JPH0611190B2 - 一石式コンバ−タ - Google Patents
一石式コンバ−タInfo
- Publication number
- JPH0611190B2 JPH0611190B2 JP30852986A JP30852986A JPH0611190B2 JP H0611190 B2 JPH0611190 B2 JP H0611190B2 JP 30852986 A JP30852986 A JP 30852986A JP 30852986 A JP30852986 A JP 30852986A JP H0611190 B2 JPH0611190 B2 JP H0611190B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- base
- transistor
- circuit
- voltage
- main transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000004575 stone Substances 0.000 title claims description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は一石式コンバータに関するもので特に構成の簡
単なリンギングチョークコンバータ(Ringing choke con
verter以下ＲＣＣ)の出力制御回路の改良に関するもの
である。周知のように一般的なＲＣＣ回路は電圧変換機
能を有するも出力制御機能を有しない。そこで本出願人
は先に効率的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備
えた安価なコンバータを提供した。
単なリンギングチョークコンバータ(Ringing choke con
verter以下ＲＣＣ)の出力制御回路の改良に関するもの
である。周知のように一般的なＲＣＣ回路は電圧変換機
能を有するも出力制御機能を有しない。そこで本出願人
は先に効率的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備
えた安価なコンバータを提供した。
（特願昭61-230260号）第１図はこの回路例を示すもの
で図中Ａ、Ｂは電圧検出部及び制御回路部である。先ず
電圧検出部Ａは基準電圧を内蔵した電圧検出器ＩＣ1と
これを出力するホトカプラー発光部ＰＤ及び出力電圧
(Ｅ0）を分圧する抵抗Ｒ4、Ｒ5より成る。又、制御回路
部Ｂにおいて、Ｑ2は主トランジスタＱ1のベース、エミ
ッタ間に接続された制御用トランジスタＤＺ1はツエナ
ーダィオードで抵抗Ｒ2及びコンデンサＣ4と共に時定数
回路を形成し、且つ帰還巻線ＮＢの両端に接続され、
又、該抵抗Ｒ3及びコンデンサＣ4の接続点(a)は制御用
トランジスタＱ2のベースに接続されている。次にＰＴ
は帰還巻線ＮＢの一端と前記接続点(a)間に接続された
前記ホトカプラーの受光部でこれによりコンデンサＣ4
の充電時定数を調整する。なお、Ｃ3は主トランジスタ
Ｑ1のオフ特性改善用コンデンサ、Ｄ2はベース起動電流
の廻り込み阻止用ダイオードである。この回路の基本動
作は主トランジスタＱ1のオン時にトランスＴに貯えら
れたエネルギーをオフ時に整流用ダイオードＤ0を通し
て出力する。なお、主トランジスタのオフ動作はホトカ
プラー受光部ＰＴ及びツエナーダイオードＤＺ1抵抗Ｒ3
を流れる電流とコンデンサＣ4の時定数回路において(a)
点電位が制御用トランジスタＱ2の電圧（VBE）を越える
と該トラジスタＱ2がオンし、これにより主トランジス
タＱ1のベース電流を吸収してオフせしめる。なお、コ
ンバータの各部のロスを無視すると、出力電圧Ｅ0とＱ1
のオン時間ＴＯＮの関係は(1)式の様に近似出来る。
で図中Ａ、Ｂは電圧検出部及び制御回路部である。先ず
電圧検出部Ａは基準電圧を内蔵した電圧検出器ＩＣ1と
これを出力するホトカプラー発光部ＰＤ及び出力電圧
(Ｅ0）を分圧する抵抗Ｒ4、Ｒ5より成る。又、制御回路
部Ｂにおいて、Ｑ2は主トランジスタＱ1のベース、エミ
ッタ間に接続された制御用トランジスタＤＺ1はツエナ
