JPH0612956B2 - 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 - Google Patents
誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置Info
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- JPH0612956B2 JPH0612956B2 JP56185287A JP18528781A JPH0612956B2 JP H0612956 B2 JPH0612956 B2 JP H0612956B2 JP 56185287 A JP56185287 A JP 56185287A JP 18528781 A JP18528781 A JP 18528781A JP H0612956 B2 JPH0612956 B2 JP H0612956B2
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- voltage
- inverter
- variable
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの
制御装置に係り、特に、電気車を力行させ、また回生制
動させる誘導電動機の可変電圧可変周波数インバータの
制御装置に関する。
制御装置に係り、特に、電気車を力行させ、また回生制
動させる誘導電動機の可変電圧可変周波数インバータの
制御装置に関する。
最近、可変電圧可変周波数インバータによる誘導電動機
の可変速制御は、整流子がない誘導電動機の保守の簡便
さというメリツトから、従来直流電動機が用いられてい
た分野への応用が広がりつつある。
の可変速制御は、整流子がない誘導電動機の保守の簡便
さというメリツトから、従来直流電動機が用いられてい
た分野への応用が広がりつつある。
例えば、電気車の如く起動時に大きなトルクを要し、し
かも広範囲の速度制御が要求される用途にも実用化され
つつある。
かも広範囲の速度制御が要求される用途にも実用化され
つつある。
誘導電動機は、本質的に供給電源周波数と極数とで決ま
る同期速度を中心に回転する定速度特性を有している。
そこで、誘導電動機の回転速度を連続的に変化させるた
めには、供給電源の周波数を変えて制御することが必要
となる。また、誘導電動機が発生するトルクの大きさ
は、固定子が空隙に作る磁束と回転子に流れる電流とに
よつて決定される。従つて、トルクの制御は磁束と回転
子電流とを制御することによつて行なわなければならな
い。
る同期速度を中心に回転する定速度特性を有している。
そこで、誘導電動機の回転速度を連続的に変化させるた
めには、供給電源の周波数を変えて制御することが必要
となる。また、誘導電動機が発生するトルクの大きさ
は、固定子が空隙に作る磁束と回転子に流れる電流とに
よつて決定される。従つて、トルクの制御は磁束と回転
子電流とを制御することによつて行なわなければならな
い。
誘導電動機を車両の駆動用として用いる場合には、トル
ク一定制御の要求から滑り周波数を一定に保ち、且つ電
流を一定に制御する方法が一般的に行なわれている。誘
導電動機では、滑り周波数を一定にして、電源の出力周
波数を上昇させると等価インピーダンスが増大する。こ
のため電流を一定に保持するためには、電源周波数の上
昇に比例して電源電圧も上昇させなければならない。な
お、電気車においてトルク一定制御を行なう必要は、加
速度を一定にして乗り心地を良くする要請からである。
ク一定制御の要求から滑り周波数を一定に保ち、且つ電
流を一定に制御する方法が一般的に行なわれている。誘
導電動機では、滑り周波数を一定にして、電源の出力周
波数を上昇させると等価インピーダンスが増大する。こ
のため電流を一定に保持するためには、電源周波数の上
昇に比例して電源電圧も上昇させなければならない。な
お、電気車においてトルク一定制御を行なう必要は、加
速度を一定にして乗り心地を良くする要請からである。
上記のような周波数の上昇に比例して電圧も上昇させる
制御方法として、従来から種々のものが考えられてい
る。この代表的なものとして、出力電圧のパルス幅を変
調させることにより、誘導電動機に加える平均電圧を制
御するパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ制御方法があ
る。
制御方法として、従来から種々のものが考えられてい
る。この代表的なものとして、出力電圧のパルス幅を変
調させることにより、誘導電動機に加える平均電圧を制
御するパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ制御方法があ
る。
第１図は従来のＰＷＭインバータ制御装置により、電気
車用の誘導電動機を駆動する構成例を示したものであ
る。直流架線１よりパンタグラフ２を介して可変電圧可
変周波数を発生するインバータ３に直流電源が供給され
る。このインバータ３によつて所定の電圧及び周波数に
変換された三相交流が誘導電動機４に供給され、これを
駆動する。インバータ３と誘導電動機４とを接続する電
力線には交流変流器５が設けられ、検出電流を整流器６
に入力して直流電流ＩＭｆに変換している。
車用の誘導電動機を駆動する構成例を示したものであ
る。直流架線１よりパンタグラフ２を介して可変電圧可
変周波数を発生するインバータ３に直流電源が供給され
る。このインバータ３によつて所定の電圧及び周波数に
変換された三相交流が誘導電動機４に供給され、これを
駆動する。インバータ３と誘導電動機４とを接続する電
力線には交流変流器５が設けられ、検出電流を整流器６
に入力して直流電流ＩＭｆに変換している。
上記インバータ３のゲート制御は、正弦波電圧に対応す
る複数の直流電圧と、三角波との比較によつて得られる
パルス列を用いて行なわれ、三角波の周波数を誘導電動
機４の回転周波数に応じて切換えている。
る複数の直流電圧と、三角波との比較によつて得られる
パルス列を用いて行なわれ、三角波の周波数を誘導電動
機４の回転周波数に応じて切換えている。
誘導電動機４に直結されたパルスジエネレータ７が発生
する周波数は、周波数／デジタル変換器８に入力され、
ここでデジタル量ｆＤ１に変換され、マイクロコンピユ
ータ９に入力される。一方、滑り周波数パターンｆＳＰ
がアナログ／デジタル変換器１０によりデジタル量ｆ
ＳＤに変換され、マイクロコンピユータ９に入力され
る。
する周波数は、周波数／デジタル変換器８に入力され、
ここでデジタル量ｆＤ１に変換され、マイクロコンピユ
ータ９に入力される。一方、滑り周波数パターンｆＳＰ
がアナログ／デジタル変換器１０によりデジタル量ｆ
ＳＤに変換され、マイクロコンピユータ９に入力され
る。
マイクロコンピユータ９では、デジタル量ｆD1とｆＳＤ
とを電気車が力行時に加算し、回生時に減算して、この
結果をデジタル量ｆＩＤとしてデジタル／周波数変換器
１１に出力する。このデジタル／周波数変換器１１によ
つて、ｆＩＤはインバータ周波数の整数倍の周波数ｆ
Ｉ に変換される。この周波数ｆＩ によつてカウンタ
１２を動かし、このカウンタ１２の出力が読出し専用メ
モリ（ＲＯＭ）１３−１〜１３−４の番地として与えら
れる。ＲＯＭ１３−４には三角波のデータを書込んでお
き、この出力がデジタル／アナログ変換器１４に入力さ
れて三角波に変換される。
とを電気車が力行時に加算し、回生時に減算して、この
結果をデジタル量ｆＩＤとしてデジタル／周波数変換器
１１に出力する。このデジタル／周波数変換器１１によ
つて、ｆＩＤはインバータ周波数の整数倍の周波数ｆ
Ｉ に変換される。この周波数ｆＩ によつてカウンタ
１２を動かし、このカウンタ１２の出力が読出し専用メ
モリ（ＲＯＭ）１３−１〜１３−４の番地として与えら
れる。ＲＯＭ１３−４には三角波のデータを書込んでお
き、この出力がデジタル／アナログ変換器１４に入力さ
れて三角波に変換される。
一方、交流交流器５によつて検出された電動機の電流に
対応する整流器６の出力である直流電流ＩＭｆは、減算
器１５に入力され、ここで、電動機電流ＩＭＰと減算さ
れて、その差分が複数の抵抗器１６によつて正弦波近似
された複数の直流電圧に変換される。これらの複数の直
流電圧はそれぞれ比較器１７に入力され、この比較器１
７により前記三角波と比較され、幅の異なる複数のパル
スとなつてそれぞれの比較器１７から出力される。これ
らの幅の異なる各パルスは各相のデータセレクタ１８に
それぞれ入力され、このデータセレクタ１８に入力され
