットエラー信号が存在すると
、本システムのエラーの積分及び負のフィードバックが
ライン３４０上のエラー信号をゼロとさせる０条件が変
化する為に機械的共振周波数がシフトする場合には、そ
れから発生する位相誤差信号は、ライン３４０上の電圧
が再度ゼロとなる迄、積分器をして７００周波数を強制
的にシフトさせる。

本システムが動作する場合の位相角誤差はゼロである必
要はない。ユーザは、オフセット調節回路３６０を使用
することによってそれをその他の値へ調節することが可
能であるにの回路は、積分＠３３Ｂに対して強制的に成
る位相誤差を認めさせる。

第２１Ａ図及び第２１Ｂ図を参照すると、位相角変化に
応答して変化する７００周波数に関しての本発明のアナ
ログ実施例に対する一層詳細な概略図を示している。負
荷電流位相サンプルが、第２１Ａ図の右上角にＣＵＲＲ
ＥＮＴ　ＰＨＡＳＥ信号として示した如くにライン３０
０上にエンターする。この信号はオペアンプ４００の形
態の波形整形器によって処理される。ライン４０２上の
波形整形器４０ｏの出力は、負荷を介しての電流波形の
周波数と位相を持ったＡＣ信号である。

この信号を位相検知器によって読み取るべき状態とする
為に、該信号は方形波ＤＣ信号へ変換せねばならず、即
ちそれは整流され且つ更に波形整形されねばならない。

この目的の為に、ライン４０２上のＡＣ信号は、正入力
端をアナログ接地へ結合し且つゼロ交差検知器として機
能するオペアンプ４０４の負の入力端へ供給される。ラ
イン４０６上の出力は方形波ＡＣ信号である。抵抗４０
８及び４１０から構成される分圧器は、ライン４０６上
の信号の最大振幅を、トランジスタ／ダイオード整流器
回路３０６のベース駆動に適したレベルへ変化させる。

整流器回路３０６は、ライン４０６上のＡＣ方形波を出
力ライン３０８上の正向パルストレインへ変換させる。

これは、カソードをトランジスタ４１６のベースへ結合
したシャントダイオード４１４を史用することによって
行なわれる。該ダイオードシャントは、全てアナログ接
地への有向パルスであり、従って正向パルスのみがトラ
ンジスタ４１６をターンオンさせ且つドライブライン３
０８を論理Ｏとさせる。

コンピュータ（不図示）は１本プローブが存在しており
且つ駆動信号のパワーオンを維持する為に駆動電流を受
け取ることを知らねばならない。

本プローブが存在しないと、又はそれへのリンクが破壊
されると、コンピュータは安全性の為に本プローブへの
電力を遮断せねばならない。何故ならば、電圧セットア
ツプ変圧器が、該結晶を横断しての駆動電圧を約１，０
ＯＯＶに設定するからである。コンピュータは、電流位
相サンプルが到着するかどうかを決定する為に常にライ
ン３０８をモニターせねばならない。到着する場合には
、コンピュータは、プローブが存在し且つプローブへの
リンクが良好であると判断する。再トリガー可能なワン
ショットマルチバイブレータ４２０及びラッチ４２２を
この目的の為に接地欠陥検知器３１０として使用する。

ライン３０８上の信号は。

常に、再トリガー可能ワンショットマルチ４２０を再ト
リガーしてライン４２４上のその出力を所定の論理状態
に常に維持する。ライン３０８上のパルスが停止すると
、再トリガー可能ワンショットマルチはライン４２４上
にパルスを発生し、それはラッチ４２２内ヘラツチされ
る。このラッチは、読取信号を活性化し且つＮＯＲゲー
ト４３０への７９Ｈ信号を活性化させる為にデコーダ３
１４へ適切なアドレスを書き込むことによってコンピュ
ータによって周期的にアドレスされる。次いで、コンピ
ュータがラッチ４２２の定数を読み取リ、且つ、ビット
パターンが所定の状態にあると。

コンピュータは、接地欠陥があったことを知得し、プロ
ーブへの電力を遮断する。

本プローブを駆動する為に使用する正しい周波数を決定
する為に、プローブ内の結晶を介して流れる電流に対し
ての電流波形と、結晶及び同調用インダクタを横断する
駆動信号の電圧波形との間の位相角が使用される。この
位相角は、結晶／プローブ等価回路のインピーダンスが
同調条件から離反し、結合した同調用インダクタンス及
び結晶／プローブインピーダンスが純粋に抵抗性に見え
る状況証拠である。これが発生すると、温度変化がプロ
ーブ金属の弾性に影響を与え、その際弾性を表す等偏口
路容量を変化させ且つ変化する負荷条件がプローブの実
効質量を変化させるので、機械的共振周波数が変化する
。これは、本システムの質量を表す等偏口路におけるイ
ンダクタンスを変化させる。その結果は、機械的共振周
波数を変化させ、従って駆動周波数はプローブを同調状
態に維持する為に変化されねばならない６更に、同調用
インダクタンスの値も、全体的な負荷インピーダンスを
実質的に純粋な抵抗性に維持するべく変化させねばなら
ない。同調可能インダクタンスを変化させる為のアナロ
グ回路は、第２０図の回路と同様に動作し、従ってその
詳細な説明は割愛する。

位相角を決定する為に、ライン３０８上の信号を位相検
知器３２６の１つのサンプル入力端へ供給する。この信
号は、同調用インダクタ及びプローブの結晶変換器を横
断しての電圧波形のサンプルと位相が比較されねばなら
ない。該電圧サンプルは、ＶＣＯ３４４の出力を本プロ
ーブ用の適切な駆動周一波数（約４０　ｋ　Ｈｚ　）へ
分割するべく結合されているカウンタ／周波数分割器４
３６の出力端からライン４３４上に入ってくる。

位相検知器３２６は、パルス幅変調位相角誤差信号を発
生し且つそれをライン３３０上に出力する。ライン３３
０上の信号におけるパルスのパルス幅は、位相角誤差に
比例する。この信号を、コンデンサを接地ヘシャントす
る抵抗からなる受動回路網から構成されるＬＰＦ　（低
域濾波器）３３２を介して且つ次いでＬＰＦ／積分器と
して結合されているオペアンプ４５０を構成する利得段
を介して通過される。このＬＰＦと積分器の組合せの目
的は、高周波数ノイズ成分を除去し、且つパルス幅変調
位相誤差信号をライン３４０上のＤＣ電圧位相角誤差信
号へ変換することである。

位相角誤差信号のＤＣ位相角誤差電圧への変換の後、ラ
イン３４０上の信号が利得段３３６において増幅される
。その後に、ＤＣ位相角誤差信号は積分器３３８の入力
端へ印加される。積分器の目的は、該積分器段に先行す
るオペアンプにおけるオフセットエラーによって導入さ
れる誤差を取り除く為である。前述した如く、積分器の
高利得及びフィードバックの負特性の為に、ライン３４
０上のＤＣ位相角誤差信号がＯｖになる迄、積分器は、
駆動信号の周波数を強制的に変化させる。

積分器３３８は、積分器として機能すべく容量性フィー
ドバックと結合されているオペアンプ４６０から構成さ
れている。第２抵抗としてポテンシオメータを具備する
分圧器から構成されているオフセット調節回路３６０は
、ライン３４０上の電圧を調節する為に使用され、従っ
てユーザによって所望される任意の位相角を積分器３３
８がその周りにサーボ機能を強制するホーム位置として
使用することが可能である。即ち、オフセット調節回路
３６０は、中心点として５°の如き何等かの位相角を設
定する為に使用することが可能である。次いで、８°の
位相角が見出されると、積分器は、位相角が５°となる
迄、周波数変化を強制的に行なわせる。同様に、２°の
位相角が見出されると、積分器は、位相角が再度５°と
なる迄、周波数を強制的に変化させる。然し乍ら、ライ
ン３４０上の電圧は、常に、負のフィードバックによっ
て仮想接地レベルに維持され、その際に位相誤差信号の
ＤＣレベルにおける正の変化がオペアンプ４６０の負の
入力端へ印加され、それが７００周波数における変化が
ＤＣ位相角誤差信号における変化の方向を逆転させる。

