JPH06111929A - 高周波インバータ - Google Patents
高周波インバータInfo
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- JPH06111929A JPH06111929A JP4259385A JP25938592A JPH06111929A JP H06111929 A JPH06111929 A JP H06111929A JP 4259385 A JP4259385 A JP 4259385A JP 25938592 A JP25938592 A JP 25938592A JP H06111929 A JPH06111929 A JP H06111929A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 負荷回路の共振周波数付近で動作させるとき
に電力の安定化を達成する高周波インバータを提供する
ことを目的とする。 【構成】 インバータ回路Ａは、直流電源１と、直列に
接続された逆導通が可能なスイッチング素子２・３と、
コイルとコンデンサからなる負荷回路４を有し、駆動回
路Ｂは、スイッチング素子を駆動する２つのドライバ５
・６と、ドライバにスイッチング素子をオンオフするた
めの信号を発生する駆動パルス発生回路７と、電圧入力
を周波数信号に変換して駆動パルス発生回路に入力する
Ｖ／Ｆ変換回路８と、入力電圧を対数変換してＶ／Ｆ変
換回路に入力する対数変換回路９を有し、前記負荷回路
に入力する電力の調整を前記対数変換回路に入力する制
御電圧の大きさによって制御するものである。
に電力の安定化を達成する高周波インバータを提供する
ことを目的とする。 【構成】 インバータ回路Ａは、直流電源１と、直列に
接続された逆導通が可能なスイッチング素子２・３と、
コイルとコンデンサからなる負荷回路４を有し、駆動回
路Ｂは、スイッチング素子を駆動する２つのドライバ５
・６と、ドライバにスイッチング素子をオンオフするた
めの信号を発生する駆動パルス発生回路７と、電圧入力
を周波数信号に変換して駆動パルス発生回路に入力する
Ｖ／Ｆ変換回路８と、入力電圧を対数変換してＶ／Ｆ変
換回路に入力する対数変換回路９を有し、前記負荷回路
に入力する電力の調整を前記対数変換回路に入力する制
御電圧の大きさによって制御するものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブリッジタイプの誘導
加熱調理器の電力調整に用いる高周波インバータに関す
るものである。
加熱調理器の電力調整に用いる高周波インバータに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のブリッジタイプの誘導加熱調理器
の電力調整法について、図８・図９を用いて説明する。
の電力調整法について、図８・図９を用いて説明する。
【０００３】図８において、インバータ回路Ａは、直流
電源２１、第一・第二のスイッチング素子２２、２３、
負荷回路２４を有する。また駆動回路Ｂは、第一・第二
のスイッチング素子２２、２３を駆動する第一・第二の
ドライバ２５、２６、第一・第二のドライバ２５、２６
に駆動パルスを発生する駆動パルス発生回路２７、制御
電圧から駆動する周波数を決定するＶ／Ｆ変換回路２８
を有する。
電源２１、第一・第二のスイッチング素子２２、２３、
負荷回路２４を有する。また駆動回路Ｂは、第一・第二
のスイッチング素子２２、２３を駆動する第一・第二の
ドライバ２５、２６、第一・第二のドライバ２５、２６
に駆動パルスを発生する駆動パルス発生回路２７、制御
電圧から駆動する周波数を決定するＶ／Ｆ変換回路２８
を有する。
【０００４】Ｖ／Ｆ変換回路２８は、入力される制御電
圧に逆比例した周波数で発振し、この信号を駆動パルス
発生回路２７に入力している。駆動パルス発生回路２７
では、Ｖ／Ｆ変換回路２８からの発振信号をもとに前記
２つのドライバにスイッチング素子をオンオフさせる信
号を出力する。
圧に逆比例した周波数で発振し、この信号を駆動パルス
発生回路２７に入力している。駆動パルス発生回路２７
では、Ｖ／Ｆ変換回路２８からの発振信号をもとに前記
２つのドライバにスイッチング素子をオンオフさせる信
号を出力する。
【０００５】上記したような構成で制御電圧の上げ下げ
を行い、Ｖ／Ｆ変換回路２８の発振周波数を変化させ、
負荷回路２４に供給する電力を調整する方法が一般的で
ある。図９にスイッチング素子を駆動する周波数と負荷
回路に供給される電力の関係を示している。負荷回路２
４に供給する電力を電力変動許容範囲内に制御しようと
すれば、周波数の制御範囲は図９に示す周波数制御範囲
以内とする必要がある。
を行い、Ｖ／Ｆ変換回路２８の発振周波数を変化させ、
負荷回路２４に供給する電力を調整する方法が一般的で
ある。図９にスイッチング素子を駆動する周波数と負荷
回路に供給される電力の関係を示している。負荷回路２
４に供給する電力を電力変動許容範囲内に制御しようと
すれば、周波数の制御範囲は図９に示す周波数制御範囲
以内とする必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前記したような構成の