るＲＯＭ１３−１〜１３−３の出力に基づいて、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の各々１２０度ずつずれたＰＷＭパルス列に
並べ換えられる。これら各相のパルス列がゲートトラン
ス１９を通してインバータ３のゲート回路に加えられ、
ゲートを制御する。
対応する整流器６の出力である直流電流ＩＭｆは、減算
器１５に入力され、ここで、電動機電流ＩＭＰと減算さ
れて、その差分が複数の抵抗器１６によつて正弦波近似
された複数の直流電圧に変換される。これらの複数の直
流電圧はそれぞれ比較器１７に入力され、この比較器１
７により前記三角波と比較され、幅の異なる複数のパル
スとなつてそれぞれの比較器１７から出力される。これ
らの幅の異なる各パルスは各相のデータセレクタ１８に
それぞれ入力され、このデータセレクタ１８に入力され
るＲＯＭ１３−１〜１３−３の出力に基づいて、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の各々１２０度ずつずれたＰＷＭパルス列に
並べ換えられる。これら各相のパルス列がゲートトラン
ス１９を通してインバータ３のゲート回路に加えられ、
ゲートを制御する。
このように誘導電動機４に供給される電源の周波数はマ
イクロコンピユータ９によつて制御され、電圧は電動機
電流ＩＭｆが電動機電流パターンＩＭＰに略等しくなる
ように減算機１５の出力で制御される。この時、電圧と
周波数の比は略一定となり、誘導電動機４に供給される
電流は一定で、発生トルク一定の制御がなされる。
イクロコンピユータ９によつて制御され、電圧は電動機
電流ＩＭｆが電動機電流パターンＩＭＰに略等しくなる
ように減算機１５の出力で制御される。この時、電圧と
周波数の比は略一定となり、誘導電動機４に供給される
電流は一定で、発生トルク一定の制御がなされる。
ところで、このようなパルス幅変調された方形波電圧で
誘導電動機４を駆動する場合、誘導電動機４を流れる電
流は完全な正弦波とはならず、かなりの高調波成分を含
んだものとなる。この高調波成分を減らすためには、前
記三角波の周波数を高くして、インバータ３の周波数１
サイクル中のパルス数を増やし、誘導電動機４のリアク
タンス分によつて平滑することにより減らすことができ
る。
誘導電動機４を駆動する場合、誘導電動機４を流れる電
流は完全な正弦波とはならず、かなりの高調波成分を含
んだものとなる。この高調波成分を減らすためには、前
記三角波の周波数を高くして、インバータ３の周波数１
サイクル中のパルス数を増やし、誘導電動機４のリアク
タンス分によつて平滑することにより減らすことができ
る。
しかし、一方、インバータ３の主回路に用いられるサイ
リスタ等の半導体制御素子にとつては、周波数を極度に
高くして、スイツチング損失の増大を招くことは望まし
くない。また、前記サイリスタは理想的なスイツチ機能
を有しておらず、一般には１００〜２００μＳほどの転
流期間を必要とするため、インバータ周波数１サイクル
中のパルス数が多い程、インバータ３の出し得る出力電
圧の最大値が小さくなる。第２図はこの事情を説明する
ＰＷＭパルス列の一例を示したもので、パルスとパルス
のスリツト幅であるΔｔが１００〜２００μＳに近づい
てくると、これ以上出力電圧を上げることができなくな
る。従つて、出力電圧を更に高めるには、インバータ周
波数１サイクル中のパルス数を減らさなければならな
い。
リスタ等の半導体制御素子にとつては、周波数を極度に
高くして、スイツチング損失の増大を招くことは望まし
くない。また、前記サイリスタは理想的なスイツチ機能
を有しておらず、一般には１００〜２００μＳほどの転
流期間を必要とするため、インバータ周波数１サイクル
中のパルス数が多い程、インバータ３の出し得る出力電
圧の最大値が小さくなる。第２図はこの事情を説明する
ＰＷＭパルス列の一例を示したもので、パルスとパルス
のスリツト幅であるΔｔが１００〜２００μＳに近づい
てくると、これ以上出力電圧を上げることができなくな
る。従つて、出力電圧を更に高めるには、インバータ周
波数１サイクル中のパルス数を減らさなければならな
い。
このため、従来よりインバータ周波数に応じてパルス数
を切換える制御が行なわれている。第１図の従来例で
は、マイクロコンピユータ９からパルス数切換信号をＲ
ＯＭ１３−４に出力し、ＲＯＭ１３−４に書込まれてい