ライン３４０上の任意のオフセット電圧は、ライン３４
２上の変化する電圧から得られる位相角変化がライン３
４０上の電圧を取り除くべく機能しない限り、ライン３
４２上の積分器出力が電源又は積分器が動作する「レー
ル（ｒａｉｌ）Ｊ　ＴｆＥ圧に到達する迄、断続的に積
分器に印加される。次いで、ライン３４２上の電圧は、
ライン３４０上の位相角誤差信号をゼロとするのに必要
な電圧で安定化する。

ライン３４２上の積分器の出力は、ＶＣＯ３４４の電圧
制御入力端へ印加されるのに適したレベルへ信号電圧の
レベルを変化させるオペアンプ４６２を有するレベルシ
フト段を介して供給される。

該ＶＣ○は、ライン３４２上ニＦＧＲＥＱＵＥＮＣＹ　
ＡＤＪＵＳＴ信号の関数である周波数を持った駆動信号
を発生する。ＶＣＯ３４４は、一層低感度の部分と一層
高感度の部分とを持った周波数対電圧の特性曲線を持っ
ている。一層低感度の部分において、一層高感度の部分
におけるよりも出力駆動信号周波数のＩ　Ｈｚ変化を起
こさせる為にはライン３４２上で一層多くの電圧変化が
必要である。ライン３４２上の信号のレベルは、ｖＣＯ
の特性曲線の一層低感度部分にある様に設定される。

該ｖＣＯからの出力信号は、ライン３４６を介して、分
割器／カウンタ３４８へ供給される。このカウンタは、
ライン３４６上の周波数を３２のファクターで分割し、
且つ低周波数駆動信号をライン３５０上に出力する。こ
のラインはプログラム可能リニアアンプ３２２の入力端
へ結合されている。

該プログラム可能リニアアンプの目的は、ライン３５０
上の駆動信号を、データベース３５２を介してコンピュ
ータ（不図示）によって設定された利得係数だけ増幅さ
せることである。該プログラム可能なアンプ即ち増幅器
は、幾つかのプログラム可能なスイッチ３８０，３８２
．３８４から構成されており、それらはバスランチ３１
８を介してデータバスへ結合されている。コンピュータ
が利得レベルを制御することを望む場合、それは書込信
号ＷＲを活性化し且つプログラム可能なアンプのアドレ
スをアドレスバス３１２上に書き込み且つ所望の利得制
御数をデータバス３５２上に書き込む。このことは、検
知器３１４をしてライン３９０上のイネーブル信号を活
性化させ、その際にデータバス３５２上の利得制御デー
タをＮ。

Ｒゲート３９２及びＮＯＲゲート出力端に結合するライ
ン３９４を介してパスラッチ３１８のクロック入力端へ
クロック入力させる。

利得制御数は、最終の利得段４０８への入力端において
ライン４０６上に所望の利得レベルを設定する様な態様
で、プログラム可能スイッチをして抵抗ラダー回路網４
００，４０２，４０４を制御する。最終の利得段は該信
号を固定した利得だけ増幅し且つそれを出力ライン３２
４からバッファし、従って抵抗ラダー回路網はライン３
２４に結合されている外部インピーダンスによってロー
ドされることは不可能である。

デバッグの為に、アナログ・デジタル変換器４１０がラ
イン４１２によって一対の分離及びレベルシフト用段を
介してｖＣｏの出力端へ結合されており、該ｖＣＯの出
力振幅レベルをサンプルする。該Ａ　／　Ｄ変換器は、
コンピュータがその値を知ることを必要とする時にはい
つでも、データバス３５２を介してＶＣｏ出力信号振幅
のデジタル等価物を読み取る為にコンピュータによって
アドレスすることが可能である。本回路のこの側面は本
発明にとって特に重要なわけではない。

７６０周波数を同調するアナログ方法は、比例的電力制
御又は同調用インダクタインピーダンスの同調動作とは
独立的に使用することが可能である。同様に、それは、
上述した如く後者の２つの機能を実施するデジタル方法
と共に使用することが可能である。更に別の実施例にお
いては、同調可能インダクタの同調動作は、第２０図の
回路を使用する回路を使用してアナログ態様で行なうこ
とも可能である。

駆動信号の周波数がプローブの機械的共振周波数へ同調
されるべき全ての実施例において、該機械的共振周波数
を決定する為の別の方法がある。

これまで説明した実施例において、機械的共振周波数は
位相角から推測されている。即ち、温度変化又は負荷条
件変化を発生させる電力レベル変化等の条件が変化する
と、機械的共振周波数がシフトし且つ位相角が変化する
。機械的共振周波数それ自身を測定する代わりに、共振
周波数は結果的に得られる位相角から推測される。この
ことは、第８図を参照して説明した如くルックアップテ
ーブルによって、又は第７図に示した如くトライアルア
ンドエラー即ち試行錯誤方法によって行なわれていた。

機械的共振周波数を決定する別の方法は、オームの法則
及び本プローブによって表される負荷インピーダンスを
画定する曲線の形状を使用してそれを直接的に測定する
ことである。第２２図は、機械的共振周波数の周りの周
波数範囲に渡って該同調用インダクタ無しの本プローブ
の特性インピーダンスを示している１機械的共振周波数
は、常に、最小インピーダンス点５００が第２図に示し
た本プローブに対する等偏口路から発生する個所の周波
数である。該インピーダンスは機械的共振周波数の両側
における周波数において一層高いので、この事実を使用
して与えられた一組の条件の下での機械的共振周波数の
値を決定することが可能である。このことは、多数の異
なった周波数で本プローブを介して流れる電流を測定し
且つ該電流の流れが最大となる周波数を見出すことによ
って行なうことが可能である。機械的共振周波数が決定
されると、同調用インダクタが同調されて位相角をゼロ
へ減少させる。第２３図は、与えられた一組の条件の下
での該結晶を横断しての電圧とそれらを介して流れる電
流との間の位相に対しての位相角と周波数の間の関係を
示している。

正しい機械的共振周波数へポインターとして本プローブ
の特性インピーダンスの形状を使用して電力伝送の最大
効率に対して本プローブを同調させる方法を第２４図の
フローチャートに示しである。概括的な考え方は、予定
される機械的共振周波数の両側において多数の周波数を
介してＶＣ○周波数をスイープし且つ各周波数において
本プローブを介して流れる電流を読み取ることである。

電流の最大量が流れる周波数・が機械的共振周波数であ
る。この周波数が決定されると、ｖＣＯをこの周波数に
設定し、且つ位相角をゼロへ同調させる為に同調用イン
ダクタをバイアスさせる。

このプロセスにおける最初のステップは、ブロック５０
２によって象徴的に示した如く、第１図中の同調用イン
ダクタ３６のバイアスをゼロとさせることである。この
ことは、マイクロプロセサ（又は同調用インダクタのバ
イアスを制御するその他のアナログ回路）からバス４６
を介してＤ／Ａ変換器４０ヘバイアスワードを送給させ
、磁束変調コイル４４を介してバイアス電流をゼロへ減
少させる。次に、初期の７００周波数を、第２２図にお
けるインピーダンス最小値５００の周波数よりも低いど
れかの周波数に設定する。例示として、この初期的周波
数を第２２図におけるＦｌであると仮定し、それはプロ
ーブインピーダンスＺ１に対応する。このステップは第
２４図においてブロック５０４によって象徴的に示され
ており、且つ第１図におけるバス１６８上を周波数Ｆ１
に対応する適切な周波数制御ワードをＤ／Ａ変換器１７
０へ送ることによって行なわれる。

ブロック５０６は、周波数Ｆ１においてプローブによっ
て引き出される負荷電流を測定し且つ第１図におけるＲ
ＡＭ９０内にその周波数Ｆ１と共に負荷電流の値を格納
するステップを表している。

このことは、整流器５０８及びＡ／Ｄ変換器５１０と共
に、第１図中のオペアンプ５０８を使用して行なわれる
。該オペアンプは、その１つの入力端をライン８２へ結
合させており、それは結晶２８及び３０を介して流れる
負荷電流の大きさに比例する信号電圧を担持する。該増
幅器は、このＡＣ信号を増幅し且つそれをライン５０９
上に出力する。整流器５０８は、ライン５０９上の増幅
された負荷電流信号を、ライン５１１上の負荷電流に比
例するＤＣ電圧レベルへ変換する。この信号はＡ／Ｄ変
換器５１０によってデジタルワードへ変換され、且つ負
荷電流の大きさを表す該デジタルワードをバス５１２上
に供給してマイクロプロセサによって読み取ることを可
能とする。マイクロプロセサ２０は、バス５１２上のワ
ードを読み取り且つメモリ内のこの特定の負荷電流に対
応する周波数と共に、それをＲＡＭ９０内に格納する。