ーダィオードで抵抗Ｒ2及びコンデンサＣ4と共に時定数
回路を形成し、且つ帰還巻線ＮＢの両端に接続され、
又、該抵抗Ｒ3及びコンデンサＣ4の接続点(a)は制御用
トランジスタＱ2のベースに接続されている。次にＰＴ
は帰還巻線ＮＢの一端と前記接続点(a)間に接続された
前記ホトカプラーの受光部でこれによりコンデンサＣ4
の充電時定数を調整する。なお、Ｃ3は主トランジスタ
Ｑ1のオフ特性改善用コンデンサ、Ｄ2はベース起動電流
の廻り込み阻止用ダイオードである。この回路の基本動
作は主トランジスタＱ1のオン時にトランスＴに貯えら
れたエネルギーをオフ時に整流用ダイオードＤ0を通し
て出力する。なお、主トランジスタのオフ動作はホトカ
プラー受光部ＰＴ及びツエナーダイオードＤＺ1抵抗Ｒ3
を流れる電流とコンデンサＣ4の時定数回路において(a)
点電位が制御用トランジスタＱ2の電圧（VBE）を越える
と該トラジスタＱ2がオンし、これにより主トランジス
タＱ1のベース電流を吸収してオフせしめる。なお、コ
ンバータの各部のロスを無視すると、出力電圧Ｅ0とＱ1
のオン時間ＴＯＮの関係は(1)式の様に近似出来る。
ここでEiは入力電圧、Ｉ0は出力電圧、Ｋ1Ｋ2は定数で
ある。出力電圧を検出してホトカプラーの電流を可変し
て、ＴＯＮを制御すると(1)式により出力電圧Ｅ0を一定
に保つことが出来る。又、上記の如く出力電圧が一定に
なるように制御すると、負荷電流を増加することによ
り、又は入力電圧（Ei）が減少することにより、主トラ
ンジスタＱ1のオン時間（ＴＯＮ）が増大し、周波数が
低下する。従って入力電圧（Ei）が最低で最大負荷電流
（Ｉ0ＭＡＸ）の時、上記オン時間（ＴＯＮ）は最大
（ＴＯＮＭＡＸ）となる。このことは下記で表わされ
る。
ある。出力電圧を検出してホトカプラーの電流を可変し
て、ＴＯＮを制御すると(1)式により出力電圧Ｅ0を一定
に保つことが出来る。又、上記の如く出力電圧が一定に
なるように制御すると、負荷電流を増加することによ
り、又は入力電圧（Ei）が減少することにより、主トラ
ンジスタＱ1のオン時間（ＴＯＮ）が増大し、周波数が
低下する。従って入力電圧（Ei）が最低で最大負荷電流
（Ｉ0ＭＡＸ）の時、上記オン時間（ＴＯＮ）は最大
（ＴＯＮＭＡＸ）となる。このことは下記で表わされ
る。
今、電圧検出部Ａを介してのホトカプラー受光部ＰＴの
電流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に
対してコンデンサＣ4の充電時定数は最大となる。つま
りこの時の主トランジスタＱ1のオン時間（ＴＯＮ）を
ＴＯＣとすると下記で表わされる。
電流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に
対してコンデンサＣ4の充電時定数は最大となる。つま
りこの時の主トランジスタＱ1のオン時間（ＴＯＮ）を
ＴＯＣとすると下記で表わされる。
ＴＯＣ＞ＴＯＮＭＡＸ…………(3) 第２図はこの回路（第１図）の出力電圧−電流特性を示
す、上記(2)式に示す如くＴＯＮ時間は負荷電流Ｉ0に比
例しつ増加するが、ＴＯＣに相当する負荷電流ＩＯＣ以
上には増加せず所謂フの字垂下特性(イ)を得る。このよ
うに上記の回路によれば容易に出力電圧制御機能及び過
電流制限機能を得ることが可能であるが、この機能は入
力電圧Eiの変化巾の少い時に特に効果的であるが、過電
流制限機能において入力電圧が100Ｖ系或は200Ｖ系の時
にこれを共用する場合にはＯＣ点の電流ＩＯＣは特性
(ロ)の如く増加して入力電圧範囲を充分に補償し切れな
い。この理由は制御用トランジスタＱ2のコレクタ電流
はパルス的な電流のため入力電圧の大巾な変化の時（例
えば100Ｖ入力が200Ｖ入力に変った場合等）主トランジ
スタＱ1のベース電流を制御できず結果的に該ベース電
流が一定にならないことに起因すると考えられる。本発
明は係る点を鑑み該ベース電流をほぼ一定にすることに
より上述の問題を解消し、入力電圧範囲を補償した全入
力型コンバータを提供するものである。第３図は本発明
の一実施例回路図で従来例と同一符号は同等部分を示
す。本発明は従来例と対比して明らかなように主トラン
ジスタＱ1のベースと帰還巻線ＮBの一端間にダイオード
