JPS5889089A - 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ−タの制御方法 - Google Patents
誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ−タの制御方法Info
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- JPS5889089A JPS5889089A JP56185287A JP18528781A JPS5889089A JP S5889089 A JPS5889089 A JP S5889089A JP 56185287 A JP56185287 A JP 56185287A JP 18528781 A JP18528781 A JP 18528781A JP S5889089 A JPS5889089 A JP S5889089A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの
制御方法に係り、特に、電気車を力行させ、また回生制
動させる誘導電動機の可変電圧可変周波数インバータの
制御方法に関する。
制御方法に係り、特に、電気車を力行させ、また回生制
動させる誘導電動機の可変電圧可変周波数インバータの
制御方法に関する。
最近、可変電圧可変周波数インバータによる誘導電動機
の可変速制御は、整流子がない誘導電動機の保守の簡便
さというメリットかち、従来直流電動機が用いられてい
た分野への応用が広がりつつある。
の可変速制御は、整流子がない誘導電動機の保守の簡便
さというメリットかち、従来直流電動機が用いられてい
た分野への応用が広がりつつある。
例えば、電気車の如く起動時に大きなトルクを要し、し
かも広範囲の速度制御が要求される用途にも実用化され
つつある。
かも広範囲の速度制御が要求される用途にも実用化され
つつある。
誘導電動機は１本質的に供給電源周波数と極数とで決ま
る同期速度を中心に回転する低速度特性を有している。
る同期速度を中心に回転する低速度特性を有している。
そこで、誘導電動機の回転速度を連続的に変化させるた
めには、供給電源の周波数を変えて制御することが必要
となる。また、誘導電動機が発生するトルクの大きさは
、固定子が空隙に作る磁束と回転子に流れる電流とによ
って決定される。従って、トルクの制御は磁束と回転子
電流とを制御することによって行なわなければなら−な
い。
めには、供給電源の周波数を変えて制御することが必要
となる。また、誘導電動機が発生するトルクの大きさは
、固定子が空隙に作る磁束と回転子に流れる電流とによ
って決定される。従って、トルクの制御は磁束と回転子
電流とを制御することによって行なわなければなら−な
い。
誘導電動機を車両の駆動用として用いる場合には、トル
ク一定制御の要求から滑シ周波数を一定に保ち、−且つ
電流を一定に制御する方法が一般的に行なわれている。
ク一定制御の要求から滑シ周波数を一定に保ち、−且つ
電流を一定に制御する方法が一般的に行なわれている。
誘導電動機では、滑り周波数を一定にして、電源の出力
周波数を上昇させると等価インピーダンスが増大する。
周波数を上昇させると等価インピーダンスが増大する。
このため電流を一定に保持するためには、電源周波数の
上昇に比例して電源電圧も上昇させなければならない。
上昇に比例して電源電圧も上昇させなければならない。
なお、電気車においてトルク一定制御を行なう必要は、
加速度を一定にして乗り心地を良くする要請からである
。
加速度を一定にして乗り心地を良くする要請からである
。
上記のような周波数の上昇に比例して電圧も上昇させる
制御方法として、従来から種々のものが考えられている
。この代表的なものとして、出力電圧のパルス幅を変調
させることにより、誘導電動機に加える平均電圧を制御
するパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ制御方法がある
。
制御方法として、従来から種々のものが考えられている