ステップ５１４によって象徴的に示した如く。

次のステップは、７００周波数を負荷インピーダンスＺ
２に対応する多少高い周波数Ｆ２ベインクリメントさせ
、且つその結果得られる負荷電流を読み取ることである
。次いで１本システムは、ステップ５１４において読み
取った負荷電流を、ステップ５０６において格納された
負荷電流と比較して、新たな負荷電流が前の負荷電流よ
りも低いかどうかを決定する。これはステップ５１６に
おいて行なわれる。周波数が機械的共振周波数よりも高
い周波数へインクリメントされるや否や、該機械的共振
周波数において最小値に到達した負荷インピーダンスが
上昇することが知られているので、負荷電流が下降を開
始するや否や１機械的共振は通過されてしまう。次いで
、本システムは、現存の条件に対する機械的共振周波数
が現在の周波数と最後に使用した周波数との間に存在す
ることを知る。新たな負荷電流が前の負荷電流よりも低
くないと、処理はステップ５１４へ帰還して、周波数を
インクリントさせ、且つ経路５１８によって象徴的に示
した如く負荷電流の別の読取を行なう０次いで、ステッ
プ５１６のテストを再度実行する。

新たな負荷電流が古い負荷電流よりも低い場合、機械的
共振周波数が決定され、且つ経路５２０はステップ５２
２へ取られる。次のステップは、ステップ５１６におい
て決定された周波数にある７００周波数を機械的共振周
波数へ設定することである。このことは、最も最近の周
波数を使用するか、又は現在の周波数及び最後に使用し
た周波数の間を内挿することによって行なうことが可能
である。ステップ寸法が小さい場合、認知可能な程度の
誤差無しで現在の周波数を使用することが可能である。

最終的なステップはステップ５２４によって象徴的に示
しである。このステップにおいて、同調用インダクタ３
６はここに示す態様で同調されて位相角をゼロとさせ且
つプローブの負荷を純粋に抵抗性に見える様にさせる。

このことは１位相検知器の出力を監視し、同調用インダ
クタのバイアスを変化させ、且つ再度位相検知器の出力
を見ることによるトライアルアンドエラ一方法によって
行なうことが可能である。別法として、周波数、プロー
ブ温度等の現在の条件に対する位相角をゼロとさせる適
切なバイアスレベルをルックアップテーブルにおいてル
ックアップすることが可能である。該ルックアップテー
ブルから得られる値は、同調用インダクタの磁束変調コ
イルを介しての電流に対するバイアスレベルを設定する
為に使用することが可能である。

第２５図を参照すると、本発明の回路の好適実施例が示
されている。第２５図に示した実施例は。

成る変更を施した他は、第１図に示した実施例と実質的
に同一である。これらの変化に付いて詳細に説明する。

第１図と第２５図の実施例の間で同一の回路部分及び両
方の実施例において同一の機能を果たす部分は両方の図
において同一の参照番号で示しである。上述した回路の
共通要素の説明は、第２５図の実施例にも同様に適用さ
れ、従ってここでは繰返し説明することは割愛する。

第１の重要な変化は、電流検知抵抗７８を置換して電流
検知変圧器５５０が設けられている点である。この電流
検知変圧器は、その−次側を電圧セットアツプ変圧器７
６の二次側と直列に接続している。電流検知変圧器５５
０は、それ自身、電圧セットアツプ変圧器であり、電圧
セットアツプ変圧器７６の一次側を介しての電流の流れ
により一次側巻線を横断して発生される電圧は、電流検
知変圧器５５０の二次側において電圧を発生させ。

それは−次側を横断しての電圧の整数倍である。

この整数倍は、変圧器５５０の一次側巻線と二次願巻線
との間の巻線比に依存する。電流検知変圧器５５０は、
１ｔｔ流検知抵抗７８よりも寄生インダクタンス及び寄
生容量が低く、このことは駆動信号の周波数がプローブ
の機械的共振周波数に最も近接して整合された時を決定
する場合の１つの可能なエラー発生源を取り除いている
。ソフトウェアは１位相角を決定する為に必要とされる
情報の一部として電流検知変圧器５５０の二次側におけ
る電圧の振れを使用するので、高信号耐雑音比を持った
きれいな信号を派生させることが重要である。電流検知
変圧器５５０は、変圧器５５０の一次側巻線を横断する
電圧を全てのノイズよりも十分に高いレベルへステップ
アップさせることによって信号対雑音比を改善している
。

ライン５５２上のＡＣ信号のＲＭＳ値は、オペアンプ５
５４によってＤＣ信号値へ変換される。

この信号の大きさは、ステップアップ変圧器７６の一次
側において流れる電流の振幅を表し、従ってプローブ２
２における駆動電流のレベルを表している。このライン
５５６上のＤｃ信号は２チヤンネルアナログ・デジタル
変換器５４の１つの入力端へ結合されている。該アナロ
グ・デジタル変圧器５４は、ライン５５６上のＤＣレベ
ルをバス５５８上のデジタル信号へ変換し、それはステ
ップアップ変圧器７６の一次側巻線に流れる駆動電流の
レベルを表している。この情報は、プローブ２２の機械
的共振周波数に整合するライン７２上の駆動信号の周波
数を決定する上で、以下に説明するスィーパ−ソフトウ
ェアルーチンによって使用される。

ＣＰＵ２０が適切な駆動周波数を決定すると、デジタル
周波数制御ワードがバス１６８を介してＤ／Ａ変換器１
７０へ書き込まれる。このワードはライン１７２上のア
ナログ信号レベルへ変換され、それはｖＣ○５６の周波
数変調制御入力端へ供給される。信号ライン１７２上の
電圧は、ライン７２上のＶＣＯ５６によって発生される
駆動信号の周波数を制御する。

ライン７２上の駆動信号の振幅は、デジタル・アナログ
変換器５６０を介してＣＰＵ２０によって制御される。

ＣＰＵ２０は、プローブへ送られるべきユーザが所望す
る電力レベルに関してＲ３２３２インターフエース７０
を介してユーザが操作するフットペダル６８からの信号
を受け取る。

ＣＰＵ２０はこれらの信号を所望の電力レベルに対応す
るデジタルワードへ変換し、且つこのワードをバス５６
２を介してデジタル・アナログ変換器５６０へ送給する
。このユニットは、この所望の電力レベルワードを、所
望の電力レベルに対応する振幅を持ったアナログ信号へ
変換する。このアナログ信号は、ライン５６４を介して
、ＶＣＯ５６の振幅変調入力端へ供給する。該アナログ
信号は、■Ｃ○５６をして、ユーザによって要求された
所望の電力レベルに対応する振幅を持った駆動信号をラ
イン７２上に発生させる。

ライン７２上の電圧波形と変圧器７６の一次側における
電流波形との間の位相角は、同調用インダクタ３６の同
調動作によるプローブインピーダンスの無効成分の相殺
の程度を表している。小さな又はゼロの位相角は、無効
成分が実質的に完全に相殺していることを表している。

位相検知器５０は、２つの比較器の出力を比較すること
によってこの位相角を決定する為に使用される。比較器
５８０はその一方の入力端をライン７２に結合しており
、且つ他方の入力端を通常は接地されている基準電圧源
５８２へ結合されている。従って、ライン７２上の信号
がゼロ交差する度に、比較器５８０は状態を変化させる
。別の比較器５８４はその一方の入力端をステップアッ
プ変圧器７６の一次側回路におけるライン５８６へ結合
しており。

且つその２番目の入力端を、好適実施例においてこれも
接地基準電圧である電圧基準回路５８８へ結合している
。従って、ライン５８６上の信号がゼロ交差する度に、
比較器５８４は状態を変化させる。これらのライン５９
０及び５９２上の状態の変化は、位相検知器５０へ供給
され、その時に存在する位相角に関する情報を担持する
。ライン７２上の信号は駆動電圧であり且つライン５８
６上の信号はライン７２上の信号に応答してプローブ２
２を介して通過する電流に比例するので、ライン５９０
及び５９２上の状態変化の発生時間における差を対応す
る位相角にデコードすることが可能である。