る複数の三角波（それぞれ周波数が異なる）の中から適
当なものを選択することにより行なう方法が採られてい
る。
を切換える制御が行なわれている。第１図の従来例で
は、マイクロコンピユータ９からパルス数切換信号をＲ
ＯＭ１３−４に出力し、ＲＯＭ１３−４に書込まれてい
る複数の三角波（それぞれ周波数が異なる）の中から適
当なものを選択することにより行なう方法が採られてい
る。
第３図は、上記従来例で用いられているパルス数切換及
び周波数制御プログラムのフローチヤートを示したもの
である。ステツプ１０１においてパルス数の切換周波数
ｆ１ ，ｆ２ ………ｆｎ がセツトされる。ステツプ
１０２で、誘導電動機４の回転周波数ｆＤ１と滑り周波
数パターンｆＳＤが読込まれる。次にステップ１０３で
力行か回生かを判別し、力行の場合には、ステツプ１０
４でｆＩＤ＝ｆＤ１＋ｆＳＤの周波数演算が行なわれ、
回生の場合は、ステツプ１０５でｆＩＤ＝ｆＤ１−ｆ
ＳＤの周波数演算が行なわれる。次に、ステツプ１０６
でｆＤ１がｆ１ より小さい場合には、パルス数２７が
選択される。ｆＤ１がｆ１ より大きい場合には、ステ
ツプ１０７でｆＤ１がｆ１ より大きいかどうか判別さ
れ、大きい場合には、パルス数１５が選択され、そうで
ない場合には、同様な判別を繰返して、誘導電動機４の
回転周波数ｆＤ１に応じた最適のパルス数が選択され
る。
び周波数制御プログラムのフローチヤートを示したもの
である。ステツプ１０１においてパルス数の切換周波数
ｆ１ ，ｆ２ ………ｆｎ がセツトされる。ステツプ
１０２で、誘導電動機４の回転周波数ｆＤ１と滑り周波
数パターンｆＳＤが読込まれる。次にステップ１０３で
力行か回生かを判別し、力行の場合には、ステツプ１０
４でｆＩＤ＝ｆＤ１＋ｆＳＤの周波数演算が行なわれ、
回生の場合は、ステツプ１０５でｆＩＤ＝ｆＤ１−ｆ
ＳＤの周波数演算が行なわれる。次に、ステツプ１０６
でｆＤ１がｆ１ より小さい場合には、パルス数２７が
選択される。ｆＤ１がｆ１ より大きい場合には、ステ
ツプ１０７でｆＤ１がｆ１ より大きいかどうか判別さ
れ、大きい場合には、パルス数１５が選択され、そうで
ない場合には、同様な判別を繰返して、誘導電動機４の
回転周波数ｆＤ１に応じた最適のパルス数が選択され
る。
ところで、上記従来技術においては、パルス数切換えの
際に誘導電動機を流れる電流のリップルが増大するとい
う問題があった。
際に誘導電動機を流れる電流のリップルが増大するとい
う問題があった。
本発明の目的は、上記従来技術の欠点に鑑み、制御対象
である誘導電動機を流れる電流のリップルを減少させる
誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置
を提供することにある。
である誘導電動機を流れる電流のリップルを減少させる
誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置
を提供することにある。
本発明は、誘導電動機の回生時に、力行時の交流電圧の
周波数よりも高い周波数帯域で、力行時と同レベルの交
流電圧を誘導電動機に供給しうるパルスモードを選択す
る手段を設け、誘導電動機の電流リップルの減少を図る
ものである。
周波数よりも高い周波数帯域で、力行時と同レベルの交
流電圧を誘導電動機に供給しうるパルスモードを選択す
る手段を設け、誘導電動機の電流リップルの減少を図る
ものである。
以下、本発明の作用を説明する。
上記従来例では、パルス数の切換は力行時も回生時も同
じインバータ周波数に対応して行なわれていた。即ちイ
ンバータ周波数ｆ１ に対しては、パルス数が２７１
５の切換が対応し、これは力行時も回生時も同一である
ということである。
じインバータ周波数に対応して行なわれていた。即ちイ
ンバータ周波数ｆ１ に対しては、パルス数が２７１
５の切換が対応し、これは力行時も回生時も同一である
ということである。
一方、誘導電動機４の一相分の等価回路は第４図に示す
如くなつており、力行時と回生時とでは等価回路を流れ
る電流Ｉ１の向きが反対となる。図では電流Ｉ１ の向
きは、力行時を実線矢印で、回生時を破線矢印で示して
いる。また、誘導電動機４に供給する電圧と周波数の比
を一定にする制御は、最終的には励磁電流Ｉ０を一定に
して、界磁々束を一定にするためのものである。しか
し、励磁電流Ｉ０が大き過ぎると界磁鉄心が飽和して、
インダクタンス低下により突入電流（過電流）が流れ
る。小さ過ぎると、電動機の利用効率を悪くする。上記
のように、電流Ｉ１ の向きが力行時と回生時とでは反
対となるため、力行時の端子電圧Ｖ１ ＞Ｖ０ とな
り、回生時の端子電圧Ｖ１ ＜Ｖ０ となり、界磁磁束
を一定とした時のインバータ周波数に対する電動機電圧
の特性を示した第５図に示す如く、パルスモードＡのイ
ンバータ出力電圧は力行時Ｖ１の方が回生時のＶ１より
も高くなってしまう。なお、図中、符号２０は力行時
の、符号２１は回生時の端子電圧（電動機電圧）Ｖ１を
示している。
如くなつており、力行時と回生時とでは等価回路を流れ
る電流Ｉ１の向きが反対となる。図では電流Ｉ１ の向
きは、力行時を実線矢印で、回生時を破線矢印で示して
いる。また、誘導電動機４に供給する電圧と周波数の比
を一定にする制御は、最終的には励磁電流Ｉ０を一定に
して、界磁々束を一定にするためのものである。しか
し、励磁電流Ｉ０が大き過ぎると界磁鉄心が飽和して、
インダクタンス低下により突入電流（過電流）が流れ
る。小さ過ぎると、電動機の利用効率を悪くする。上記
のように、電流Ｉ１ の向きが力行時と回生時とでは反
対となるため、力行時の端子電圧Ｖ１ ＞Ｖ０ とな
り、回生時の端子電圧Ｖ１ ＜Ｖ０ となり、界磁磁束
を一定とした時のインバータ周波数に対する電動機電圧
の特性を示した第５図に示す如く、パルスモードＡのイ
ンバータ出力電圧は力行時Ｖ１の方が回生時のＶ１より
も高くなってしまう。なお、図中、符号２０は力行時
の、符号２１は回生時の端子電圧（電動機電圧）Ｖ１を
示している。
このように、従来のようにパルス数を力行時も回生時も
同じインバータ周波数で切換えると、以下の理由から電
動機電流のリップルが増大してしまう。すなわち、ＰＷ
Ｍ変調パルス列の最小スリツト幅は力行時の方が狭くな
り、サイリスタの転流期間に対しては回生時の方が最小
スリツト幅が大きいため余裕があることになる。
同じインバータ周波数で切換えると、以下の理由から電
動機電流のリップルが増大してしまう。すなわち、ＰＷ
Ｍ変調パルス列の最小スリツト幅は力行時の方が狭くな
り、サイリスタの転流期間に対しては回生時の方が最小
スリツト幅が大きいため余裕があることになる。
従つて、この事はｆ１ ＞ｆ＞ｆ２ なるインバータ周
波数において、パルスモードＡの三角波でＰＷＭ変調で
きるはずのところを、これより１段低いインバータ周波
数のパルスモードＢの三角波で変調することになるた
め、ＰＷＭ変調パルス列に含まれる高調波成分の増大に
より、誘導電動機４のリツプル（ピーク電流値）が大き
くなる。これは電動機の内部損失を招くばかりでなく、
インバータにピーク電流を転流し得る能力を持たせなけ
ればならなくなり、容量の大きな素子（サイリスタ等）
を必要とし、コストを増大させる欠点が生じる。
波数において、パルスモードＡの三角波でＰＷＭ変調で
きるはずのところを、これより１段低いインバータ周波
数のパルスモードＢの三角波で変調することになるた
め、ＰＷＭ変調パルス列に含まれる高調波成分の増大に
より、誘導電動機４のリツプル（ピーク電流値）が大き
くなる。これは電動機の内部損失を招くばかりでなく、
インバータにピーク電流を転流し得る能力を持たせなけ
ればならなくなり、容量の大きな素子（サイリスタ等）
を必要とし、コストを増大させる欠点が生じる。
よって、上記した本発明者らが見出した従来技術の欠点
を解決するため、回生時に、力行時の交流電圧の周波数
よりも高い周波数帯域で、力行時と同レベルの交流電圧
を誘導電動機に供給しうるパルスモードを選択するよう
にしたものである。
を解決するため、回生時に、力行時の交流電圧の周波数
よりも高い周波数帯域で、力行時と同レベルの交流電圧
を誘導電動機に供給しうるパルスモードを選択するよう
にしたものである。
以下、本発明の誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の一実施例を従来例と同部品は同符号を
用いて図により説明する。
ータの制御装置の一実施例を従来例と同部品は同符号を
用いて図により説明する。
第６図は本実施例の誘導電動機用可変電圧可変周波数イ
ンバータの制御装置の構成を示したブロツク図である。