。この代表的なものとして、出力電圧のパルス幅を変調
させることにより、誘導電動機に加える平均電圧を制御
するパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ制御方法がある
。
第１図は従来のＰＷＭインバータ制御方法によシ、電気
車用の誘導電動機を駆動する構成例を示したものである
。直流架線１よりパンタグラフ２を介して可変電圧可変
周波数を発生するインバータ３に直流電源が供給される
。このインバータ３によって所定の電圧及び周波数に変
換された三相交流が誘導電動機４に供給され、これを駆
動する。
車用の誘導電動機を駆動する構成例を示したものである
。直流架線１よりパンタグラフ２を介して可変電圧可変
周波数を発生するインバータ３に直流電源が供給される
。このインバータ３によって所定の電圧及び周波数に変
換された三相交流が誘導電動機４に供給され、これを駆
動する。
インバータ３と誘導電動機４とを接続する電力線には交
流変流器５が設けられ、検出電流を整流器６に入力して
直流電流ＩＭ＋ に変換している。
流変流器５が設けられ、検出電流を整流器６に入力して
直流電流ＩＭ＋ に変換している。
上記インバータ３のゲート制御は、正弦波電圧に対応す
る複数の直流電圧と、三角波との比較によって得られる
パルス列を用いて行なわれ、三角波の周波数を誘導電動
機４の回転周波数に応じて切換えている。
る複数の直流電圧と、三角波との比較によって得られる
パルス列を用いて行なわれ、三角波の周波数を誘導電動
機４の回転周波数に応じて切換えている。
誘導電動機４に直結されたパルスンエネレータ７が発生
する周波数は、周波数／デジタル変換器８に入力され、
ここでデジタル量ｆＤ１ に変換され、マイクロコンピ
ュータ９に入力される。一方、滑り周波数パターンｆＢ
Ｐ がアナログ／デジタル変換器１０によシデジタル量
ｆ８Ｄに変換され、マイクロコンピュータ９に入力さレ
ル。
する周波数は、周波数／デジタル変換器８に入力され、
ここでデジタル量ｆＤ１ に変換され、マイクロコンピ
ュータ９に入力される。一方、滑り周波数パターンｆＢ
Ｐ がアナログ／デジタル変換器１０によシデジタル量
ｆ８Ｄに変換され、マイクロコンピュータ９に入力さレ
ル。
マイクロコンピュータ９では、デジタル量’ｏｔとｆ８
Ｄ とを電気車がカ行時に加算し、回生時に減算して
、この結果をデジタル量ｒｒｏ としてデジタル／周
波数変換器１１に出力する。このデジタル／周波数変換
器１１によって、ｆ［Ｄはインバータ周波数の整数倍の
周波数ｆ１に変換される。
Ｄ とを電気車がカ行時に加算し、回生時に減算して
、この結果をデジタル量ｒｒｏ としてデジタル／周
波数変換器１１に出力する。このデジタル／周波数変換
器１１によって、ｆ［Ｄはインバータ周波数の整数倍の
周波数ｆ１に変換される。
この周波数ｆ！によってカウンタ１２を動かし、このカ
ウンタ１２の出力が読出し専用メモリ（几ＱＭ）１３−
１〜１３−４の番地として与えられる。Ｉ’ＬＯＭ１３
−４には三角波のデータを書込んでおき、この出力がデ
ジタル／アナログ変換器１４に入力されて三角波に変換
される。
ウンタ１２の出力が読出し専用メモリ（几ＱＭ）１３−
１〜１３−４の番地として与えられる。Ｉ’ＬＯＭ１３
−４には三角波のデータを書込んでおき、この出力がデ
ジタル／アナログ変換器１４に入力されて三角波に変換
される。
一方、交流変流器５によって検出された電動機の電流に
対応する整流器６の出力である直流電流Ｌ１は、減算器
１５に入力され、ここで、電動機電流ＩＭＦ と減算さ
れて、その差分が複数の抵抗器１６によって正弦波近似
された複数の直流電圧に変換される。これらの複数の直
流電圧はそれぞれ比較器１７に入力され、この比較器１
７によシ前記三角波と比較され、幅の異なる複数のパル
スとなってそれぞれの比較器１７から出力される。
対応する整流器６の出力である直流電流Ｌ１は、減算器
１５に入力され、ここで、電動機電流ＩＭＦ と減算さ
れて、その差分が複数の抵抗器１６によって正弦波近似
された複数の直流電圧に変換される。これらの複数の直
流電圧はそれぞれ比較器１７に入力され、この比較器１