ＣＰＵ２０が接地欠陥検知を行なうことを可能とする為
にラッチ型ステータスポート６００が設けられている。

これらステータスポートの２つが。

比較器５８０及び５８４からの出力ビットを受け取るべ
く結合されている。これらのビットは常時変化している
ので、ｃｐｕ２’ｏは、ゼロ交差を表すデータが未だラ
イン７２及び５８６上で発生しているかどうかを決定す
る為にステータスポートを頻繁に読み取ることによって
本プローブ回路が適切に機能しているか否かを判定する
ことが可能である。

安全機構として機能するウォッチドッグタイマー回路６
０２も設けられている。このウォッチドッグタイマーは
常時タイムアウト数に向かってカウントアツプしており
、且つＣＰＵ２０が適切に機能している限り、該タイム
アウト数に到達する前に、ライン６０６上の信号によっ
てＣＰＵ２０によって断続的にリセットされる。ＣＰＵ
がエンドレスループ内にトラップされたり又は何等かの
理由によりウォッチドッグタイマー６０２をリセットし
なかったりする場合、該タイマーはタイムアウトし且つ
ライン６０４上のマスク不能（ノンマスカブル）インタ
ラブドをアサートする。ＣＰＵ２０は該マスク不能イン
タラブドのスレーブとさ九、且つ、ＣＰＵがエンドレス
ループにいるか否かに拘らず、常に、該マスク不能イン
タラブド奉仕するサービスルーチンへベクトル化される
。

このサービスルーチンは安全性の予防策として本システ
ムをシャットダウン即ち停止させる。

第２５図に示した実施例と第１図に示した実施例との間
の別の差異は、第２５図の実施例においては、ＤＣコイ
ル即ち同調用インダクタ３６の磁束変調コイルが、ＡＣ
駆動巻線である中央巻線の両側に２つの巻線を有してい
る。即ち、該ＤＣ巻線は、巻線６０８及び６１０から構
成されており、一方ＡＣ巻線はコイル６１２である。該
ＡＣ巻線は、同調用インダクタ３６が適切に同調された
時にプローブ２２の容量性リアクタンスを相殺する誘導
性リアクタンスを与える。該ＤＣ巻線は、０と３０ミリ
ヘンリー（ｍＨ）の間で該ＡＣコイル６１２の見掛けの
インダクタンスを変化させることが可能なものでなけれ
ばならない。

第２５図に示した好適実施例において、ユーザが操作す
るフットペダル６８は、ＭＶＳシステム６１０と呼ば九
る市販されている外科装置を介してＣＰＵ２０へ結合さ
れている。この装置は、カリフォルニア州、サンリュア
ンドロのアルコンサージカルインストルメンテーション
社から入手することが可能であり、且つ１９８５年９月
２６日に出願した米国特許出願筒７８０，６８９号「電
力型外科用はさみ用のハンドピース駆動装置（）Ｉａｎ
ｄｐｉｅｃｅ　Ｄｒｉｖｅ　Ａｐｐａｒａｔｕｓ　ｆｏ
ｒ　Ｐｏｗｅｒｅｄ　ＳｕｒｇｉｃａｌＳｃｉｓｓｏｒ
ｓ）Ｊに詳細に記載されている。ＭＶＳシステム６１０
は幾つかのモードを持っており、且っＲ５２３２インタ
ーフエース７０を介してコードを送ることによって、Ｍ
ＶＳシステムが水晶体乳化モードにある場合に、ＣＰＵ
２０をイネーブルさせる。水晶体乳化モードにおいて、
２つの電力モード、即ち固定型電力及びリニア即ち線形
電力を使用することが可能である。どのモードをエンタ
ーするかは、ＭＶＳシステムの制御部をユーザが操作す
ることによって決定される。次いで、ＭｖＳシステムは
ＣＰＵ２０ヘデータを送り、それが第２５図に示した本
発明の実施例に対してどの電力モードを使用するかを制
御する。ユーザが操作するフットペダル６８は、２つの
スイッチとポテンシオメータから構成されている。ユー
ザがフットペダルを電力をプローブへ送るべきであるこ
とを表す右へ移動させると、トグルスイッチはその２つ
の状態の間で動作する。ユーザがフットペダルを押し下
げると、マイクロスイッチがその２つの状態の間で動作
される。リニアポテンシオメータも設けられており、そ
のワイパーはフットペダルへ機械的に結合されており、
従って、フットダルを押し下げると、該ワイパーは移動
される。

ＭＶＳシステム６１０はアナログ・デジタル変換器を持
っており、それは該ポテンシオメータへ結合されており
、それは該ポテンシオメータの設定をユーザによって要
求される所望の電力レベルを表すデジタル値へ変換する
。ＭＶＳシステムは、更に、トグルスイッチへ結合され
ており、且つ工／○ポート（不図示）を介してマイクロ
スイッチへ結合されており、従ってＭＶＳシステムはこ
れら２つのスイッチの状態を読み取ることが可能である
。ＭＶＳシステムは、これら２つのスイッチの状態及び
該ポテンシオメータの設定をデジタルワード乃至はコー
ドワードへ変換し、それらはＲ８２３２インターフエー
スを介してＣＰＵ２０へ送られる。好適実施例において
、ＣＰＵ２０を水晶体乳化モードにイネーブルさせた後
にＭＶＳシステムは、トグルスイッチがフットペダルが
右へ移動されたことを表しており且つ該マイクロスイッ
チがフットペダルが押し下げられたことを表している場
合に、ＣＰＵ２０へのインタラブドを発生する。次いで
、ＣＰＵ２０は電力制御サービスルーチンへベクトル化
され、それはトグルスイッチ位置、マイクロスイッチ位
置、及びポテンシオメータ設定に関するデータを読み取
る。このサービスルーチンに付いて次に説明する。

第２９図を参照すると、水晶体乳化動作中に、プローブ
２２へ送られる電力を制御する為の電力制御ステップの
詳細を示しである。第２５図に示した本発明の実施例は
、固定電力モード又はリニア電力モードにおいて動作す
ることが可能である。

固定電力モードにおいて、正面パネルスイッチ６４にお
いてユーザによって設定される最大電力は。

ＭＶＳシステムの水晶体乳化モードにおいてフットペダ
ルをユーザが成る量押し下げた時に、プローブ２２へ送
られる。勿論、別の実施例おいて、ＭＶＳシステム６１
０はフットペダルインターフェースとして除去すること
が可能であり、且つフットペダル６８は適宜の従来のイ
ンターフェース回路を介してＣＰＵへ直接的に結合する
ことも可能である。リニア電力制御モードにおいて、最
大電力スイッチ６４において設定された最大電力の百分
率がプローブ２２へ送られ、その場合該百分率は該フッ
トペダルの位置に依存する。電力制御はリニア即ち線形
的であり、従ってフットペダルの変位が１０％増加する
と、プローブ内の電力散逸は１０％増加する。

ステップ１１８が実行される度にリニアモードに対する
スケーリング演算を常に実行する第５図に示したステッ
プ１１８の一部として実行されるスケーラ−ルーチンが
ある。この演算のステップを第２９図に示しである。最
初のステップはブロック６５０によって象徴的に示して
あり、それはスイッチ６４上にユーザによって設定され
た正面パネル最大電力設定を読み取る０次に、ステップ
６５２は、フットペダル内のポテンシオメータの位置を
読み取ることからＭＶＳシステムによって派生される電
力データの所望の百分率を読み取る。

ＭＶＳシステムは、Ｒ８２３２通信インターフェース７
０を介してＣＰＵ２０へこのデータを書き込む。電力の
所望の百分率に該最大電力設定を乗じて電力ワードを派
生し、それはステップ６５４によって象徴的に示されて
いる如くメモリ内に格納される１次いで、処理はステッ
プ１１８のその他の動作と共に継続し且つそこから第５
図におけるステップ１２０へ継続する。

第２９図における右側のステップは、第６Ｃ図における
電力制御ステップ１８２の詳細を示している。第５図及
び第６Ａ図乃至第６Ｃ図のフローチャートは第２５図の
実施例において使用されているが、第７図乃至第１７図
のフローチャートは。