インバータは、負荷回路２４に出力する電力はスイッチ
ング素子を駆動する周波数で決定されるため、電力調整
は制御電圧の上げ下げで行うものであった。しかしなが
らこのようなインバータの場合、スイッチング素子を駆
動する周波数が、負荷回路２４を構成するインダクタン
スとキャパシタンスによって決定される共振周波数ｆo
に近づくにつれて、電力が急激に増大する特性がある。
低損失でしかも高出力を得るようにするためには、でき
るだけ前記した共振周波数ｆo付近で動作させることが
必要である。この時に共振周波数ｆo付近で電力の安定
化を図るためには、非常に高精度で周波数の制御をする
ことが必要となり、電力の安定化を図ることは困難であ
った。
インバータは、負荷回路２４に出力する電力はスイッチ
ング素子を駆動する周波数で決定されるため、電力調整
は制御電圧の上げ下げで行うものであった。しかしなが
らこのようなインバータの場合、スイッチング素子を駆
動する周波数が、負荷回路２４を構成するインダクタン
スとキャパシタンスによって決定される共振周波数ｆo
に近づくにつれて、電力が急激に増大する特性がある。
低損失でしかも高出力を得るようにするためには、でき
るだけ前記した共振周波数ｆo付近で動作させることが
必要である。この時に共振周波数ｆo付近で電力の安定
化を図るためには、非常に高精度で周波数の制御をする
ことが必要となり、電力の安定化を図ることは困難であ
った。
【０００７】本発明はこのような課題を解決するため
に、共振点付近でインバータを動作させても、電力の安
定化が容易になる高周波インバータを提供することを目
的としている。
に、共振点付近でインバータを動作させても、電力の安
定化が容易になる高周波インバータを提供することを目
的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第一の目的を達成するた
めの本発明の第一の手段は、インバータ回路と、前記イ
ンバータ回路を駆動する駆動回路を備え、前記インバー
タ回路は、直流電源と、直列に接続された逆導通が可能
な２つのスイッチング素子と、前記２つのスイッチング
素子の接続点と直流電源の一方の点に接続されたコイル
と、このコイルに直列に接続したコンデンサとからなる
負荷回路を有し、前記駆動回路は、前記２つのスイッチ
ング素子を駆動する２つのドライバと、これらのドライ
バにスイッチング素子をオンオフするための信号を発生
する駆動パルス発生回路と、電圧入力を周波数信号に変
換して駆動パルス発生回路に入力するＶ／Ｆ変換回路
と、入力電圧を対数変換してＶ／Ｆ変換回路に入力する
対数変換回路を有し、前記負荷回路に入力する電力の調
整を前記対数変換回路に入力する制御電圧の大きさによ
って制御する高周波インバータとするものである。
めの本発明の第一の手段は、インバータ回路と、前記イ
ンバータ回路を駆動する駆動回路を備え、前記インバー
タ回路は、直流電源と、直列に接続された逆導通が可能
な２つのスイッチング素子と、前記２つのスイッチング
素子の接続点と直流電源の一方の点に接続されたコイル
と、このコイルに直列に接続したコンデンサとからなる
負荷回路を有し、前記駆動回路は、前記２つのスイッチ
ング素子を駆動する２つのドライバと、これらのドライ
バにスイッチング素子をオンオフするための信号を発生
する駆動パルス発生回路と、電圧入力を周波数信号に変
換して駆動パルス発生回路に入力するＶ／Ｆ変換回路
と、入力電圧を対数変換してＶ／Ｆ変換回路に入力する
対数変換回路を有し、前記負荷回路に入力する電力の調
整を前記対数変換回路に入力する制御電圧の大きさによ
って制御する高周波インバータとするものである。
【０００９】また第二の目的を達成するための本発明の
第二の手段は、インバータ回路と、前記インバータ回路
を駆動する駆動回路を備え、前記インバータ回路は、直
流電源と、直列に接続された逆導通が可能な２つのスイ
ッチング素子と、前記２つのスイッチング素子の接続点
と直流電源の一方の点に接続したコイルと、このコイル
に直列に接続したコンデンサとからなる負荷回路を有
し、前記駆動回路は、前記２つのスイッチング素子を駆
動する２つのドライバと、これらのドライバにスイッチ
ング素子をオンオフするための信号を発生する駆動パル
ス発生回路と、電圧入力を周波数信号に変換して駆動パ
ルス発生回路に入力するＶ／Ｆ変換回路と、前記Ｖ／Ｆ
変換回路に制御電圧を入力するＤ／Ａ変換回路とを有
し、前記Ｄ／Ａ変換回路は、一方を共通にし他方をデジ
タル信号の入力端子になっている少なくとも２本以上の
抵抗で構成されたラダー抵抗と、前記ラダー抵抗の共通
部分に一方を接続し他方を直流電源のプラス側に接続し
た抵抗と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接続し他
方を直流電源のマイナス側に接続した抵抗と、前記ラダ
ー抵抗の共通部分に一方を接続し他方を直流電源のマイ
ナス側に接続したスイッチと抵抗の直列回路とを有し、
前記負荷回路に入力する電力の調整を、前記Ｖ／Ｆ変換
回路に入力する制御電圧の大きさによって制御し、前記