誘導電動機４に供給される電源の周波数はマイクロコン
ピユータ９によつて制御され、電圧は減算器１５の出力
で制御され、各部品の構成は従来例と全く同一であるた
め説明は省略する。本実施例の従来例と異なる所は、マ
イクロコンピユータ９のパルス数切換プログラム中で、
力行時と回生時とを区別し、パルス切換時のインバータ
周波数が回生時に力行時よりも高い周波数が選択される
ようにしてある点にある。
ンバータの制御装置の構成を示したブロツク図である。
誘導電動機４に供給される電源の周波数はマイクロコン
ピユータ９によつて制御され、電圧は減算器１５の出力
で制御され、各部品の構成は従来例と全く同一であるた
め説明は省略する。本実施例の従来例と異なる所は、マ
イクロコンピユータ９のパルス数切換プログラム中で、
力行時と回生時とを区別し、パルス切換時のインバータ
周波数が回生時に力行時よりも高い周波数が選択される
ようにしてある点にある。
第７図は上記実施例のパルス数切換及び周波数制御プロ
グラムのフローチヤートを示すものである。ステツプ２
０１で、誘導電動機４の回転周波数ｆD1と滑り周波数パ
ターンｆSDが読込まれる。ステツプ２０２で力行か回生
かを判別し、力行の場合は、ステツプ２０３でｆID＝ｆ
D1＋ｆSDの周波数演算が行なわれる。次にステツプ２０
４に進み力行時のパルス数の切換周波数ｆ11，ｆ21，…
…ｆn1がセツトされる。その後ステツプ２０５で、誘導
電動機４の回転周波数ｆD1がｆ11より小さいかどうか判
別され、小さい場合にはパルス数２７が選択される。小
さくない場合にはステツプ２０６に行き、ｆD1がｆ11よ
り大きいかどうか判別され、大きい場合にはパルス数１
５が選択される。そうでない場合は同様のステツプによ
り次次と判別されて誘導電動機４の回転周波数ｆD1に応
じた最適のパルス数が選択される。ステツプ２０２で力
行でない場合、即ち回生時にはステツプ２０７に行き、
ｆID＝ｆD1−ｆSDの周波数演算が行なわれ、次にステツ
プ２０８で回生時のパルス数の切換周波数ｆ12，ｆ22…
…ｆn2がセツトされる。その後ステツプ２０９でｆD1が
ｆ12より小さいと判別された場合にはパルス数２７が選
択され、そうでない場合はステツプ２１０に行き、ｆD1
がｆ12より大きいかどうか判別され大きい場合にはパル
ス数１５が選ばれそうでない場合には同様のステツプを
繰返して誘導電動機４の回転周波数ｆD1に応じた最適の
パルス数が選択される。
グラムのフローチヤートを示すものである。ステツプ２
０１で、誘導電動機４の回転周波数ｆD1と滑り周波数パ
ターンｆSDが読込まれる。ステツプ２０２で力行か回生
かを判別し、力行の場合は、ステツプ２０３でｆID＝ｆ
D1＋ｆSDの周波数演算が行なわれる。次にステツプ２０
４に進み力行時のパルス数の切換周波数ｆ11，ｆ21，…
…ｆn1がセツトされる。その後ステツプ２０５で、誘導
電動機４の回転周波数ｆD1がｆ11より小さいかどうか判
別され、小さい場合にはパルス数２７が選択される。小
さくない場合にはステツプ２０６に行き、ｆD1がｆ11よ
り大きいかどうか判別され、大きい場合にはパルス数１
５が選択される。そうでない場合は同様のステツプによ
り次次と判別されて誘導電動機４の回転周波数ｆD1に応
じた最適のパルス数が選択される。ステツプ２０２で力
行でない場合、即ち回生時にはステツプ２０７に行き、
ｆID＝ｆD1−ｆSDの周波数演算が行なわれ、次にステツ
プ２０８で回生時のパルス数の切換周波数ｆ12，ｆ22…
…ｆn2がセツトされる。その後ステツプ２０９でｆD1が
ｆ12より小さいと判別された場合にはパルス数２７が選
択され、そうでない場合はステツプ２１０に行き、ｆD1
がｆ12より大きいかどうか判別され大きい場合にはパル
ス数１５が選ばれそうでない場合には同様のステツプを
繰返して誘導電動機４の回転周波数ｆD1に応じた最適の
パルス数が選択される。
このように、本実施例では、ステツプ２０４、ステツプ
２０８のそれぞれにおいて力行時と回生時に適したパル
ス切換周波数のセツトを行ない、回生時のパルス切換周
波数のセツト値を力行時のそれよりも高くしてある。例
えば力行時に２７パルスから１５パルスに切換えるイン
バータ周波数ｆ11よりは、回生時に１５パルスから２７
パルスに切換えるインバータ周波数ｆ12の方が高い周波