第２７図及び第２８図の周波数同調及び位相角調節ルー
チンによって夫々置換されている。電力制御ステップ１
１８における最初のサブステップはブロック６５６によ
って象徴的に示されており、それはメモリからの機能変
数を読み取る。この機能変数は、ユーザがリニア又は固
定のいずれかの電力モードで動作することを所望するか
を決定する為に正面パネル上のスイッチを読み取るキー
ボード走査ルーチンによってメモリ内に格納される。

サブステップ６５８は、モードに関して機能変数がなん
と言っているか、又モードが固定型である場合にサブス
テップ６６０への処理のベクトルが何であるかを決定す
る。サブステップ６６０は、正面パネルスイッチからか
、又はこのデータがキーボード走査ルーチンによって格
納されるメモリ位置からのいずれかから最大電力設定を
読み取る。

次に、この最大電力設定は、デジタルワードとして、サ
ブステップ６６２によって象徴的に示した如く、ＶＣＯ
５６によって出力される信号の振幅を制御するアナログ
信号へ変換させる為に、ＣＰＵ２０によってＤ／Ａ変換
器５６０へ送られる。

サブステップ６５８がリニア電力制御モードが選択され
ていることを決定すると、ステップ６６４が実行され、
それはステップ１１８におけるスケーラ−ルーチンによ
って演算される電力ワードを読み取り、且つこの電力制
御データワードをＤ／Ａ変換器５６０及びＶＣＯ振幅変
調制御入力端へ送り、駆動信号の所望の振幅を設定する
。

第２６図を参照すると、本発明の好適実施例の制御プロ
グラムのキャリブレーション即ち較正サイクルのフロー
チャートが示されている。このプログラムのキャリブレ
ーションサイクルは周期的に走らされるが、周波数を同
調させ且つ位相角を最小とさせるコアのステップは、ユ
ーザがフットペダルから足を離し、その際にユーザがプ
ローブ内に電力が散逸されることを所望しないことを表
す度毎に一度だけ走らされるに過ぎない。基本的に、第
２５図のシステムの動作を制御する制御ソフトウェアは
、周期的に発生する一連のインタラブドサービスルーチ
ンとしてセットアツプされる。

第２６図のキャリブレーションサイクルルーチンは、ユ
ーザがフットペダルから足を離した度毎に一度だけ周波
数スイープ及び位相角最小化を実施し且つユーザがプロ
ーブへ電力を印加している場合にこれらのステップをバ
イパスするこれらの経時的ルーチンの１つとすることが
可能である。別の実施例において、その他のソフトウェ
アアーキテクチャ−を使用することが可能である。然し
乍ら、最大の性能を得る上で、どのようなソフトウェア
アーキテクチャ−を選択しようと、プローブの共振周波
数を見つけ出し且つ■ＣＯドライバー周波数をプローブ
の共振周波数と整合させることが重要であり、且つこれ
がなされた後に、同調用インダクタを同調させて可及的
に位相角を最小とさせることが重要である。これらの機
能を実行し且つリニア電力制御を与えるものならば、ど
のようなソフトウェアアーキテクチャ−であろうとも、
本発明に使用することが可能であり、本明細書において
説明する特定のソフトウェアアーキテクチャ−にのみ本
発明は限定されるものではない。

キャリブレーションサイクルは、基本的に１周波数スイ
ープ及び位相角最小化を行なう時であるか否かを決定す
る。その為に、第２６図のキャリブレーションサイクル
は、エンターステップ６９８から開始する。このステッ
プは同期したインタラブドを象徴的に示しており、それ
は周期的に発生し且つＣＰＵ２０においてタイマーによ
って自己発生される。このインタラブドが発生する度に
、処理はステップ６９８ヘジヤンプし、且つキャリブレ
ーションサイクルが実行される。キャリブレーションサ
イクルにおける最初のステップは、イネーブルステップ
７００であり、それは、ユーザがフットペダルから足を
離してユーザが電力をプローブへ送ることを所望しない
ことを表しているかどうかを表すＲＡＭ内のイネーブル
フラッグをチェックする。ステップ７００は、このステ
ータスを表すＲＡＭ内のステータスフラッグをチェック
し且つ該ステータスフラッグの条件に従って適宜の次の
ステップへ分岐するステップを表している。ステータス
ルーチン（不図示）は周期的に、フットペダルにおける
スイッチの位置に関するＭ■Ｓシステム６１０から到着
する制御コードを読み取り、且つ該ステータスフラッグ
をアップデートする。トグルスイッチ及びフットペダル
におけるマイクロスイッチのステータスに関する制御コ
ードは、ステップ７００によって読み取られる電力ステ
ータスフラッグをセットする為に使用される。

ステップ７００でチェックされたフラッグステータスが
ユーザが足をフットペダルから離したことを表している
と仮定して、処理はステップ７０２へ移行して、イネー
ブルステップ７００が経路７０１に沿っての処理をベク
トル化したのはステップ６９８においてエンターしてか
ら最初であるか否かを決定する。このことの理由は、ス
テップ葺に続くステップのキャリブレーションルーチン
が、ユーザがフットペダルから足を離した度毎に１回を
越えて実行さ九ることを防止する為である。

第２６図のルーチンにエンターしてからステップ７０２
に続くステップが既に一度実行されている場合、処理は
経路７０４に沿ってベクトル化される。同様に、第２６
図のルーチンが、ユーザがプローブへ電力を印加してい
る時にエンターされると、ステップ７０のテストは経路
７０６に沿っての処理をベクトル化させる。経路７０４
及び７０６は、ステップ７０２に続いて、キャリブレー
ションステップをバイパスする。

経路７０８がステップ７０２に続く場合、ステップ７１
０が実行される。このステップはプローブへの電力レベ
ルを、第２５図中のＤ／Ａ変換器５６０へ適宜のデジタ
ルワードを書き込むことによって公称レベルへセットす
る。次に、ステップ７１２が実行されて、同調用インダ
クタ３６のインダクタンスを最小値へ設定する。このこ
とは、ＤＣバイアスコイル６１０及び６０８を介しての
電流の流れを最小レベルへ設定するＤ／Ａ変換器４０ヘ
デジタルワードを書き込むことによって行なわれる０次
に、ステップ７１４を実行して、以下に説明するスィー
パ−ルーチンをコールする。

このルーチンの目的は、水晶体乳化動作の為に意図され
ている本システムに取付けられている任意のプローブ２
２の共振周波数を包含する駆動周波数の全範囲に渡って
ＶＣＯ５６の周波数をスイープ即ち掃引する為である。

各周波数において、駆動電流が読み取られ且つ以前に記
録されている最高の駆動電流と比較され、新たな最高の
駆動電流が見出されたか否かを決定する。該最高駆動電
流が流れる周波数が本プローブの共振周波数である。

該スィーパ−ルーチンが本プローブの共振周波数を見出
した後、ｖｃｏの周波数は、Ｄ／Ａ変換器１７０への書
込動作を介してこの周波数に設定され、且つ処理はステ
ップ７１６へ移行する。

ステップ７１６に続いて、新たな駆動周波数で位相角を
最小とする機能を果たすステップ７１８が実行される。

このルーチンに付いて更に詳細に以下に説明する。最後
に、ユーザがプローブへの電力を最初に取り除いてから
キャリブレーションルーチンが一度実行されたことを表
す為にステップ７０２においてチェックされるＦＩＲ５
Ｔ　ＴＩＭＥフラッグをセットするステップ７２０が実
行される６最後に、処理は第２６図のインタラブドサー
ビスルーチンから、ステップ６９８への処理をベクトル
化させたインタラブドが発生した時に処理が中止したプ
ログラムの点ヘリターンする。これは、ステップ７２２
によって象徴的に示されている。

次いで、処理はその点から進行する。

第２７図を参照すると、該スィーパ−ルーチンの詳細が
示されている。ステップ７３０は、第２６図におけるス
テップ７１４からのこのサブルーチンのコールを示して
いる６次いで、ステップ７３２によって示されるテスト
が実行される。このテストの目的は、ｖＣＯの現在の動
作周波数が。

プローブの共振周波数を見出す為にＶＣ○周波数がスイ
ープされる周波数帯域の固定した高周波数端において又
はそれを越えているかどうかを決定する為である。該周
波数を該高周波数限界又はそれを越えて増加された場合
、処理は経路７３４に沿ってベクトル化され、それは第
２６図のルーチンのステップ７１６へリターンすること
を示している。該周波数が該周波数帯域の高い方の端部
に未だ到達していない場合、処理はステップ７３６へ移
行し、それはインクリメント変数Ｎを１ステツプだけイ
ンクリメントさせる。第２７図のルーチンがエンターさ
れると、ステップ７３０はＮをゼロへ初期化させる。

次に、ステップ７３６が実行される。このステップは、
ｖＣＯ周波数を次のより高い周波数ステップへインクリ
メントさせるステップを示している。第２７図のループ
が最初に実行される場合、Ｎはゼロであり且つステップ
７３８は７００周波数をＭＩＮ　ＦＲＥＱ値へ設定し、
それは７００周波数がスイープされる周波数領域の下端
における周波数限界である。ループが実行される毎に、
Ｎが１だけインクリメントされ、且つｖＣＯの周波数は
、ステップ７３２のステップが処理を第２６図のルーチ
ンへリターンさせる迄、１ズテップ高く設定される。ス
テップ７３８も、７００周波数を新しい周波数へ設定す
る為に第２５図中のＤ／Ａ変換器１７０へ新しい周波数
を表すデジタルワードを書き込む処理を示している。

次に、ステップ７４０を実行して、プローブを介して新
たに得られる駆動電流を読み取り、且つそれをそれまで
記録された最大駆動電流が格納されている変数Ｉ　ＰＥ
ＡＫの現在の値と比較する。この処理における最初のサ
ブステップは、第２５図におけるＡ／Ｄ変換器５４のチ
ャンネル２出力端においてのアドレス動作及びデジタル
ワードの読取動作である。このデジタルワードは、電流
検知器５５０によって検知される変圧器７６における一
次側電流の大きさを表しており、且つプローブ２２を介
して流れる実際の駆動電流に比例する。従って、Ｉ　Ｐ
ＥＡＫ変数内に格納される値は丁度得られた現在のデー
タに対して比較され、駆動電流が現在前のピーク駆動電
流よりも大きいか否かを判別する。大きい場合には、Ｉ
　ＰＥＡに変数の内容がその時に存在する駆動周波数で
の駆動電流の値でアップデートされ、且つこの駆動周波
数の値は丁度工ＰＥＡＫに書き込まれた駆動電流と関連
するものとして記録される。この処理はステップ７４２
で示しである。次いで、処理はステップ７３２へ向かっ
てベクトル化され、再度ループを開始させる。

第２８図を参照すると、位相角最小化ルーチンの詳細が
示されている。第２６図におけるステップ７１８からコ
ールされた場合のこのルーチンの最初のステップは、現
在の位相角が所望の位相角を中心としてその周りの許容
された位相角の範囲内のものであるかどうかを決定する
。このテストはステップ７４４で示しである。このステ
ップが実行される理由は、第２８図のループが無限の回
数実行されることを防止することである。何故ならば、
誤差余裕の半分のみの調節がなされる場合、逐次近似技
術が使用されるからである。ステップ７４４は変数ＭＡ
ＲＧＩＮの内容を、許可されている最大誤差余裕である
ＡＬＬＯｗＥＤと呼ばれる定数と比較する。　ＭＡＲＧ
ＩＮがＡＬＬＯＩＤよりも大きい場合、ステップ７４６
が実行され、変数ＴすＥＡＫの内容を調節し、それは位
相角を最小可能角へ同調させるプロセスを開始する為に
ＤＣバイアスコイル６０８及び６１０内の電流を変化さ
せるべき量である。ＴＶＥＡＫはステップ７４６によっ
てＤＥＬＴＡ／２に等しい量だけ調節させ、尚ＤＥＬＴ
Ａは所望の位相角（ＤＣバイアスコイルを介しての電流
によって表現されている）と実際の位相角との間の符号
付き差異である。この実際の位相角は、位相検知器５０
と加算器及び積分器５２による作業の結果を得る為に、
第２５図中のＡ／Ｄ変換＠５４のチャンネルｌ出力を読
み取ることによってＣＰＵ２０によって決定される。所
望の位相角は任意の定数とすることが可能であるが、通
常ゼロである。

次に、ステップ７４４が実行され、それは第２５図にお
けるＤＣバイアスコイル６０８及び６１０における電流
レベルを、位相角を最小とすべく新たな電流レベルへ調
節する。ステップ７４４において、Ｄ／Ａ変換器４０へ
現在書き込まれたデジタル値で表現されたＤＣバイアス
コイル６０８及び６１０内を流れる電流の現在の値を表
す変数ＨＥＮＲＹがＴすＥＡＫの値によって変化される
。

次に、ステップ７４６が実行されて、ＩＩＥＮＲＹにお
ける変化及びＤＣバイアスコイル内を流れる電流レベル
における合成的変化から得ら九る新たな位相角をテスト
する。ステップ７４６は、変数ｐＨＡＳＨによって表さ
れる如＜Ａ／Ｄ変換器５４がらのチャンネル１出力を読
み取ることによって決定される現在の位相の値を、所望
の位相角ＴＨＥＴＡから差し引くことによって変数ＤＥ
ＬＴＡの値を計算する０次いで、ステップ７４８を実行
して、変数ＤＥＬＴＡの絶対値を取ることによって変数
ＭＡＲＧＩＮの値を計算する。

最後に、処理はテスト７４４へリターンされる。

ステップ７４４のテストがＭＡＲＧＩＮがＡＬＬＯｗＥ
Ｄの値よりも低いことを表す場合、処理は第２６図のル
ーチンのステップ７２０ヘリターンする。

以上、本発明の具体的実施の態様に付いて詳細に説明し
たが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきもの
では無く、本発明の技術的範囲を逸脱すること無しに種
々の変形が可能であることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例に基づいて構成されたシステ
ム全体を示したブロック図、第２図はプローブ及び同調
用インダクタシステムの動作を説明する為に使用される
簡単化した等偏口路モデルの説明図、第３図は本システ
ムの機能を説明するのに必要な２つの数学的関係式を示
した説明図、第４図は機械的共振周波数での本プローブ
の簡単化した等偏口略図、第５図は本発明の１実施例の
動作を制御する制御プログラムのメインループのフロー
チャート図、第６Ａ図乃至第６Ｃ図は本発明の１実施例
の制御プログラムのインタラブドサービスルーチンのフ
ローチャート図、第７図は本発明の１実施例におけるプ
ローブの機械的共振周波数における変化に追従する為に
７００周波数を変化させるインタラブドサービスルーチ
ンの部分に関して更に詳細に示したフローチャート図、
第８図は本発明の別の実施例に従った７６０周波数同調
プロセスの別の実施例を示したフローチャート図、第９
図及び第１０図は第８図におけるステップ２３０を実行
する別の態様を示した各フローチャート図、第１１図は
本発明の１実施例において負荷の無効成分を相殺する為
に同調用インダクタＬＴのイダクタンスを同調させる為
のプロセスのフローチャート図、第１２図乃至第４図は
第１１図におけるステップ２４０を実行する別の態様を
示した各フローチャート図、第１５図乃至第１７図は第
１１図におけるステップ２５０を実行する別の態様を示
した各フローチャート図、第１８図は位相角を最小とさ
せる為に同調した駆動インダクタンスを持った固定周波
数比例電力実施例を示した概略図、第１９図は固定電力
固定周波数同調インダクタンス実施例を示した概略図、
第２０図は基準として位相角を使用する機械的共振周波
数へ７００周波数を同調させる為のサブシステムのアナ
ログ実施例を示したブロック図、第２１Ａ図及び第２１
Ｂ図は第２０図のアナログ実施例の詳細を示した夫々一
部詳細図、第２２図は機械的共振周波数の周りの異なっ
た周波数におけるプローブのインピーダンスに対しての
特性曲線の形状を示したグラフ図、第２３図は与えられ
た一組の条件に対してプローブ結晶を介しての電流とプ
ローブ結晶を横断しての電圧との間の位相に対する周波
数に対しての位相角の関係を示したグラフ図、第２４図
は機械的共振周波数を見出し且つ同調用インダクタをゼ
ロ位相角へ同調させる為にプローブインピーダンスに対
しての特性曲線の形状を使用する方法を示したフローチ
ャート図、第２′　　５図は本発明の好適実施例のハー
ドウェアのブロック図、第２６図は本発明の制御プログ
ラムのメインループのソフトウェアのフローチャート図
、第２７図はプローブ２２に対する駆動電流を最大とさ
せる駆動周波数を決定するメインループによりコールさ
れる周波数スイープルーチンのフローチャート図、第２
８図はプローブの容量性リアクタンスを可及的に近づけ
て整合させる為に供給源インピーダンスの誘導性リアク
タンスを変化させる為に同調用インダクタを同調させる
為にメインループによってコールされる位相角最小化サ
ブルーチンのフローチャート図、第２９図はスケーラ−
ルーチン及びパワー制御ルーチンの各ステップを示した
フローチャート図、である。 （符号の説明） ２０：マイクロプロセサ ２２ニブローブ ２４：機械的増幅器 ２６：ノーズピース ２８．３０：ピエゾ電気結晶 ３６：同調用インダクタ ４０　：　Ｄ／Ａ変換器 ４４：磁束変調コイル ５０：位相検知器 ５２：積分器 ６０：リニアプログラム可能アンプ ６６：正面パネル ６８：Ｉ１０回路 ７４：オペアンプ ７６二セツトアツプ変圧器 ７８　：ｆｌ！流検知用抵抗゛ ９０：局所ＲＡＭ ＦＩＧ、　２ ＦＩＧ、　３ Ｓ Ｐ ＦＩＧ、４ ＦＩＧ、　５ ＦＩＧ、　６Ｂへ ＦＲ’；ｇｔｈ％、ｔ、 ＦＩＧ、　７ ＦＩＧ、　８ ＦＩＧ、　９　　　　　　　　　　　　ＦＩＧ、　ｌ○
ＦＩＧ、　１１ ＦＩＧ、　１６　　　　　　　　　　　　ＦＩＧ、　＋
７ＦＩＧ、　２２ ＦＩＧ、　２３ ＦＩＧ、２４ ″”ＩＷＳ％ｔ）ＩＮゴ覧覧λυし１ メベー＋ｙ−）”−ｂ％も ＦＩＧ、２７ メベ・−１−っ”ｔ−５ 苧 ＦＩＧ、、　２９

Claims (30)

【特許請求の範囲】
1. １．ロッドを励起させる為にピエゾ電気結晶励起デバイ
   スを持った超音波プローブ駆動装置において、駆動信号
   を発生しそれを前記結晶に印加させる手段が設けられて
   おり、前記駆動信号は前記ピエゾ電気結晶によって前記
   ロッド内に機械的共振を励起させる周波数を持っており
   、負荷インピーダンスが実質的に抵抗性である様に前記
   プローブによって表される負荷インピーダンスの無効成
   分を調出する為に前記ピエゾ電気結晶と直列に同調可能
   なリアクタンス手段を設けたことを特徴とする装置。
2. ２．特許請求の範囲第１項において、前記ピエゾ電気結
   晶及びロッドを具備する機械系の機械的共振周波数を整
   合する為の駆動信号の周波数を同調する手段を有するこ
   とを特徴とする装置。
3. ３．超音波によって駆動されるプローブを駆動する方法
   において、前記プローブへ送られる周波数帯域内の周波
   数を持った駆動信号を供給し、前記プローブに対する駆
   動電流の相対的量を測定し、前記駆動電流を前記周波数
   帯域内の他の駆動周波数に対して以前に記録された最高
   の駆動電流と比較し、前記電流が以前に記録した最高の
   駆動電流よりも一層高い場合には新たな最高の駆動電流
   及びその新たな最高の駆動電流において発生した関連す
   る駆動周波数を記録し、前記駆動周波数を前記周波数帯
   域内の新たな駆動周波数へ調節し且つ該新たな周波数に
   対して上記ステップを繰返し行ない、前記周波数帯域内
   の全ての周波数がテストされる迄上のステップを繰返し
   行なうことを特徴とする方法。
4. ４．特許請求の範囲第３項において、前記駆動信号電圧
   と結果的に得られる駆動信号電流の間の実際の位相角と
   所望の位相角との間の余裕を決定し、前記余裕が一定値
   よりも大きい場合には、前記余裕が前記一定値よりも低
   くなる迄逐次近似によって前記位相角を調節することを
   特徴とする方法。
5. ５．ユーザの所望する電力レベルでピエゾ電気結晶励起
   要素を具備する水晶体乳化プローブを駆動する装置にお
   いて、変更可能なインダクタンス値を持った可変インダ
   クタ、前記結晶用の交流駆動信号を発生する手段、前記
   ユーザによって設定された所望の電力レベルを決定し且
   つ第１制御信号を発生する手段、前記駆動信号を受け取
   り且つ前記第１制御信号を受け取るべく結合されており
   前記第１制御信号によって設定される量だけ前記駆動信
   号を増幅し且つ該増幅した駆動信号を前記プローブの振
   動を発生させる為に前記可変インダクタを介して前記ピ
   エゾ電気結晶へ印加させる手段、前記結晶を横断しての
   電圧に対しての電圧波形と前記増幅した駆動信号の前記
   電圧波形から得られる前記結晶を介しての電流に対して
   の電流波形との間の位相差を決定し且つ前記位相差を表
   す第２制御信号を発生する手段、前記第２制御信号を受
   け取り且つ前記位相角を所定の値へ向かって減少させる
   為に前記可変インダクタのインダクタンス値を変化させ
   る手段、を有することを特徴とする装置。
6. ６．特許請求の範囲第５項において、前記交流駆動信号
   を発生する手段が、平均操作条件下で前記プローブの機
   械的共振周波数に等しい固定周波数を持った駆動信号は
   発生することを特徴とする装置。
7. ７．特許請求の範囲第５項において、前記交流駆動信号
   発生手段は、第３制御信号の関数である周波数を持った
   駆動信号を発生する電圧制御型オシレータであり、且つ
   前記交流駆動信号の振幅及び前記結晶を横断しての電圧
   波形と前記結晶を介して流れる電流に対しての電流波形
   との間の位相角誤差を決定し且つ前記駆動信号の周波数
   が前記プローブが現在動作している電力レベルで前記プ
   ローブの機械的共振周波数に対応すべく変化される様に
   前記プローブを駆動する前記駆動信号の大きさ及び前記
   位相角誤差に基づいて前記第３制御信号を発生させ且つ
   調節する手段が設けられていることを特徴とする装置。
8. ８．特許請求の範囲第５項において、前記可変インダク
   タのインダクタンス値を変化させる手段は、ルックアッ
   プテーブル内の特定の位相角に対するプローブインダク
   タンスをルックアップすべくコンピュータプログラムさ
   れており、且つ前記ルックアップテーブルから得られた
   データを前記可変インダクタ内のフラックス変調コイル
   を介して流れるバイアス電流の対応するレベルへ変換さ
   せる手段が設けられていることを特徴とする装置。
9. ９．特許請求の範囲第７項において、前記可変インダク
   タのインダクタンス値を変化させる手段は、ルックアッ
   プテーブル内の特定の位相角に対するプローブインダク
   タンスをルックアップすべくコンピュータプログラムさ
   れており、且つ前記ルックアップテーブルから得られた
   データを前記可変インダクタ内のフラックス変調コイル
   を介して流れるバイアス電流の対応するレベルへ変換さ
   せる手段が設けられており、且つ前記ルックアップテー
   ブルは幾つかのルックアップテーブルから構成されてお
   りその各々のテーブルは所定の基準の特定の範囲に対し
   ての有効なエントリーを持っており、且つ、適切なルッ
   クアップテーブルを選択する前に前記基準の値を決定す
   るべくマイクロプロセサがプログラムされており、且つ
   適切なルックアップテーブルが選択されると、前記フラ
   ックス変調コイル内の必要なバイアス電流レベルをルッ
   クアップし且つ前記変換手段をして前記フラックス変調
   コイルを介してそのレベルのバイアス電流を駆動させる
   ことを特徴とする装置。
10. １０．特許請求の範囲第５項において、前記ユーザによ
    って設定される所望の電力レベルを決定する手段が、ユ
    ーザが現在所望されている全電力の所望の百分率を設定
    する第１制御とユーザが前記第１制御の１００％設定に
    対して所望される最大電力を設定する第２制御を有する
    ２つのユーザによって操作される制御を読み取るべくプ
    ログラムされているコンピュータから構成されているこ
    とを特徴とする装置。
11. １１．特許請求の範囲第９項において、前記ユーザによ
    って設定される所望の電力レベルを決定する手段が、ユ
    ーザが現在所望されている全電力の所望の百分率を設定
    する第１制御とユーザが前記第１制御の１００％設定に
    対して所望される最大電力を設定する第２制御を有する
    ２つのユーザによって操作される制御を読み取るべくプ
    ログラムされているコンピュータから構成されており、
    前記駆動信号を増幅する手段が、前記第１制御信号をデ
    ジタルワードとして受け取り且つ前記駆動信号波形を前
    記デジタルワードによって設定された利得によって増幅
    させるプログラム可能なリニアパワーアンプを有してい
    ることを特徴とする装置。
12. １２．特許請求の範囲第８項において、前記ユーザによ
    って設定される所望の電力レベルを決定する手段が、ユ
    ーザが現在所望されている全電力の所望の百分率を設定
    する第１制御とユーザが前記第１制御の１００％設定に
    対して所望される最大電力を設定する第２制御を有する
    ２つのユーザによって操作される制御を読み取るべくプ
    ログラムされているコンピュータから構成されているこ
    とを特徴とする装置。
13. １３．特許請求の範囲第７項において、前記可変インダ
    クタのインダクタンス値を変化させる手段は、ルックア
    ップテーブル内の特定の位相角に対するプローブインダ
    クタンスをルックアップすべくコンピュータプログラム
    されており、且つ前記プローブ及び前記可変インダクタ
    によって表される負荷の結合負荷インピーダンスを実質
    的に純粋な抵抗性とさせるインダクタンスを前記可変イ
    ンダクタに取らせる為に前記ルックアップテーブルから
    得られたデータを前記可変インダクタ内のフラックス変
    調コイルを介して流れるバイアス電流の対応するレベル
    へ変換させる手段が設けられていることを特徴とする装
    置。
14. １４．特許請求の範囲第１３項において、前記ユーザに
    よって設定される所望の電力レベルを決定する手段が、
    ユーザが現在所望されている全電力の所望の百分率を設
    定する第１制御とユーザが前記第１制御の１００％設定
    に対して所望される最大電力を設定する第２制御を有す
    る２つのユーザによって操作される制御を読み取るべく
    プログラムされているコンピュータから構成されている
    ことを特徴とする装置。
15. １５．ピエゾ電気結晶励起要素を持った超音波プローブ
    駆動方法において、前記結晶に対して周期的な駆動信号
    を発生し、ユーザが設定した所望の電力レベルを読み取
    り、前記周期的駆動信号を前記ユーザによって画定され
    た所望の電力レベルによって設定される利得レベルで増
    幅し、その増幅した駆動信号を同調可能なインダクタを
    介して前記結晶へ印加させ、前記プローブと前記同調可
    能なインダクタの結合インピーダンスが全ての電力レベ
    ルに対して実質的に抵抗性である様に前記駆動信号の電
    圧波形及び電流波形の間の位相角として前記同調可能な
    インダクタを同調する、上記各ステップを有することを
    特徴とする方法。
16. １６．特許請求の範囲第１５項において、変化する条件
    に渡って前記プローブの機械的共振周波数を決定し、前
    記機械的共振周波数を実質的に整合させる為に前記駆動
    信号の周波数を変化させることを特徴とする方法。
17. １７．特許請求の範囲第１６項において、前記プローブ
    の機械的共振周波数を決定するステップが、前記駆動信
    号の振幅レベル及び前記駆動信号の電圧波形と電流波形
    との間の位相角から機械的共振周波数を推測することを
    包含することを特徴とする方法。
18. １８．特許請求の範囲第１７項において、前記適切な駆
    動周波数は、位相角の種々の条件に対しての適切な駆動
    周波数を格納しているルックアップテーブル内へのイン
    デックス値として位相角を使用することによって決定さ
    れることを特徴とする方法。
19. １９．超音波プローブの駆動周波数を自動的に同調させ
    る装置において、前記超音波プローブを介して流れる電
    流と前記電流を発生させる駆動電圧との間の位相角を検
    知する手段、前記検知手段に結合されており前記位相角
    が所定の値へ変化する迄前記駆動信号の周波数を変化さ
    せるフィードバック手段、を有することを特徴とする装
    置。
20. ２０．特許請求の範囲第１９項において、位相角の所定
    の値をユーザによって設定することを許容する手段を有
    することを特徴とする装置。
21. ２１．特許請求の範囲第２０項において、前記プローブ
    への駆動信号を増幅するプログラム可能なリニアアンプ
    手段を有しており、前記プログラム可能アンプの利得レ
    ベルはデジタルワードを前記プログラム可能なアンプへ
    送ることによってユーザによって設定することが可能で
    あることを特徴とする装置。
22. ２２．超音波プローブを駆動する装置において、前記超
    音波プローブを介して流れる電流と同位相の信号を受け
    取り且つそれを整流したパルスの列から構成される第１
    信号へ変換させる手段、前記プローブに対して前記駆動
    信号を発生させ且つ前記駆動信号の電圧波形と同位相で
    あり且つ周波数調節入力端を持った第２信号を供給する
    電圧制御オシレータ手段、前記第１及び第２信号に結合
    されており位相誤差信号を発生する位相検知手段、周波
    数調節信号を発生する為に前記位相誤差信号を積分し且
    つそれを前記電圧制御オシレータの前記周波数入力端へ
    結合させる手段、を有することを特徴とする装置。
23. ２３．特許請求の範囲第２２項において、前記電圧制御
    オシレータからの前記駆動信号を受け取るべく結合され
    ており且つそれをユーザによって送られる信号によって
    設定される利得だけ増幅する手段を有していることを特
    徴とする装置。
24. ２４．特許請求の範囲第２２項において、前記位相検知
    手段は、前記位相誤差信号をパルス幅変調パルス列とし
    て発生することを特徴とする装置。
25. ２５．特許請求の範囲第２４項において、前記位相誤差
    信号をフィルタし且つそれを前記位相誤差に比例する振
    幅を持った直流位相誤差信号へ変換させるローパスフィ
    ルタ及び積分器を有することを特徴とする装置。
26. ２６．特許請求の範囲第２５項において、前記積分器は
    ユーザが中心位相角誤差を設定することを許容する手段
    を具備しており、位相角を前記中心位相角の方向へ変化
    させる様にシステムが位相角誤差を補正することを特徴
    とする装置。
27. ２７．超音波プローブを駆動する方法において、前記プ
    ローブに対して駆動信号を発生し且つそれを前記プロー
    ブへ付与し、前記駆動信号から得られる前記プローブを
    介しての電流波形と前記駆動信号によって発生される前
    記プローブを横断しての電圧波形との間の位相角を検知
    し、前記位相角を直流電圧レベルへ変換し、前記直流電
    圧レベルを積分して周波数調節信号を発生し、前記周波
    数調節信号を使用して前記位相角誤差をユーザが画定し
    た値に向かって変化させる態様で前記駆動信号周波数を
    変化させる、上記各ステップを有することを特徴とする
    方法。
28. ２８．特許請求の範囲第２７項において、全ての位相角
    がそれに向けて変化される前記位相角誤差に対しての所
    望のホーム値に関して且つ前記位相角誤差を前記ホーム
    値の方向へ変化させる傾向となる適切な方向へ前記駆動
    信号の前記周波数を変化させる為のユーザ入力を読み取
    ることを特徴とする方法。
29. ２９．特許請求の範囲第２８項において、所望の電力レ
    ベルに関するユーザが画定する入力を読み取り、且つ前
    記駆動信号を前記ユーザによって画定された電力レベル
    入力信号に比例する量だけ増幅することを特徴とする方
    法。
30. ３０．特許請求の範囲第４項において、前記位相角誤差
    信号を使用して前記プローブと直列な同調可能なインダ
    クタのインダクタンスを同調し、且つそれによって前記
    駆動信号が通過して、前記位相角がゼロ又はその他のユ
    ーザが画定した許容可能な位相角誤差へ向かって変化す
    ることを特徴とする方法。