Ｄ2を介して接続された分割用抵抗Ｒ6、Ｒ7の分割点
と該帰還巻線ＮBの他端間にダイオードＤ4と定電圧ダ
イオードＤＺ2を接続するようにしたものである。なお
ダイオードＤ4は逆流防止用である。第４図は本発明の
実施例において、入力電圧を基準にした出力電圧
（Ｅ0）と垂下電流(Ioc)の関係を示す特性図で特性曲線
(イ)及び(ロ)は定電圧ダイオードＤＺ2の値（電圧）をほ
ぼ適正値に選定した時の特性で曲線(イ)は入力電圧が200
Ｖ系の時、又(ロ)は100Ｖ系の時の垂下特性を示し、ほぼ
同様な垂下点電流であることを示している。一方曲線
(ハ)及び(ニ)は設定値が低い電圧の時の特性を示し、曲線
(ハ)は２００Ｖ系入力、又曲線(ニ)は100Ｖ系入力の時の
特性を示す。即ち、定電圧ダイオードＤＺ2の設定はそ
の値が低い場合は200Ｖ系入力時に垂下電流点(OC)は該
(OC)点以前で垂下し、又100Ｖ系の該(OC)点を越して垂
下する。そしてこの設定値を除々に高めると両者はほぼ
同一の垂下電流特性を得ることが確認された。そして適
正な設定値は該定電圧ダイオードＤＺ2が100Ｖ系の時は
殆んど機能せず、100Ｖ系を越えた時機能するように設
定することにより特性(イ)(ロ)を得ることが実験的に確認
できた。このことは100Ｖ系入力の時は時定数回路が主
に機能し、又200Ｖ系の時には定電圧ダイオードＤＺ2の
動作により夫々主トランジスタＱ1のベース電流がほぼ
一定になるものと思われる。第５図は本発明の他の実施
例回路図で上記実施例と相違するところはコンデンサＣ
3及びダイオードＤ2の並列回路を分割抵抗Ｒ7と帰還巻
線NBの一端間に挿入するようにしたものであり、この構
成によれば逆流防止用ダイオードＤ4を削除できこの機
能をダイオードＤ2に兼用せしめることができる。
す、上記(2)式に示す如くＴＯＮ時間は負荷電流Ｉ0に比
例しつ増加するが、ＴＯＣに相当する負荷電流ＩＯＣ以
上には増加せず所謂フの字垂下特性(イ)を得る。このよ
うに上記の回路によれば容易に出力電圧制御機能及び過
電流制限機能を得ることが可能であるが、この機能は入
力電圧Eiの変化巾の少い時に特に効果的であるが、過電
流制限機能において入力電圧が100Ｖ系或は200Ｖ系の時
にこれを共用する場合にはＯＣ点の電流ＩＯＣは特性
(ロ)の如く増加して入力電圧範囲を充分に補償し切れな
い。この理由は制御用トランジスタＱ2のコレクタ電流
はパルス的な電流のため入力電圧の大巾な変化の時（例
えば100Ｖ入力が200Ｖ入力に変った場合等）主トランジ
スタＱ1のベース電流を制御できず結果的に該ベース電
流が一定にならないことに起因すると考えられる。本発
明は係る点を鑑み該ベース電流をほぼ一定にすることに
より上述の問題を解消し、入力電圧範囲を補償した全入
力型コンバータを提供するものである。第３図は本発明
の一実施例回路図で従来例と同一符号は同等部分を示
す。本発明は従来例と対比して明らかなように主トラン
ジスタＱ1のベースと帰還巻線ＮBの一端間にダイオード
Ｄ2を介して接続された分割用抵抗Ｒ6、Ｒ7の分割点
と該帰還巻線ＮBの他端間にダイオードＤ4と定電圧ダ
イオードＤＺ2を接続するようにしたものである。なお
ダイオードＤ4は逆流防止用である。第４図は本発明の
実施例において、入力電圧を基準にした出力電圧
（Ｅ0）と垂下電流(Ioc)の関係を示す特性図で特性曲線
(イ)及び(ロ)は定電圧ダイオードＤＺ2の値（電圧）をほ
ぼ適正値に選定した時の特性で曲線(イ)は入力電圧が200
Ｖ系の時、又(ロ)は100Ｖ系の時の垂下特性を示し、ほぼ
同様な垂下点電流であることを示している。一方曲線
(ハ)及び(ニ)は設定値が低い電圧の時の特性を示し、曲線
(ハ)は２００Ｖ系入力、又曲線(ニ)は100Ｖ系入力の時の
特性を示す。即ち、定電圧ダイオードＤＺ2の設定はそ
の値が低い場合は200Ｖ系入力時に垂下電流点(OC)は該
(OC)点以前で垂下し、又100Ｖ系の該(OC)点を越して垂
下する。そしてこの設定値を除々に高めると両者はほぼ
同一の垂下電流特性を得ることが確認された。そして適
正な設定値は該定電圧ダイオードＤＺ2が100Ｖ系の時は
殆んど機能せず、100Ｖ系を越えた時機能するように設