Ｄ／Ａ変換回路のスイッチを前記負荷回路に入力する電
力の大きさによってオンオフさせる高周波インバータと
するものである。
第二の手段は、インバータ回路と、前記インバータ回路
を駆動する駆動回路を備え、前記インバータ回路は、直
流電源と、直列に接続された逆導通が可能な２つのスイ
ッチング素子と、前記２つのスイッチング素子の接続点
と直流電源の一方の点に接続したコイルと、このコイル
に直列に接続したコンデンサとからなる負荷回路を有
し、前記駆動回路は、前記２つのスイッチング素子を駆
動する２つのドライバと、これらのドライバにスイッチ
ング素子をオンオフするための信号を発生する駆動パル
ス発生回路と、電圧入力を周波数信号に変換して駆動パ
ルス発生回路に入力するＶ／Ｆ変換回路と、前記Ｖ／Ｆ
変換回路に制御電圧を入力するＤ／Ａ変換回路とを有
し、前記Ｄ／Ａ変換回路は、一方を共通にし他方をデジ
タル信号の入力端子になっている少なくとも２本以上の
抵抗で構成されたラダー抵抗と、前記ラダー抵抗の共通
部分に一方を接続し他方を直流電源のプラス側に接続し
た抵抗と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接続し他
方を直流電源のマイナス側に接続した抵抗と、前記ラダ
ー抵抗の共通部分に一方を接続し他方を直流電源のマイ
ナス側に接続したスイッチと抵抗の直列回路とを有し、
前記負荷回路に入力する電力の調整を、前記Ｖ／Ｆ変換
回路に入力する制御電圧の大きさによって制御し、前記
Ｄ／Ａ変換回路のスイッチを前記負荷回路に入力する電
力の大きさによってオンオフさせる高周波インバータと
するものである。
【００１０】
【作用】本発明の第一の手段は、対数変換回路を用いて
制御電圧を対数変換し、対数変換された電圧をＶ／Ｆ変
換回路に入力するように作用するものである。このた
め、制御電圧に対する負荷回路に供給される電力がほぼ
比例関係となり、共振点付近でインバータを動作させて
も、安定した電力供給が行えるものである。
制御電圧を対数変換し、対数変換された電圧をＶ／Ｆ変
換回路に入力するように作用するものである。このた
め、制御電圧に対する負荷回路に供給される電力がほぼ
比例関係となり、共振点付近でインバータを動作させて
も、安定した電力供給が行えるものである。
【００１１】また本発明の第二の手段は、Ｄ／Ａ変換回
路で制御電圧を発生させる場合に、負荷回路に供給する
電力がある電力以上の時にＤ／Ａ変換回路の構成を変
え、制御電圧の変化を細かくするように作用するもので
ある。こうして、電力供給を安定化するものである。
路で制御電圧を発生させる場合に、負荷回路に供給する
電力がある電力以上の時にＤ／Ａ変換回路の構成を変
え、制御電圧の変化を細かくするように作用するもので
ある。こうして、電力供給を安定化するものである。
【００１２】
【実施例】本発明の第一の手段の実施例の構成について
図１を用いて説明する。インバータ回路Ａは以下の要素
から成っている。１は回路に供給する電源を供給する直
流電源である。２・３は直列に接続された逆導通が可能
な第一のスイッチング素子・第二のスイッチング素子で
ある。４は前記第一のスイッチング素子２・第二のスイ
ッチング素子３の接続点と直流電源の一方の点に接続さ
れたコイルと、このコイルに直列に接続したコンデンサ
から成っている負荷回路である。
図１を用いて説明する。インバータ回路Ａは以下の要素
から成っている。１は回路に供給する電源を供給する直
流電源である。２・３は直列に接続された逆導通が可能
な第一のスイッチング素子・第二のスイッチング素子で
ある。４は前記第一のスイッチング素子２・第二のスイ
ッチング素子３の接続点と直流電源の一方の点に接続さ
れたコイルと、このコイルに直列に接続したコンデンサ
から成っている負荷回路である。
【００１３】また前記インバータ回路を駆動する駆動回
路Ｂは、以下の要素から成っている。５は第一のスイッ
チング素子を駆動する第一のドライバ、６は第二のスイ
ッチング素子を駆動する第二のドライバである。７は第
一のドライバ５・第二のドライバ６が、第一のスイッチ
ング素子２・第二のスイッチング素子３をオンオフする
ための駆動パルスを発生する駆動パルス発生回路であ
る。８は電圧入力を周波数信号に変換して駆動周波数を
決定するＶ／Ｆ変換回路である。９は制御電圧を対数変
換する対数変換回路である。
路Ｂは、以下の要素から成っている。５は第一のスイッ
チング素子を駆動する第一のドライバ、６は第二のスイ
ッチング素子を駆動する第二のドライバである。７は第
一のドライバ５・第二のドライバ６が、第一のスイッチ
ング素子２・第二のスイッチング素子３をオンオフする
ための駆動パルスを発生する駆動パルス発生回路であ
る。８は電圧入力を周波数信号に変換して駆動周波数を
決定するＶ／Ｆ変換回路である。９は制御電圧を対数変
換する対数変換回路である。
【００１４】以下本実施例の動作について説明する。Ｖ
／Ｆ変換回路８は、入力される対数変換回路９の出力電
圧に逆比例した周波数で発振し、その信号を駆動パルス
発生回路７に入力している。駆動パルス発生回路７で
は、Ｖ／Ｆ変換回路８からの発振信号をもとに第一・第
二のドライバ５・６に、第一のスイッチング素子２・第
二のスイッチング素子３をオンオフする信号を出力す
る。このとき負荷回路４に供給する電力は、第一・第二
のスイッチング素子２・３の駆動周波数によって決定さ
れる。つまり、負荷回路４のインダクタンスとキャパシ
タンスで決定される共振周波数ｆoでスイッチング素子
２・３を駆動したときが最大電力となり、電力を小さく
するときはスイッチング素子２・３の駆動周波数を前記
共振周波数ｆ oより大きくして動作させるようにする。
／Ｆ変換回路８は、入力される対数変換回路９の出力電
圧に逆比例した周波数で発振し、その信号を駆動パルス
発生回路７に入力している。駆動パルス発生回路７で
は、Ｖ／Ｆ変換回路８からの発振信号をもとに第一・第
二のドライバ５・６に、第一のスイッチング素子２・第
二のスイッチング素子３をオンオフする信号を出力す
る。このとき負荷回路４に供給する電力は、第一・第二
のスイッチング素子２・３の駆動周波数によって決定さ
れる。つまり、負荷回路４のインダクタンスとキャパシ
タンスで決定される共振周波数ｆoでスイッチング素子
２・３を駆動したときが最大電力となり、電力を小さく
するときはスイッチング素子２・３の駆動周波数を前記
共振周波数ｆ oより大きくして動作させるようにする。
【００１５】インバータの特性として、共振周波数ｆo
付近では負荷回路に供給される電力が急激に増大し、ス
イッチング素子の駆動周波数の変化に対する電力の変化
が非常に大きくなって、逆に共振周波数より駆動周波数
を大きくして電力を小さくするほど、スイッチング素子
の駆動周波数の変化に対する電力の変化が小さくなるも
のである。
付近では負荷回路に供給される電力が急激に増大し、ス
イッチング素子の駆動周波数の変化に対する電力の変化
が非常に大きくなって、逆に共振周波数より駆動周波数
を大きくして電力を小さくするほど、スイッチング素子
の駆動周波数の変化に対する電力の変化が小さくなるも
のである。
【００１６】図２は対数変換回路９の入力である制御電
圧と出力の関係を示している。図に示しているように、
対数変換回路９は入力信号の対数を取った形で出力し、
この対数変換した電圧をＶ／Ｆ変換回路８に入力してい
る。Ｖ／Ｆ変換回路８は入力電圧に逆比例した周波数で
発振しており、制御電圧とＶ／Ｆ変換回路８の出力周波
数は、制御電圧を対数変換したものに逆比例した形で決
定される。図３は制御電圧とＶ／Ｆ変換回路８の発振周
波数の関係を示している。図より明らかなように、Ｖ／
Ｆ変換回路８の出力は、制御電圧が大きくなるにしたが
って発振周波数の変化が小さくなるものである。また図
４は制御電圧と負荷回路４に供給される電力の関係を示
している。制御電圧と電力はほぼ比例関係にあり、制御
電圧の変動範囲と電力の変動範囲は、電力の大きさに関
わらずほぼ等しくなっているものである。
圧と出力の関係を示している。図に示しているように、
対数変換回路９は入力信号の対数を取った形で出力し、
この対数変換した電圧をＶ／Ｆ変換回路８に入力してい
る。Ｖ／Ｆ変換回路８は入力電圧に逆比例した周波数で
発振しており、制御電圧とＶ／Ｆ変換回路８の出力周波
数は、制御電圧を対数変換したものに逆比例した形で決
定される。図３は制御電圧とＶ／Ｆ変換回路８の発振周
波数の関係を示している。図より明らかなように、Ｖ／
Ｆ変換回路８の出力は、制御電圧が大きくなるにしたが
って発振周波数の変化が小さくなるものである。また図
４は制御電圧と負荷回路４に供給される電力の関係を示
している。制御電圧と電力はほぼ比例関係にあり、制御
電圧の変動範囲と電力の変動範囲は、電力の大きさに関
わらずほぼ等しくなっているものである。
【００１７】以上のように本実施例によれば、インバー
タとしての電力の制御精度が向上する。また、周波数が
低く負荷回路４の共振周波数に近いときには、周波数の
変動範囲が小さくなり、電力を安定に制御することが容
易となるものである。
タとしての電力の制御精度が向上する。また、周波数が
低く負荷回路４の共振周波数に近いときには、周波数の
変動範囲が小さくなり、電力を安定に制御することが容
易となるものである。
【００１８】次に、本発明の第二の手段の実施例の構成
について図５を用いて説明する。インバータ回路Ａは以
下の要素から成っている。１１は回路に供給する電源を
供給する直流電源である。１２・１３は直列に接続され
た逆導通が可能な第一のスイッチング素子・第二のスイ
ッチング素子である。１４は前記第一のスイッチング素
子１２・第二のスイッチング素子１３の接続点と直流電
源１１の一方の点に接続されたコイルと、このコイルに
直列に接続したコンデンサから成っている負荷回路であ
る。
について図５を用いて説明する。インバータ回路Ａは以
下の要素から成っている。１１は回路に供給する電源を
供給する直流電源である。１２・１３は直列に接続され
た逆導通が可能な第一のスイッチング素子・第二のスイ
ッチング素子である。１４は前記第一のスイッチング素
子１２・第二のスイッチング素子１３の接続点と直流電
源１１の一方の点に接続されたコイルと、このコイルに
直列に接続したコンデンサから成っている負荷回路であ
る。
【００１９】また前記インバータ回路を駆動する駆動回
路Ｂは、以下の要素から成っている。１５は第一のスイ
ッチング素子１２を駆動する第一のドライバ、１６は第
二のスイッチング素子１３を駆動する第二のドライバで
ある。１７は第一のドライバ１５・第二のドライバ１６
が、第一のスイッチング素子１２・第二のスイッチング
素子１３をオンオフするための駆動パルスを発生する駆
動パルス発生回路である。１８はＤ／Ａ変換回路１９の
出力から駆動する周波数を決定するＶ／Ｆ変換回路、１
９はデジタル入力からＶ／Ｆ変換回路１８に入力する制
御電圧発生させるＤ／Ａ変換回路である。
路Ｂは、以下の要素から成っている。１５は第一のスイ
ッチング素子１２を駆動する第一のドライバ、１６は第
二のスイッチング素子１３を駆動する第二のドライバで
ある。１７は第一のドライバ１５・第二のドライバ１６
が、第一のスイッチング素子１２・第二のスイッチング
素子１３をオンオフするための駆動パルスを発生する駆
動パルス発生回路である。１８はＤ／Ａ変換回路１９の
出力から駆動する周波数を決定するＶ／Ｆ変換回路、１
９はデジタル入力からＶ／Ｆ変換回路１８に入力する制
御電圧発生させるＤ／Ａ変換回路である。
【００２０】以下本実施例の動作について説明する。イ
ンバータ回路が負荷回路１４に供給する電力は、前記実
施例と同様、スイッチング素子の駆動周波数によって決
定される。つまり、負荷回路１４のインダクタンスとキ
ャパシタンスで決定される共振周波数ｆoで、第一のス
イッチング素子１２・第二のスイッチング素子１３を駆
動したときが最大となる。電力を小さくするときは前記
スイッチング素子１２・１３の駆動周波数を、共振周波
数ｆoより大きくして動作させるようにする。
ンバータ回路が負荷回路１４に供給する電力は、前記実
施例と同様、スイッチング素子の駆動周波数によって決
定される。つまり、負荷回路１４のインダクタンスとキ
ャパシタンスで決定される共振周波数ｆoで、第一のス
イッチング素子１２・第二のスイッチング素子１３を駆
動したときが最大となる。電力を小さくするときは前記
スイッチング素子１２・１３の駆動周波数を、共振周波
数ｆoより大きくして動作させるようにする。
【００２１】インバータの特性として共振周波数ｆo付
近では、負荷回路１４に供給される電力が急激に増大
し、スイッチング素子の駆動周波数の変化に対する電力
の変化が非常に大きく、逆に共振周波数ｆoより駆動周
波数を大きくして電力を小さくするほど、スイッチング
素子の駆動周波数の変化に対する電力の変化が小さくな
るものである。
近では、負荷回路１４に供給される電力が急激に増大
し、スイッチング素子の駆動周波数の変化に対する電力
の変化が非常に大きく、逆に共振周波数ｆoより駆動周
波数を大きくして電力を小さくするほど、スイッチング
素子の駆動周波数の変化に対する電力の変化が小さくな
るものである。
【００２２】Ｖ／Ｆ変換回路１８は、入力される制御電
圧に逆比例した周波数で発振し、この信号を駆動パルス
発生回路１７に入力する。駆動パルス発生回路１７で
は、Ｖ／Ｆ変換回路１８からの発振信号をもとに第一の
ドライバ１５・第二のドライバ１６に、第一のスイッチ
ング素子１２・第二のスイッチング素子１３をオンオフ
する信号を出力する。
圧に逆比例した周波数で発振し、この信号を駆動パルス
発生回路１７に入力する。駆動パルス発生回路１７で
は、Ｖ／Ｆ変換回路１８からの発振信号をもとに第一の
ドライバ１５・第二のドライバ１６に、第一のスイッチ
ング素子１２・第二のスイッチング素子１３をオンオフ
する信号を出力する。
【００２３】Ｄ／Ａ変換回路１９は、デジタルで入力さ
れる信号からアナログ電圧である制御電圧を発生してい
る。本実施例では、Ｄ／Ａ変換回路１９は図６に示すよ
うな構成となっている。つまり、一方を共通に、他方が
デジタル信号の入力端子になっている少なくとも２本以
上の抵抗で構成されたラダー抵抗１９ａと、前記ラダー
抵抗の共通部分に一方を接続し、他方を直流電源Ｖccの
プラス側に接続した抵抗Ｒaと、前記ラダー抵抗の共通
部分に一方を接続し、他方を直流電源のマイナス側に接
続した抵抗Ｒbと、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を
接続し、他方を直流電源のマイナス側に接続したスイッ
チ１９ｂと抵抗Ｒcの直列回路で構成されている。本実
施例では、８bitのデジタル入力に対するＤ／Ａ変換回
路１９としているが、bit数が違う場合でも、点線部の
ラダー抵抗１９ａの数をbit数と合わせてやれば同じで
ある。
れる信号からアナログ電圧である制御電圧を発生してい
る。本実施例では、Ｄ／Ａ変換回路１９は図６に示すよ
うな構成となっている。つまり、一方を共通に、他方が
デジタル信号の入力端子になっている少なくとも２本以
上の抵抗で構成されたラダー抵抗１９ａと、前記ラダー
抵抗の共通部分に一方を接続し、他方を直流電源Ｖccの
プラス側に接続した抵抗Ｒaと、前記ラダー抵抗の共通
部分に一方を接続し、他方を直流電源のマイナス側に接
続した抵抗Ｒbと、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を
接続し、他方を直流電源のマイナス側に接続したスイッ
チ１９ｂと抵抗Ｒcの直列回路で構成されている。本実
施例では、８bitのデジタル入力に対するＤ／Ａ変換回
路１９としているが、bit数が違う場合でも、点線部の
ラダー抵抗１９ａの数をbit数と合わせてやれば同じで
ある。
【００２４】図６のＤ／Ａ変換回路１９でスイッチをオ
フにしているときは、アナログ出力Ｖcの可変範囲は次
のように表される。
フにしているときは、アナログ出力Ｖcの可変範囲は次
のように表される。
【００２５】 Vcc*(R//Rb)/((R//Rb)+Ra)<Vc<Vcc*Rb/(Ra+Rb) ここで、Ｒは点線内のラダー抵抗をすべて並列に接続し
たときの抵抗値で、(R//Rb)は、ＲとＲbを並列にしたと
きの抵抗値を示している。また、スイッチをオンにした
ときのアナログ出力の可変範囲は次のように表される。
たときの抵抗値で、(R//Rb)は、ＲとＲbを並列にしたと
きの抵抗値を示している。また、スイッチをオンにした
ときのアナログ出力の可変範囲は次のように表される。
【００２６】Vcc*(R//Rb//Rc)/((R//Rb//Rc)+Ra)<Vc<V
cc*(Rb//Rc)/(Ra+(Rb//Rc)) ここで、Ｒc＞ＲとなるようにＲcを決定すると、スイッ
チをオンにしたときとオフにしたときのデジタル入力に
対するアナログ出力Ｖcは図７に示すようになる。図７
より明らかなように、アナログ出力がＶsになったとき
に、スイッチをオフからオンにし、同時にデジタル入力
をＤ1からＤ2に切り替えてやると、デジタル入力に対す
るアナログ出力は図７の実線で示したようになる。
cc*(Rb//Rc)/(Ra+(Rb//Rc)) ここで、Ｒc＞ＲとなるようにＲcを決定すると、スイッ
チをオンにしたときとオフにしたときのデジタル入力に
対するアナログ出力Ｖcは図７に示すようになる。図７
より明らかなように、アナログ出力がＶsになったとき
に、スイッチをオフからオンにし、同時にデジタル入力
をＤ1からＤ2に切り替えてやると、デジタル入力に対す
るアナログ出力は図７の実線で示したようになる。
【００２７】図７より明らかなようにＤ／Ａ変換回路１
９のアナログ出力は、スイッチをオフにすることで、デ
ジタル入力の変化量に対するアナログ出力の変化量を小
さくすることができる。したがって、Ｖ／Ｆ変換回路１
８の発振周波数の変化量はデジタル入力が大きくなるに
したがって、発振周波数の変化が小さくなる特性を持
つ。周波数が低く負荷回路１４の共振周波数に近いとき
には周波数の変動範囲が小さくなり、電力を安定に制御
することが容易となる。また、デジタル入力と電力とは
ほぼ比例関係になり、インバータとしての電力の制御精
度も向上するものである。
９のアナログ出力は、スイッチをオフにすることで、デ
ジタル入力の変化量に対するアナログ出力の変化量を小
さくすることができる。したがって、Ｖ／Ｆ変換回路１
８の発振周波数の変化量はデジタル入力が大きくなるに
したがって、発振周波数の変化が小さくなる特性を持
つ。周波数が低く負荷回路１４の共振周波数に近いとき
には周波数の変動範囲が小さくなり、電力を安定に制御
することが容易となる。また、デジタル入力と電力とは
ほぼ比例関係になり、インバータとしての電力の制御精
度も向上するものである。
【００２８】
【発明の効果】本発明の第一の手段によれば、インバー
タ回路と、前記インバータ回路を駆動する駆動回路を備
え、前記インバータ回路は、直流電源と、直列に接続さ
れた逆導通が可能な２つのスイッチング素子と、前記２
つのスイッチング素子の接続点と直流電源の一方の点に
接続されたコイルと、このコイルに直列に接続したコン
デンサとからなる負荷回路を有し、前記駆動回路は、前
記２つのスイッチング素子を駆動する２つのドライバ
と、これらのドライバにスイッチング素子をオンオフす
るための信号を発生する駆動パルス発生回路と、電圧入
力を周波数信号に変換して駆動パルス発生回路に入力す
るＶ／Ｆ変換回路と、入力電圧を対数変換してＶ／Ｆ変
換回路に入力する対数変換回路を有し、前記負荷回路に
入力する電力の調整を前記対数変換回路に入力する制御
電圧の大きさによって制御する構成として、制御電圧に
よる電力の変化量を小さくすることができ、電力を安定
化することが容易な高周波インバータを実現するもので
ある。
タ回路と、前記インバータ回路を駆動する駆動回路を備
え、前記インバータ回路は、直流電源と、直列に接続さ
れた逆導通が可能な２つのスイッチング素子と、前記２
つのスイッチング素子の接続点と直流電源の一方の点に
接続されたコイルと、このコイルに直列に接続したコン
デンサとからなる負荷回路を有し、前記駆動回路は、前
記２つのスイッチング素子を駆動する２つのドライバ
と、これらのドライバにスイッチング素子をオンオフす
るための信号を発生する駆動パルス発生回路と、電圧入
力を周波数信号に変換して駆動パルス発生回路に入力す
るＶ／Ｆ変換回路と、入力電圧を対数変換してＶ／Ｆ変
換回路に入力する対数変換回路を有し、前記負荷回路に
入力する電力の調整を前記対数変換回路に入力する制御
電圧の大きさによって制御する構成として、制御電圧に
よる電力の変化量を小さくすることができ、電力を安定
化することが容易な高周波インバータを実現するもので
ある。
【００２９】本発明の第二の手段によれば、インバータ
回路と、前記インバータ回路を駆動する駆動回路を備
え、前記インバータ回路は、直流電源と、直列に接続さ
れた逆導通が可能な２つのスイッチング素子と、前記２
つのスイッチング素子の接続点と直流電源の一方の点に
接続したコイルと、このコイルに直列に接続したコンデ
ンサとからなる負荷回路を有し、前記駆動回路は、前記
２つのスイッチング素子を駆動する２つのドライバと、
これらのドライバにスイッチング素子をオンオフするた
めの信号を発生する駆動パルス発生回路と、電圧入力を
周波数信号に変換して駆動パルス発生回路に入力するＶ
／Ｆ変換回路と、前記Ｖ／Ｆ変換回路に制御電圧を入力
するＤ／Ａ変換回路とを有し、前記Ｄ／Ａ変換回路は、
一方を共通にし他方がデジタル信号の入力端子になって
いる少なくとも２本以上の抵抗で構成したラダー抵抗
と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接続し他方を直
流電源のプラス側に接続した抵抗と、前記ラダー抵抗の
共通部分に一方を接続し他方を直流電源のマイナス側に
接続した抵抗と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接
続し他方を直流電源のマイナス側に接続したスイッチと
抵抗の直列回路とを有し、前記負荷回路に入力する電力
の調整を、前記Ｖ／Ｆ変換回路に入力する制御電圧の大
きさによって制御し、前記Ｄ／Ａ変換回路のスイッチを
前記負荷回路に入力する電力の大きさによってオンオフ
させる構成として、デジタル入力による電力の変化量を
小さくすることができ、電力を安定化することが容易な
高周波インバータを実現するものである。
回路と、前記インバータ回路を駆動する駆動回路を備
え、前記インバータ回路は、直流電源と、直列に接続さ
れた逆導通が可能な２つのスイッチング素子と、前記２
つのスイッチング素子の接続点と直流電源の一方の点に
接続したコイルと、このコイルに直列に接続したコンデ
ンサとからなる負荷回路を有し、前記駆動回路は、前記
２つのスイッチング素子を駆動する２つのドライバと、
これらのドライバにスイッチング素子をオンオフするた
めの信号を発生する駆動パルス発生回路と、電圧入力を
周波数信号に変換して駆動パルス発生回路に入力するＶ
／Ｆ変換回路と、前記Ｖ／Ｆ変換回路に制御電圧を入力
するＤ／Ａ変換回路とを有し、前記Ｄ／Ａ変換回路は、
一方を共通にし他方がデジタル信号の入力端子になって
いる少なくとも２本以上の抵抗で構成したラダー抵抗
と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接続し他方を直
流電源のプラス側に接続した抵抗と、前記ラダー抵抗の
共通部分に一方を接続し他方を直流電源のマイナス側に
接続した抵抗と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接
続し他方を直流電源のマイナス側に接続したスイッチと
抵抗の直列回路とを有し、前記負荷回路に入力する電力
の調整を、前記Ｖ／Ｆ変換回路に入力する制御電圧の大
きさによって制御し、前記Ｄ／Ａ変換回路のスイッチを
前記負荷回路に入力する電力の大きさによってオンオフ
させる構成として、デジタル入力による電力の変化量を
小さくすることができ、電力を安定化することが容易な
高周波インバータを実現するものである。
【図１】本発明の第一の手段の実施例である高周波イン
バータの構成を示すブロック図
バータの構成を示すブロック図
【図２】同対数変換回路の入力と出力の関係を示す図
【図３】同制御電圧とＶ／Ｆ変換回路の発振周波数の関
係を示す図
係を示す図
【図４】同制御電圧と電力の関係を示す図
【図５】本発明の第二の手段の実施例である高周波イン
バータの構成を示すブロック図
バータの構成を示すブロック図
【図６】同Ｄ／Ａ変換回路の構成を示す接続図
【図７】同Ｄ／Ａ変換回路のデジタル入力とアナログ出
力の関係を示す図
力の関係を示す図
【図８】従来の高周波インバータの構成を示すブロック
図
図
【図９】同制御電圧と電力の関係を示す図
１、１１ 直流電源 ２、１２ 第一のスイッチング素子 ３、１３ 第二のスイッチング素子 ４、１４ 負荷回路 ５、１５ 第一のドライバ ６、１６ 第二のドライバ ７、１７ 駆動パルス発生回路 ８、１８ Ｖ／Ｆ変換回路 ９ 対数変換回路 １９ Ｄ／Ａ変換回路
Claims (2)
- 【請求項１】 インバータ回路と、前記インバータ回路
を駆動する駆動回路を備え、前記インバータ回路は、直
流電源と、直列に接続された逆導通が可能な２つのスイ
ッチング素子と、前記２つのスイッチング素子の接続点
と直流電源の一方の点に接続されたコイルと、このコイ
ルに直列に接続したコンデンサとからなる負荷回路を有
し、前記駆動回路は、前記２つのスイッチング素子を駆
動する２つのドライバと、これらのドライバにスイッチ
ング素子をオンオフするための信号を発生する駆動パル
ス発生回路と、電圧入力を周波数信号に変換して駆動パ
ルス発生回路に入力するＶ／Ｆ変換回路と、入力電圧を
対数変換してＶ／Ｆ変換回路に入力する対数変換回路を
有し、前記負荷回路に入力する電力の調整を前記対数変
換回路に入力する制御電圧の大きさによって制御する高
周波インバータ。 - 【請求項２】 インバータ回路と、前記インバータ回路
を駆動する駆動回路を備え、前記インバータ回路は、直
流電源と、直列に接続された逆導通が可能な２つのスイ
ッチング素子と、前記２つのスイッチング素子の接続点
と直流電源の一方の点に接続したコイルと、このコイル
に直列に接続したコンデンサとからなる負荷回路を有
し、前記駆動回路は、前記２つのスイッチング素子を駆
動する２つのドライバと、これらのドライバにスイッチ
ング素子をオンオフするための信号を発生する駆動パル
ス発生回路と、電圧入力を周波数信号に変換して駆動パ
ルス発生回路に入力するＶ／Ｆ変換回路と、前記Ｖ／Ｆ
変換回路に制御電圧を入力するＤ／Ａ変換回路とを有
し、前記Ｄ／Ａ変換回路は、一方を共通にし他方がデジ
タル信号の入力端子になっている少なくとも２本以上の
抵抗で構成したラダー抵抗と、前記ラダー抵抗の共通部
分に一方を接続し他方を直流電源のプラス側に接続した
抵抗と、前記ラダー抵抗の共通部分に一方を接続し他方
を直流電源のマイナス側に接続した抵抗と、前記ラダー
抵抗の共通部分に一方を接続し他方を直流電源のマイナ
ス側に接続したスイッチと抵抗の直列回路とを有し、前
記負荷回路に入力する電力の調整を、前記Ｖ／Ｆ変換回
路に入力する制御電圧の大きさによって制御し、前記Ｄ
／Ａ変換回路のスイッチを前記負荷回路に入力する電力
の大きさによってオンオフさせる高周波インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25938592A JP3024393B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 高周波インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25938592A JP3024393B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 高周波インバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06111929A true JPH06111929A (ja) | 1994-04-22 |
| JP3024393B2 JP3024393B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=17333410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25938592A Expired - Fee Related JP3024393B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 高周波インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3024393B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010267554A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Kyocera Mita Corp | 誘導加熱装置、定着装置及び画像形成装置 |
| JP2010277922A (ja) * | 2009-05-29 | 2010-12-09 | Kyocera Mita Corp | 誘導加熱装置、定着装置及び画像形成装置 |
| KR20120033877A (ko) * | 2010-09-30 | 2012-04-09 | 현대자동차주식회사 | 차량 운전자의 음압 측정 장치 및 그 방법 |
-
1992
- 1992-09-29 JP JP25938592A patent/JP3024393B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010267554A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Kyocera Mita Corp | 誘導加熱装置、定着装置及び画像形成装置 |
| JP2010277922A (ja) * | 2009-05-29 | 2010-12-09 | Kyocera Mita Corp | 誘導加熱装置、定着装置及び画像形成装置 |
| KR20120033877A (ko) * | 2010-09-30 | 2012-04-09 | 현대자동차주식회사 | 차량 운전자의 음압 측정 장치 및 그 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3024393B2 (ja) | 2000-03-21 |
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