数値となつている。
２０８のそれぞれにおいて力行時と回生時に適したパル
ス切換周波数のセツトを行ない、回生時のパルス切換周
波数のセツト値を力行時のそれよりも高くしてある。例
えば力行時に２７パルスから１５パルスに切換えるイン
バータ周波数ｆ11よりは、回生時に１５パルスから２７
パルスに切換えるインバータ周波数ｆ12の方が高い周波
数値となつている。
本実施例では、回生時のパルス数切換のインバータ周波
数を力行時のそれよりも高めにとつてあるため、回生時
に最も適したパルスモードの三角波を使用してＰＷＭ変
調を行ない、インバータ３を制御することにより、ＰＷ
Ｍ変調パルス列に含まれる高調波成分の増大を防止し
て、誘導電動機４の電流のリツプルを小さくし得る効果
がある。従つて、誘導電動機４の内部高調波損失を低減
し得るばかりでなく、リツプルが小さくピーク電流が低
く押さえられるため、インバータ３の転流能力を低く設
計することができ、誘導電動機４及びインバータ３を小
形軽量化して安価とする効果がある。
数を力行時のそれよりも高めにとつてあるため、回生時
に最も適したパルスモードの三角波を使用してＰＷＭ変
調を行ない、インバータ３を制御することにより、ＰＷ
Ｍ変調パルス列に含まれる高調波成分の増大を防止し
て、誘導電動機４の電流のリツプルを小さくし得る効果
がある。従つて、誘導電動機４の内部高調波損失を低減
し得るばかりでなく、リツプルが小さくピーク電流が低
く押さえられるため、インバータ３の転流能力を低く設
計することができ、誘導電動機４及びインバータ３を小
形軽量化して安価とする効果がある。
なお、本実施例の変調方式として、出力電圧パターンを
与える直流電圧と、ＰＷＭパルス制御のための搬送波と
して三角波とを用いる例をとつて説明したが、本発明は
これに限定されるものでなくパルス数とパルス幅を制御
するインバータの全てに適用することができる。
与える直流電圧と、ＰＷＭパルス制御のための搬送波と
して三角波とを用いる例をとつて説明したが、本発明は
これに限定されるものでなくパルス数とパルス幅を制御
するインバータの全てに適用することができる。
以上記述した如く本発明の誘導電動機用可変電圧可変周
波数インバータの制御装置によれば、制御対象である誘
導電動機を流れる電流のリツプル分を減少させることが
できる効果を有するものである。
波数インバータの制御装置によれば、制御対象である誘
導電動機を流れる電流のリツプル分を減少させることが
できる効果を有するものである。
第１図は従来の誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の構成例を示したブロツク図、第２図は
ＰＷＭ変調パルス列の一例を示した説明図、第３図は第
１図で示したマイクロコンピユータのプログラムフロー
チャート図、第４図は第１図で示した誘導電動機４の一
相分の等価回路図、第５図は第１図で示したインバータ
の周波数と出力電圧との関係を示した線図、第６図は本
発明を適用した誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の一実施例の構成を示したブロツク図、
第７図は第６図に示したマイクロコンピユータのプログ
ラムフローチヤート図である。 ３……インバータ、４……誘導電動機、９……マイクロ
コンピユータ、１３−１〜１３−４……読出し専用メモ
リ、１５……減算器、１６……抵抗器、１７……比較
器、１８……データセレクタ。
ータの制御装置の構成例を示したブロツク図、第２図は
ＰＷＭ変調パルス列の一例を示した説明図、第３図は第
１図で示したマイクロコンピユータのプログラムフロー
チャート図、第４図は第１図で示した誘導電動機４の一
相分の等価回路図、第５図は第１図で示したインバータ
の周波数と出力電圧との関係を示した線図、第６図は本
発明を適用した誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の一実施例の構成を示したブロツク図、
第７図は第６図に示したマイクロコンピユータのプログ
ラムフローチヤート図である。 ３……インバータ、４……誘導電動機、９……マイクロ
コンピユータ、１３−１〜１３−４……読出し専用メモ
リ、１５……減算器、１６……抵抗器、１７……比較
器、１８……データセレクタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神保 佳司 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 射場本 正彦 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 棚町 徳之助 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭51−136131（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−63218（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】制御対象の誘導電動機に、パルス幅変調さ
れた交流電圧を供給し、該交流電圧の周波数の変化に対
応して、該交流電圧の１サイクル中に含まれるパルス数
を切換えて、該交流電圧と周波数との比をほぼ一定とす
る制御を行なう誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置において、 前記誘導電動機の回生時に、力行時の前記交流電圧の周
波数よりも高い周波数帯域で、力行時と同レベルの交流
電圧を前記誘導電動機に供給しうるパルスモードを選択
する手段を設けたことを特徴とする誘導電動機用可変電
圧可変周波数インバータの制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記パル
スモードの選択は、交流電圧１サイクル中に含まれるパ
ルス数を切換える時の該交流電圧の周波数を、同一パル
ス数の切換において、前記誘導電動機の力行時に供給さ
れる交流電圧の周波数よりも、回生時の周波数の方が高
くなるように設定したことを特徴とする誘導電動機用可
変電圧可変周波数インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56185287A JPH0612956B2 (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56185287A JPH0612956B2 (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5889089A JPS5889089A (ja) | 1983-05-27 |
| JPH0612956B2 true JPH0612956B2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=16168200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56185287A Expired - Lifetime JPH0612956B2 (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0612956B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
| JP6447373B2 (ja) * | 2015-06-11 | 2019-01-09 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51136131A (en) * | 1975-05-20 | 1976-11-25 | Shinko Electric Co Ltd | Pfm type inverter controller |
| JPS5463218A (en) * | 1977-10-27 | 1979-05-22 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of dc ac converting circuit |
-
1981
- 1981-11-20 JP JP56185287A patent/JPH0612956B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5889089A (ja) | 1983-05-27 |
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