定することにより特性(イ)(ロ)を得ることが実験的に確認
できた。このことは100Ｖ系入力の時は時定数回路が主
に機能し、又200Ｖ系の時には定電圧ダイオードＤＺ2の
動作により夫々主トランジスタＱ1のベース電流がほぼ
一定になるものと思われる。第５図は本発明の他の実施
例回路図で上記実施例と相違するところはコンデンサＣ
3及びダイオードＤ2の並列回路を分割抵抗Ｒ7と帰還巻
線NBの一端間に挿入するようにしたものであり、この構
成によれば逆流防止用ダイオードＤ4を削除できこの機
能をダイオードＤ2に兼用せしめることができる。
以上の説明から明らかなように本発明によれば構成簡単
にしてＲＣＣ回路に出力定電圧機能を付与せしめると共
に入力電圧範囲を補償した垂下電流機能を備えた全入力
型コンバータを提供できるので実用上の効果は大きい。
にしてＲＣＣ回路に出力定電圧機能を付与せしめると共
に入力電圧範囲を補償した垂下電流機能を備えた全入力
型コンバータを提供できるので実用上の効果は大きい。
第１図、第２図は従来回路図及びその特性図、第３図、
第４図は本発明の一実施例回路図及びその特性説明図、
第５図は本発明の他の実施例回路図である。図において
Ｔは出力トランス、Ｎ1、Ｎ2、ＮBはその一次、二次及
び帰還（ベース）巻線、Ｑ1はスイッチング用主トラン
ジスタ、Ａは出力電圧検出部、Ｂは制御回路部、Ｑ2は
制御用トランジスタ、Ｒ1〜Ｒ9は抵抗Ｃ1〜Ｃ6はコンデ
ンサ、ＤＺ1はツエナーダイオード、ＤＺ2は定電圧ダイ
オード、ＰＤ、ＰＴはホトカプラー発光部及び受光部で
ある。
第４図は本発明の一実施例回路図及びその特性説明図、
第５図は本発明の他の実施例回路図である。図において
Ｔは出力トランス、Ｎ1、Ｎ2、ＮBはその一次、二次及
び帰還（ベース）巻線、Ｑ1はスイッチング用主トラン
ジスタ、Ａは出力電圧検出部、Ｂは制御回路部、Ｑ2は
制御用トランジスタ、Ｒ1〜Ｒ9は抵抗Ｃ1〜Ｃ6はコンデ
ンサ、ＤＺ1はツエナーダイオード、ＤＺ2は定電圧ダイ
オード、ＰＤ、ＰＴはホトカプラー発光部及び受光部で
ある。
Claims (1)
- 【請求項１】一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有する
出力トランスと前記一次巻線にコレクタが接続され、ベ
ース、エミッタが前記帰還巻線間に接続されたスイッチ
ング用主トランジスタと前記二次巻線側に接続された整
流用ダイオード及び前記主トランジスタの制御回路部を
有する一石式コンバータにおいて、前記制御回路部は前
記主トランジスタのベース、エミッタ間に接続された制
御用トランジスタと前記帰還巻線間に接続されたツエナ
ーダィオード、抵抗及びコンデンサより成る時定数回路
と、前記抵抗及びコンデンサの接続点を前記制御用トラ
ンジスタのベースに接続する回路と、前記接続点に接続
され、出力電圧に応じて前記コンデンサの充電時定数を
調整する調整回路と、前記主トランジスタのベースと前
記帰還巻線の一端間に接続された分割抵抗及びダイオー
ドの直列回路と、前記抵抗の分割点と前記帰還用巻線の
他端間に接続された定電圧ダイオードとを備えたことを
特徴とする一石式コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30852986A JPH0611190B2 (ja) | 1986-12-26 | 1986-12-26 | 一石式コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30852986A JPH0611190B2 (ja) | 1986-12-26 | 1986-12-26 | 一石式コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63167673A JPS63167673A (ja) | 1988-07-11 |
| JPH0611190B2 true JPH0611190B2 (ja) | 1994-02-09 |
Family
ID=17982127