７によシ前記三角波と比較され、幅の異なる複数のパル
スとなってそれぞれの比較器１７から出力される。
これらの幅の異なる各パルスは各相のデータセレクタ１
８にそれぞれ入力され、このデータセレクタ１８に入力
されるＲＯＭ１３−１〜１３−３の出力に基づｐて、Ｕ
、Ｖ、Ｗ各相の各々１２０度ずつずれたＰＷＭパルス列
に並べ換えられる。これら各相のパルス列がゲートトラ
ンス１９を通してインバータ３のゲート回路に加えられ
、ゲートを制御する。
８にそれぞれ入力され、このデータセレクタ１８に入力
されるＲＯＭ１３−１〜１３−３の出力に基づｐて、Ｕ
、Ｖ、Ｗ各相の各々１２０度ずつずれたＰＷＭパルス列
に並べ換えられる。これら各相のパルス列がゲートトラ
ンス１９を通してインバータ３のゲート回路に加えられ
、ゲートを制御する。
このように誘導電動機４に供給される電源の周波数はマ
イクロコンピュータ９によって制御され、電圧は電動機
電流１ｗｔ が電動機電流く々ターンＩＭＰ に略等し
くなるように減算機１５の出力で制御される。この時、
電圧と周波数の比は略一定となり、誘導電動機４に供給
される電流は一定で、発生トルク一定の制御がなされる
。
イクロコンピュータ９によって制御され、電圧は電動機
電流１ｗｔ が電動機電流く々ターンＩＭＰ に略等し
くなるように減算機１５の出力で制御される。この時、
電圧と周波数の比は略一定となり、誘導電動機４に供給
される電流は一定で、発生トルク一定の制御がなされる
。
ところで、このようなパルス幅変調された方形波電圧で
誘導電動機４を駆動する場合、誘導電動機４を流れる電
流は完全な正弦波とはならず、かなシの高調波成分を含
んだものとなる。この高調波成分を減らすためには、前
記三角波の周波数を高くして、インバー４３の周波数１
サイクル中のパルス数を増やし、誘導電動機４のリアク
タンス分によって平滑することにより減らすことができ
る。
誘導電動機４を駆動する場合、誘導電動機４を流れる電
流は完全な正弦波とはならず、かなシの高調波成分を含
んだものとなる。この高調波成分を減らすためには、前
記三角波の周波数を高くして、インバー４３の周波数１
サイクル中のパルス数を増やし、誘導電動機４のリアク
タンス分によって平滑することにより減らすことができ
る。
しかし、一方、インバータ３″の主回路に用いられるサ
イリスタ等の半導体制御素子にとっては、周波数を極度
に高くして、スイッチング損失の増大を招くことは望ま
しくない。また、前記サイリスタは理想的なスイッチ機
能を有しておらず、一般には１００〜２００μｓはどの
転流期間を必要とするため、インバータ周波数１サイク
ル中のパルス数が多い程、インバータ３の出し得る出力
電圧の最大値が小さくなる。第２図はこの事情を説明す
るＰＷＭパルス列の一例を示したもので、パルスとパル
スのスリット幅であるΔｔが１００〜２００μｓに近づ
いてくると、これ以上出力電圧を上げることができなく
なる。従って、出力電圧を更に高めるには、インバータ
周波数１サイクル中のパルス数を減らさなければならな
い。
イリスタ等の半導体制御素子にとっては、周波数を極度
に高くして、スイッチング損失の増大を招くことは望ま
しくない。また、前記サイリスタは理想的なスイッチ機
能を有しておらず、一般には１００〜２００μｓはどの
転流期間を必要とするため、インバータ周波数１サイク
ル中のパルス数が多い程、インバータ３の出し得る出力
電圧の最大値が小さくなる。第２図はこの事情を説明す
るＰＷＭパルス列の一例を示したもので、パルスとパル
スのスリット幅であるΔｔが１００〜２００μｓに近づ
いてくると、これ以上出力電圧を上げることができなく
なる。従って、出力電圧を更に高めるには、インバータ
周波数１サイクル中のパルス数を減らさなければならな
い。
このため、従来よシインバータ周波数に応じてパルス数
を切換える制御が行なわれている。第１図の従来例では
、マイクロコンピュータ９からパルス数切換信号をＲ，
０Ｍ１３−４に出力し、ＲＯＭ１３−４に書込まれてい
る複数の三角波（それぞれ周波数が異なる）の中から適
当なものを選択することにより行なう方法が採られてい
る。
を切換える制御が行なわれている。第１図の従来例では
、マイクロコンピュータ９からパルス数切換信号をＲ，
０Ｍ１３−４に出力し、ＲＯＭ１３−４に書込まれてい
る複数の三角波（それぞれ周波数が異なる）の中から適
当なものを選択することにより行なう方法が採られてい
る。
第３図は、上記従来例で用いられているパルス数切換及
び周波数制御プログラムのフローチャートを示したもの
である。ステップ１０１においてパルス数の切換周波数
ｆ、、ｆ２・・・・・・・・・ｆ。がセットされる。ス
テップ１０２で、誘導電動機４の回転周波数ｆＤ、と滑
り周波数パターンｆｓＤ が読込まれる。次にステップ
１０３でカ行か回生かを判別し、カ行の場合には、ステ
ップ１ｏ４．でｆｒｎ＝ｆｏｌ＋’ｓｎ の周波数演
算が行なわれ。
び周波数制御プログラムのフローチャートを示したもの
である。ステップ１０１においてパルス数の切換周波数
ｆ、、ｆ２・・・・・・・・・ｆ。がセットされる。ス
テップ１０２で、誘導電動機４の回転周波数ｆＤ、と滑
り周波数パターンｆｓＤ が読込まれる。次にステップ
１０３でカ行か回生かを判別し、カ行の場合には、ステ
ップ１ｏ４．でｆｒｎ＝ｆｏｌ＋’ｓｎ の周波数演
算が行なわれ。
回生の場合は、ステップ１０５でｆｌＤ二ｆＤ、−ｆｌ
ｌＤ の周波数演算が行なわれる。次に、ステップ１０
６でｆＤｌがｆｌより小さい場合には、パルス数２７が
選択される。ｆＤ、がｆｌよシ大きい場合には、ステッ
プ１０７でｆＤＩ ７３：ｆ、 ！’）大きいかどう
か判別され、大きい場合には、パルス数１５が選択され
、そうでない場合には、同様な判別を繰返して、誘導電
動機４の回転周波数ｆＤ１ に応じた最適のパルス数が
選択される。
ｌＤ の周波数演算が行なわれる。次に、ステップ１０
６でｆＤｌがｆｌより小さい場合には、パルス数２７が
選択される。ｆＤ、がｆｌよシ大きい場合には、ステッ
プ１０７でｆＤＩ ７３：ｆ、 ！’）大きいかどう
か判別され、大きい場合には、パルス数１５が選択され
、そうでない場合には、同様な判別を繰返して、誘導電
動機４の回転周波数ｆＤ１ に応じた最適のパルス数が
選択される。
このように、従来例では、パルス数の切換はカ行時も回
生時も同じインバータ周波数に対応して・行なわれてい
た。即ちインバータ周波数ｆ、に対しては、パルス数が
２７０１５の切換が対応し、これはカ行時も回生時も同
一であるということである。
生時も同じインバータ周波数に対応して・行なわれてい
た。即ちインバータ周波数ｆ、に対しては、パルス数が
２７０１５の切換が対応し、これはカ行時も回生時も同
一であるということである。
一方、誘導電動機４の一相分の等価回路は第４図に示す
如くなっており、カ行時と回生時とでは等価回路を流れ
る電流■１の向きが反対となる。
如くなっており、カ行時と回生時とでは等価回路を流れ
る電流■１の向きが反対となる。
図では電流１．の向きは、カ行時を実線矢印で、回生時
を破線矢印で示している。また、誘導電動機慣に供給す
る電圧と周波数の比を一定にする制御は、最終的には励
磁電流Ｉｏを一定にして、界磁４束を一定にするための
ものである。しかし・励磁電流工。が大き過ぎると界磁
鉄心が飽和して、インダクタンーー低下により突入電流
（過電流）が流れる。小さ過ぎると電動機の利用効率を
悪くする。上記のように、電流Ｉ、の向きがカ行時と回
生時とでは反対となるため、カ行時の端子電圧Ｖ ＋
＞ Ｖ ｏとなり、回生時の端子電圧Ｖ、＜Ｖ。
を破線矢印で示している。また、誘導電動機慣に供給す
る電圧と周波数の比を一定にする制御は、最終的には励
磁電流Ｉｏを一定にして、界磁４束を一定にするための
ものである。しかし・励磁電流工。が大き過ぎると界磁
鉄心が飽和して、インダクタンーー低下により突入電流
（過電流）が流れる。小さ過ぎると電動機の利用効率を
悪くする。上記のように、電流Ｉ、の向きがカ行時と回
生時とでは反対となるため、カ行時の端子電圧Ｖ ＋
＞ Ｖ ｏとなり、回生時の端子電圧Ｖ、＜Ｖ。
となり、カ行時のＶＩは回生時のそれより高くする必要
がある。
がある。
そこで、従来のようにパルス数をカ行時も回生時も同じ
インバータ周波数で切換えた場合、界磁磁束を一定とし
た時のインバータ周波数に対する電動機電圧の特性を示
した第５図に示す如く、パルスモードＡのインバータ出
力電圧はカ行時の方が回生時よりも高くなる。なお、図
中、符号２０はカ行時の、符号２１は回生時の端子電圧
（電動機電圧）■、を示している。従って、ＰＷＭ変調
パルス列の最小スリット幅はカ行時の方が狭くなシ、サ
イリスタの転流期間に対しては回生時の方が最小スリッ
ト幅が大きいため余裕があ′ることになる。
インバータ周波数で切換えた場合、界磁磁束を一定とし
た時のインバータ周波数に対する電動機電圧の特性を示
した第５図に示す如く、パルスモードＡのインバータ出
力電圧はカ行時の方が回生時よりも高くなる。なお、図
中、符号２０はカ行時の、符号２１は回生時の端子電圧
（電動機電圧）■、を示している。従って、ＰＷＭ変調
パルス列の最小スリット幅はカ行時の方が狭くなシ、サ
イリスタの転流期間に対しては回生時の方が最小スリッ
ト幅が大きいため余裕があ′ることになる。
従って、この事はｆｌ＞ｆ＞ｆ２．なるインバータ周波
数において、パルスモードＡの三角波でＰＷＭ変調でき
るはずのところを、これより１１段低いインバータ周波
数のパルスモードＢの三角波で変調することになるため
、ＰＷＭ変調パルス列に含まれる高調波成分の増大によ
り、誘導電動機４のリップル（ピーク電流値）が大きく
なる。これは電動機の内部損失を招くばかりでなく、イ
ンバータにピーク電流を転流し得る能力を持たせなけれ
ばならなくなり、容量の大きな素子（サイリスタ等）を
必要とし、コストを増大させる欠点が生じる。
数において、パルスモードＡの三角波でＰＷＭ変調でき
るはずのところを、これより１１段低いインバータ周波
数のパルスモードＢの三角波で変調することになるため
、ＰＷＭ変調パルス列に含まれる高調波成分の増大によ
り、誘導電動機４のリップル（ピーク電流値）が大きく
なる。これは電動機の内部損失を招くばかりでなく、イ
ンバータにピーク電流を転流し得る能力を持たせなけれ
ばならなくなり、容量の大きな素子（サイリスタ等）を
必要とし、コストを増大させる欠点が生じる。
本発明の目的は、上記の欠点に鑑み、制御対象である誘
導電動機を流れる電流のりソグルを減少させる誘導電動
機用可変電圧可変周波数イン・く−タの制御方法を提供
することにある。
導電動機を流れる電流のりソグルを減少させる誘導電動
機用可変電圧可変周波数イン・く−タの制御方法を提供
することにある。
本発明は、制御対象である誘導電動機の励磁電流を同じ
とした時の電動機端子電圧はカ行時の方が回生時よりも
高いことに着目し、ＰＷＭ変調ノ（。
とした時の電動機端子電圧はカ行時の方が回生時よりも
高いことに着目し、ＰＷＭ変調ノ（。
レス数を切換えるインバータ周波数を１回生時の方がカ
行時よりも高くなるように選定し、誘導電動機の電流リ
ップルを減少させたものである。
行時よりも高くなるように選定し、誘導電動機の電流リ
ップルを減少させたものである。
以下、本発明の誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
Ｔりの制御方法の一実施例を従来例と同部品は同符号を
用いて図により説明する。
Ｔりの制御方法の一実施例を従来例と同部品は同符号を
用いて図により説明する。
第６図は本実施例の誘導電動機用可変電圧可変周波数イ
ンバータの制御装置の構成を示したブロック図である。
ンバータの制御装置の構成を示したブロック図である。
誘導電動機４に供給される電源の周波数はマイクロコン
ピュータ１０によって制御され、電圧は減算器１５の出
力で制御され、各部品の構成は従来例と全く同一である
ため説明は省略する。本実施例の従来例と異なる所は、
マイクロコンピュータ１０のパルス数切換フログラム中
で、カ行時と回生時とを区別し、パルス切換時のインバ
ータ周波数が回生時にカ行時よりも高い周波数が選択さ
れるようにしである点にある。
ピュータ１０によって制御され、電圧は減算器１５の出
力で制御され、各部品の構成は従来例と全く同一である
ため説明は省略する。本実施例の従来例と異なる所は、
マイクロコンピュータ１０のパルス数切換フログラム中
で、カ行時と回生時とを区別し、パルス切換時のインバ
ータ周波数が回生時にカ行時よりも高い周波数が選択さ
れるようにしである点にある。
第７図は上記実施例のパルス数切換及び周波数制御プロ
グラムのフローチャートを示すものである。ステップ２
０１で、誘導電動機４の回転周波数ｆＤＩ と滑９周波
数パターンｆ８Ｄが読込まれる。ステップ２０２でカ行
か回生かを判別し、カ行の場合は、ステップ２０３でｆ
ｘｏ−＝ｆｏＨ＋ｆｓＤの周波数演算が行なわれる。次
にステップ２０４に進みカ行時のパルス数の切換周波数
ｆｌｌ＋ ｆ２１＋・・・・・・ｆ、１がセットされ
る。その後ステップ２０５で、誘導電動機４の回転周波
数ｆＤ、が’１１より小さいかどうか判別され、小さい
場合には、＜レス数２７が選択される。小さくない場合
はステップ２０６に行き、ｆＤｌがｆＩｔよシ大きいか
どうか判別され、大きい場合にはパルス数１５が選択さ
れる。そうでない場合は同様のステップにより次次と判
別されて誘導電動機４０回転周波数ｆＤ。
グラムのフローチャートを示すものである。ステップ２
０１で、誘導電動機４の回転周波数ｆＤＩ と滑９周波
数パターンｆ８Ｄが読込まれる。ステップ２０２でカ行
か回生かを判別し、カ行の場合は、ステップ２０３でｆ
ｘｏ−＝ｆｏＨ＋ｆｓＤの周波数演算が行なわれる。次
にステップ２０４に進みカ行時のパルス数の切換周波数
ｆｌｌ＋ ｆ２１＋・・・・・・ｆ、１がセットされ
る。その後ステップ２０５で、誘導電動機４の回転周波
数ｆＤ、が’１１より小さいかどうか判別され、小さい
場合には、＜レス数２７が選択される。小さくない場合
はステップ２０６に行き、ｆＤｌがｆＩｔよシ大きいか
どうか判別され、大きい場合にはパルス数１５が選択さ
れる。そうでない場合は同様のステップにより次次と判
別されて誘導電動機４０回転周波数ｆＤ。
に応じた最適のパルス数が選択される。ステップ２０２
でカ行でない場合、即ち回生時にはステップ２０７に行
き、ｆＩＤ＝ｆＪ ’ＳＯの周波数演算が行なわれ１
次にステップ２０８で回生時の・；レス数の切換周波数
’１２＋ｆ２２・・・・・・ｆ。２がセットされる。そ
の後ステップ２０９でｆｏｌがｆ、２ よシ小さいと判
別された場合には、Ｓルス数２７が選択され、そうでな
い場合はステップ２１０に行き、ｆＤＩがｆＸ２ よ
り大きいかどうか判別され大きい場合にはパルス数１５
が選ばれそうでない場合には同様のステップを繰返して
誘導電動機４の回転周波数ｆＤＩ に応じた最適のパル
ス数が選択される。
でカ行でない場合、即ち回生時にはステップ２０７に行
き、ｆＩＤ＝ｆＪ ’ＳＯの周波数演算が行なわれ１
次にステップ２０８で回生時の・；レス数の切換周波数
’１２＋ｆ２２・・・・・・ｆ。２がセットされる。そ
の後ステップ２０９でｆｏｌがｆ、２ よシ小さいと判
別された場合には、Ｓルス数２７が選択され、そうでな
い場合はステップ２１０に行き、ｆＤＩがｆＸ２ よ
り大きいかどうか判別され大きい場合にはパルス数１５
が選ばれそうでない場合には同様のステップを繰返して
誘導電動機４の回転周波数ｆＤＩ に応じた最適のパル
ス数が選択される。
このように、本実施例では、ステップ２０４、ステップ
２０８のそれぞれにおいてカ行時と回生時に適したパル
ス切換周波数のセントを行ない、回生時のパルス切換周
波数のセット値をカ行時のそれよりも高くしである。例
えばカ行時に２７パルスから１５パルスに切換えるイン
バータ周波数ｆｔｔよりは、回生時に１５パルスから２
７パルスに切換えるインバータ周波数ｆ１２の方が高い
周波数値となっている。
２０８のそれぞれにおいてカ行時と回生時に適したパル
ス切換周波数のセントを行ない、回生時のパルス切換周
波数のセット値をカ行時のそれよりも高くしである。例
えばカ行時に２７パルスから１５パルスに切換えるイン
バータ周波数ｆｔｔよりは、回生時に１５パルスから２
７パルスに切換えるインバータ周波数ｆ１２の方が高い
周波数値となっている。
本実施例では、回生時のパルス数切換めインバータ周波
数をカ行時のそれよりも高めにとっであるため１回生時
に最も適したパルスモードの三角疲を使用してＰＷＭ変
調を行ない、インバータ３を制御することにより、ＰＷ
Ｍ変調）々ルス列に含まれる高調波成分の増大を防止し
て、誘導電動機４の電流のリップルを小さくし得る効果
がある。
数をカ行時のそれよりも高めにとっであるため１回生時
に最も適したパルスモードの三角疲を使用してＰＷＭ変
調を行ない、インバータ３を制御することにより、ＰＷ
Ｍ変調）々ルス列に含まれる高調波成分の増大を防止し
て、誘導電動機４の電流のリップルを小さくし得る効果
がある。
従って、誘導電動榎４の内部高調波損失を低減し得るば
かりでなく、リップルが小さズピーク電流が低く押さえ
られるため、インバータ３の転流能力を低く設計するこ
とができ、誘導電動機４及びインバータ３を小形軽量化
して妄価とする効果がある。
かりでなく、リップルが小さズピーク電流が低く押さえ
られるため、インバータ３の転流能力を低く設計するこ
とができ、誘導電動機４及びインバータ３を小形軽量化
して妄価とする効果がある。
なお、本実施例の変調方式として、出力電圧パターンを
与える直流電圧と、ＰＷＭパルス制御のための搬送波と
して三角波とを用いる例をとって説明したが１本発明は
これに限定されるものでなくパルス数とパルス幅を制御
するインバータの全てに適用することができる。
与える直流電圧と、ＰＷＭパルス制御のための搬送波と
して三角波とを用いる例をとって説明したが１本発明は
これに限定されるものでなくパルス数とパルス幅を制御
するインバータの全てに適用することができる。
以上記述した如く本発明の誘導電動機用可変電圧可変周
波数インバータの制御方法によれば、制御対象である誘
導電動機を流れる電流のリップル分を減少させることが
できる効果を有するもｆある。
波数インバータの制御方法によれば、制御対象である誘
導電動機を流れる電流のリップル分を減少させることが
できる効果を有するもｆある。
第１図は従来の誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の構成例を示したブロック図、第２図は
ＰＷＭ変調パルス列の一例を示した説明図、第３図は第
１図で示したマイクロコンピュータのプログラムフロー
チャート図、第４図は第１図で示した誘導電動機４の一
相分の等価回路図、第５図は第１図で示したインバータ
の周波数と出力電圧との関係を示した線図、第６図は本
発明を適用した誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の一実施例の構成を示したブロック図、
第７図は第６図に示したマイクロコンピュータのプログ
ラムフローチャート図である。 ３・・・インバータ、４・・・誘導電動機、９・・・マ
イクロコンピュータ、１３−１〜１３−４・・・読出し
専用メモリ、１５・・・減算器、１６・・・抵抗器、１
７・・・比′４４− ′ｌＩｊ図 −４５、−；’ｒｕｆ＊ １７ｍ
ータの制御装置の構成例を示したブロック図、第２図は
ＰＷＭ変調パルス列の一例を示した説明図、第３図は第
１図で示したマイクロコンピュータのプログラムフロー
チャート図、第４図は第１図で示した誘導電動機４の一
相分の等価回路図、第５図は第１図で示したインバータ
の周波数と出力電圧との関係を示した線図、第６図は本
発明を適用した誘導電動機用可変電圧可変周波数インバ
ータの制御装置の一実施例の構成を示したブロック図、
第７図は第６図に示したマイクロコンピュータのプログ
ラムフローチャート図である。 ３・・・インバータ、４・・・誘導電動機、９・・・マ
イクロコンピュータ、１３−１〜１３−４・・・読出し
専用メモリ、１５・・・減算器、１６・・・抵抗器、１
７・・・比′４４− ′ｌＩｊ図 −４５、−；’ｒｕｆ＊ １７ｍ
Claims (1)
- １、制御対象の誘導電動機に、幅の異なる複数のパルス
で変調された交流電流を供給し、該交流電流の周波数の
変化に対応して、該交流電流の１サイクル中に含まれる
前記パルス数を切換えて、該交流電流の周波数と電圧と
の比を一定とする制御を行なう誘導電動機用可変電圧可
変周波数インバータの制御方法において、交流電圧１サ
イクル中に含まれるパルス数を切換える時の該交流電流
の周波数を、同一パルス数の切換において、前記誘導電
動機のカ行時に供給される交流電流の周波数よりも、回
生時の周波数の方が高くなるように設定したことを特徴
とする誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56185287A JPH0612956B2 (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56185287A JPH0612956B2 (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5889089A true JPS5889089A (ja) | 1983-05-27 |
| JPH0612956B2 JPH0612956B2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=16168200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56185287A Expired - Lifetime JPH0612956B2 (ja) | 1981-11-20 | 1981-11-20 | 誘導電動機用可変電圧可変周波数インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0612956B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017005895A (ja) * | 2015-06-11 | 2017-01-05 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| EP2456066B1 (en) | 2010-11-19 | 2018-03-07 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51136131A (en) * | 1975-05-20 | 1976-11-25 | Shinko Electric Co Ltd | Pfm type inverter controller |
| JPS5463218A (en) * | 1977-10-27 | 1979-05-22 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of dc ac converting circuit |
-
1981
- 1981-11-20 JP JP56185287A patent/JPH0612956B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51136131A (en) * | 1975-05-20 | 1976-11-25 | Shinko Electric Co Ltd | Pfm type inverter controller |
| JPS5463218A (en) * | 1977-10-27 | 1979-05-22 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of dc ac converting circuit |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2456066B1 (en) | 2010-11-19 | 2018-03-07 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine |
| JP2017005895A (ja) * | 2015-06-11 | 2017-01-05 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0612956B2 (ja) | 1994-02-16 |
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