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30852986A Expired - Lifetime JPH0611190B2 (ja) | 1986-12-26 | 1986-12-26 | 一石式コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0611190B2 (ja) |
-
1986
- 1986-12-26 JP JP30852986A patent/JPH0611190B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63167673A (ja) | 1988-07-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5633787A (en) | Switch-mode power supply with control of output supply voltage and overcurrent | |
| US5517397A (en) | Flyback power converter with spike compensator circuit | |
| US4862338A (en) | Ringing choke converter using single switching element | |
| US6552623B2 (en) | Self-oscillation type switching power supply unit | |
| US7123488B2 (en) | DC/DC converter including a Zener diode having a substantially zero temperature coefficient | |
| GB2228152A (en) | Power supply apparatus | |
| US4488210A (en) | Power supply circuit of switching regulator type | |
| JPH11206126A (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| EP1463191A2 (en) | Self-oscillating flyback converter | |
| KR920008204B1 (ko) | 스위칭 제어형 전원 회로 | |
| JP3351464B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| JPH09117134A (ja) | スイッチング電源 | |
| EP0091133B1 (en) | Improved power supply circuit of switching regulator type | |
| JP3267730B2 (ja) | 自動電圧切換式電源回路 | |
| JPH0611190B2 (ja) | 一石式コンバ−タ | |
| JPH049033B2 (ja) | ||
| JP3139699B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3129036B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3042171B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH06284714A (ja) | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0376113B2 (ja) | ||
| JPH0654525A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH049034B2 (ja) | ||
| JPH066674Y2 (ja) | 自励型コンバ−タの過電流保護回路 | |
| JPH0662795U (ja) | 定電流垂下回路付の電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |