JPH0613029B2 - 超音波ドプラ血流測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は広い範囲の血流速度の測定を可能とする超音波
ドプラ血流測定装置に関する。

［発明の技術的背景とその問題点］ 一般に、血圧測定は検診の際に広く利用されているが、
精密検診を必要とする場合にはさらに詳細な資料が必要
とされ、血流速度の測定が必要とされる場合がある。
又、この血流速度の測定は、例えば心臓を診断する場合
に重要な要因となる。

上記血流を測定する装置としては、一般に超音波を血流
部分に送波（送信）し、その部分から反射されて戻って
くる超音波の周波数が、その血流速度に応じてシフトす
るドプラ効果を利用して測定する超音波ドプラ血流測定
法が用いられる。

即ち、第６図に示すように、体表１に圧接させた送波探
触子２から周波数_ｏの超音波を血管３に向けて発射
し、該血管３内の血球からの反射波を、受波用の探触子
４で受波すると、反射信号からの周波数は、血流速度
Ｖによってドプラシフトし、 となる。ただしｃは音速であり、α，βは血管３の血流
方向と、送波用及び受波用探触子２，４の送波あるいは
受波方向となす角度である。

上記送波用及び受波用探触子を同一の探触子とした場合
にはα＝β（＝θ）となり、一般にＶ《ｃの条件を入れ
て、上式を ＝（１−２Ｖｃｏｓθ／ｃ）_ｏ…（２） と近似できる。ドプラ偏移周波数を_ｄ（＝−_ｏ）
とすると、上記（２）式は _ｄ＝−２ｃｏｓθＶ_ｏ／ｃ…（３） となる。この式から血流速度Ｖは となる。

上記超音波ドプラ血流測定法において、連続波を用いる
と、距離方向の分解能が得られないため体表付近の血管
と深部側の血管からの反射信号が混入してしまうので、
この点を解決するために連続的に変調を施したＭ系列変
調法等があるが、送受波するためには２つの探触子が必
要となってしまう不便がある。

一方、パルス的に送信するパルス変調ドプラ法（パルス
ドプラ法）は、送受同一の探触子で行い得ると共に、送
信パルス発生回路と受信回路の一部をＢモードの超音波
診断装置と共用できるので、現在広く用いられている。

第７図は上記パルスドプラ法を利用した従来装置の代表
例を示す。

送受用の超音波探触子（超音波トランスデューサ）１１
は送信パルス発生回路１２から送信パルスが印加される
よう接続されていると共に、受波した信号を高周波増幅
器１３で増幅し、２つの混合器１４ａ，１４ｂの各一方
の入力端から入力させる。

上記２つの混合器１４ａ，１４ｂは、発振器１５から出
力されるキヤリア周波数_ｏの発振波を移相回路１６で
位相シフトさせて、お互いに９０°の位相差を有する１
組の直交信号（cos２π_ｏ，sin２π_ｏｔ）が他方の
入力端から入力され、上記一方及び他方の入力端からそ
れぞれ入力された信号とを混合して直交位相検波を行う
ようにしてある。

尚、上記発振器１５の発振波は分周回路１７で分周され
て、該分周回路１７から超音波パルスの繰り返し周波数
が_ｒのパルスを出力し、このパルスにて送信パルス発
生回路１２を制御している。又、この分周回路１７の分
周パルスは遅延回路１８で送信タイミングよりも、所定
の時間遅延され、つまり対象とする血管部分からの受信
信号のみを分離取り出すための遅延時間の後、１対のサ
ンプルホールド回路１９ａ，１９ｂにサンプリングパル
スを印加して各混合器１４ａ，１４ｂの検波出力をそれ
ぞれサンプルホールドする。このサンプルホールドされ
た信号はそれぞれのカットオフ周波が_ｒ／２の１対の
ローパスフィルタ２０ａ，２０ｂを通して、ドプラ偏移
周波数成分のみが濾波される。この濾波された信号はＡ
／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂでディジタル化された複素信
号にされ、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路２２で周波
数分析が行われる。しかして、周波数分析された信号
は、ディジタルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）２３を経
てテレビモニタ２４に表示される。尚、上記位相が９０
°異る２系統の信号を用いることによって、ＦＦＴ回路
２２の実軸・虚軸に入力して、周波数分析と共に、ドプ
ラ偏移の順逆（つまり血流方向）を分離検出できるよう
にしてある。

このように構成された従来例の動作を以下に説明する。

送信パルス発生回路１２から周期１／_ｒ毎に送信パル
スが探触子１１に印加され、第８図に示すキャリア周波
数_ｏの超音波パルスが発射される。

この場合の周波数スペクトラムは第９図（ａ）及び
（ｂ）に示すように、キャリア周波数_ｏを中心周波数
とするものと、その両側に繰り返し周波数_ｒを間隔と
する成分、つまり_ｏ±ｎ_ｒ（ｎ＝１，２，…）で表
わされるものとからなる。この送信パルスが運動する対
象物、つまり血管内で速度Ｖの血球で反射されると、そ
の反射信号の周波数スペクトラムは任意の送信パルスの
スペクトラム成分を_η（＝_ｏ＋ｎ_ｒ，ｎ＝０，
１，２…ここでηはｎを小さくしたもので両者は記号的
には等しい）で表わすと、前述の第（２）式で与えられ
る（但し_ｏを_ηで置換する。）。従って、その周波
数成分_ηに対するドプラ偏移周波数_ηｄ（＝−
_η）は、前述の第（３）式に相当する _ηｄ＝−２COSθ_η／ｃ となり、第９図（ｃ）に示すように破線で示す各送信パ
ルススペクトラムから実線で示す周波数位置にシフトし
たものとなる。従って、ドプラシフトした反射信号にお
けるスペクトル成分は、_ｏに対するドプラ偏移を
_ｄｏとすると、 で表わされる。尚、ｎ＝０，１，２…である。

上記ドプラシフト成分を有する反射信号は超音波探触子
１１で受信されて電気信号に変換され、高周波増幅器１
３で増幅された後、混合器１４ａ，１４ｂに入力され、
発振器１５の周波数の発振波を位相シフトさせた局発出
力と混合され、その和の周波数及び差の周波数成分に変
換される。この信号の差信号が取り出され、遅延回路１
８を経たサンプリングパルスが印加されるサンプルホー
ルド回路１９ａ，１９ｂによって、対象とする血管部分
の反射信号のみが取り込まれる。この取り込まれた信号
はカットオフ周波数が_ｒ／２のローパスフィルタ２０
ａ，２０ｂで濾波される。これは第９図（ｃ）に示すよ
うに、等価的に元のスペクトラム周波数_ｏを中心とし
て±_ｒ／２の帯域を持つ帯域フィルタを通したものと
同等であり、スペクトラム周波数_ｏに対するドプラ偏
移周波数_ｄｏのみを検出する。

なお実際には、サンプルホールドを行う関係上検出され
たドプラ偏移は第１０図に示す如く_ｄｏのみならず他
のドプラ成分_ｄηを含み、スペクトラムの広がりが生
じ、第９図（ｃ）の表記法は厳密さを欠くが、以下の説
明においてもスペクトラム成分_ｄｏのみに着目しても
不都合を生じないので、説明を簡略化するため第９図
（ｃ）に示したような模式的表記法を用いる。

上記従来の装置においてカットオフ周波数が_ｒ／２の
ローパスフィルタ２０ａ，２０ｂを用いるのは隣接する
スペクトラム成分のドプラ偏移の混入を防ぐ為であり、
それ故_ｒ／２のドプラ偏移が生じる血流速度
Ｖ_ｍａｘ、つまり第（４）式において_ｄ＝±_ｒ／２
を代入したもの、つまり がパルスドプラ法を用いた従来装置における測定可能と
なる最大血流速度となり、これ以上の血流速度は測定で
きないという欠点があった。

［発明の目的］ 本発明は上述した点にかんがみてなされたもので、検出
可能となる最大血流速度が超音波パルスの繰り返し周波
数_ｒによつて制限されることなく大きな血流速度も検
出できる超音波ドプラ血流測定装置を提供することを目
的とする。

［発明の概要］ 本発明は受信超音波信号のドップラ偏移に追随し、仮想
的な中心周波数が変化するトラッキングフィルタを形成
する帰還ループを設け、このトラッキングフィルタを通
して信号の周波数偏移を検出表示する構成とすることに
よって、殆んどドプラシフト量（幅）に制約されること
なく、大きな血流速度でも検出できるようにしてある。

［発明の実施例］ 以下、図面を参照して本発明を具体的に説明する。

第１図及び第２図は本発明の第１実施例に係り、第１図
は第１実施例の構成の主要部を示し、第２図は第１実施
例における主要部としてのトラッキングフィルタの動作
を説明するための図である。

図示しない送信パルス発生回路から中心周波数が_ｏの
高周波が_ｒを繰り返し周波数とする周期１／_ｒのパ
ルスで超音波探触子に印加され、前述における第８図に
示す超音波送信パルスが対象物側に発射される。しかし
て、探触子で受波され電気信号に変換された（超音波）
反射信号は高周波増幅回路で増幅され、トラッキングフ
ィルタを構成する第１の１対の混合器３４ａ，３４ｂの
一方の入力端に入力される。これら混合器３４ａ，３４
ｂは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３５の出力信号に周波
数_outを移相回路３６によって、互いに９０°の位相
差を有する１組の直交信号とされた各信号が他方の入力
端から入力され、これら入力信号を混合（第１検波）し
て出力する。これら第１検波された信号における差信号
は、それぞれ１対のサンプルホールド回路３９ａ，３９
ｂに入力される。しかして前述の従来装置と同様に、サ
ンプルホールド回路３９ａ，３９ｂに入力された信号
は、周波数_ｏの発振波を分周回路で分周し、さらに遅
延回路を介して、周期１／_ｒ毎にサンプルホールド回
路３９ａ，３９ｂに印加されるサンプリングパルスでサ
ンプルホールドされる。このサンプルホールドされた信
号はローパスフィルタ４０ａ，４０ｂで濾波され、第２
の１対の混合器４１ａ，４１ｂの各一方の入力端に印加
される。

尚、これらローパスフィルタ４０ａ，４０ｂのカットオ
フ周波数は_ｒ／２あるいはさらに狭帯域でも良い。１
対の混合器４１ａ，４１ｂは、局部発振器４２から出力
される比較的低い周波数_１（例えば_ｒの数倍〜数１
０倍程度）の発振波が位相回路４３を通して、互いに９
０°の位相差を有するものにされた直交信号がそれぞれ
他方の入力端に印加される。これら混合器４１ａ，４１
ｂの混合出力は、加算器４４で加算された後、周波数／
電圧（Ｆ／Ｖ）変換器４５に入力され、周波数が_ｘの
信号が入力されると、変換係数をｇとして、 Ｅ＝ｇ（_ｘ−_１） なる電圧出力がＦ／Ｖ変換器４５から出力されるように
なつている。

上記Ｆ／Ｖ変換器４５の出力は、表示装置へ送られると
共に、ローパスフィルタ４６を通して、上記ＶＣＯ３５
の周波数制御入力端に印加され、この入力端に印加され
る電圧レベルによつて、その出力周波数_outを可変制
御する。このように構成された第１実施例においては、
ドプラ信号の偏移に追随してＶＣＯ３５の周波数が可変
されて、これと共にフィルタの中心周波数がドプラ偏移
に追随するトラッキングフィルタとして機能する帰還ル
ープが形成されていることが、その特徴となっている。

このように構成された第１実施例の動作を以下に説明す
る。

いま、受信高周波信号の成分を前述の（５）式に示すよ
うに_ｏ＋_ｄｏ±ｎ_ｒ｛１＋（_ｄｏ／_ｏ）｝と
し、ＶＣＯ３５の出力周波数を_ｏ＋Δとすると、１
対の混合器３４ａ，３４ｂにより混合された信号の差成
分は_ｄｏ−Δ±ｎ_ｒ｛１＋（_ｄｏ／_ｏ）｝と
なる。（図示していないが混合器３４ａ，３４ｂの出力
側には高周波除去のためのローパスフィルタが組込まれ
ているものとし、和成分は考えない） サンプルホールド回路３９ａ，３９ｂおよびローパスフ
ィルタ４０ａ，４０ｂを通った後の周波数成分は（
_ｄｏ−Δ）のみとなる。（前述したようにサンプルホ
ールすることにより生じるスペクトラムの広がりについ
ては割愛する。）この信号と周波数_１の直交信号を第
２の１対の混合器４１ａ，４１ｂで混合し、加算器４４
で加算すると周波数成分は_１＋（_ｄｏ−Δ）とな
る。この信号は周波数が_ｘの入力信号に対し、出力電
圧Ｅがｇ（_ｘ−_１）となる入力出特性を示すＦ／Ｖ
変換器４５によって、ｇ｛_１＋（_ｄｏ−Δ）−
_１｝＝ｇ（_ｄｏ−Δ）のレベルの信号に変換され
る。この信号は、入力電圧レベルがＥに対し、その出力
周波数が_outが_ｏ＋ｈＥとなる周波数に変換するＶ
ＣＯ３５によって、_ｏ＋ｈ｛ｇ（_ｄｏ−Δ）｝の
周波数の信号に変換される。ところで、最初のＶＣＯ３
５の周波数は_ｏ＋Δであったので、帰還ループを構
成することによって、 _ｏ＋ｈ｛ｇ（_ｄｏ−Δ）｝ ＝_ｏ＋Δ を満たすようにＶＣＯ３５の出力周波数_ｏ＋Δある
いはΔがロックする。つまり にロックするようになる。

上式において、Ｆ／Ｖ変換器４５の変換係数ｇとＶＣＯ
３５の変換係数ｈの積ｇｈが十分大きければ Δ≒_ｄｏ となり、ＶＣＯ３５の発振周波数は元の受信信号の１つ
のスペクトラム成分のドプラ偏移にほぼ追随することが
わかる。

上記のように受波した超音波信号におけるドプラ偏移周
波数_ｄｏの偏移量に伴いＶＣＯ３５の発振周波数も偏
移するので、第１の１対の混合器３４ａ，３４ｂの出力
周波数_minは となり、ローパスフィルタ４０ａ，４０ｂは非常に狭帯
域のもので良いことがわかる。実際には血流速自体が分
布を持ち、また既に述べたようにサンプルホールドを行
うことによってもスペクトラムが広がるので、ローパス
フィルタ４０ａ，４０ｂのカットオフ周波数は_ｒ／２
以下で適切な値に選定すれば良い。なお、このようにド
プラ偏移に追随するＶＣＯ出力と混合した後ローパスフ
ィルタを通した帰還ループを構成したフィルタ特性は元
の高周波領域に戻して考えた場合、等価的には第２図に
示すように、ＶＣＯ周波数を帯域中心とする帯域フィル
タをかけるのと同じことになる。

即ち、第２図（ａ）に示すように破線で示す送信パルス
のスペクトラムに対し、反射信号が_ｄｏだけドプラシ
フトして実線で示すスペクトラムになつた場合、第１実
施例における帰還ループによって、ＶＣＯ出力周波数
が、上記ドプラシフト量_ｄｏに追随して変化する。こ
のドプラシフト量_ｄｏが同図（ａ）のように小さくて
も、同図（ｂ）ように大きくなっても、その変化量に追
随して変化する。つまり、フィルタの中心周波数が、殆
んどドプラシフトしたスペクトラム位置に（追随して）
ロックされることになるため、ドプラシフト量が_ｒ／
２を越えても、（従来例における）隣接するスペクトラ
ム成分の混入ということが起きず、従来例のパルスドプ
ラ装置におけるパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）に制約
されてしまうことを解消でき、このＰＲＦに影響されな
いで血流速度を検出できる。このように機能するフィル
タは一般にトラッキングフィルタと呼ばれる。

このように構成及び動作する第１実施例ではＦ／Ｖ変換
器４５の出力がそのままドプラ偏移の平均周波数に相当
するので、この電圧の時間変化をＣＲＴ等に表示すれば
良い。尚、上記第２のローパスフィルタ４６を通した電
圧をＣＲＴ等で表示しても良い。

第３図及び第４図は本発明の第２実施例に係り、第３図
は第２実施例の主要部を示し、第４図はその動作の説明
用のものである。

尚、第１実施例と同一要素には同符号を付けてあり、そ
の説明を省く。

１対のローパスフィルタ４０ａ，４０ｂの各出力信号は
さらに第３の１対の混合器５１ａ，５１ｂの各一方の入
力端に印加され、これら混合器５１ａ，５１ｂの各他方
の入力端にはＶＣＯ３５の出力信号を移相回路３６で互
いに９０°の位相差に移相シフトされた信号が印加さ
れ、これら印加された両信号を混合して第２の加算器５
２に出力するようにしてある。この加算器５２の加算出
力はさらに第４の１対の混合器５３ａ，５３ｂの各一方
の入力端に印加される。しかして、これら混合器５３
ａ，５３ｂは他方の各入力端に、局部発振器５４で発振
された周波数_ｏの信号を、移相回路５５で９０°の位
相差の信号にされた直交信号が印加され、これら両入力
端にそれぞれ印加された信号を混合してその和及び差の
周波数の信号として出力する。各混合器５３ａ，５３ｂ
から出力される各信号は、高周波成分を除去するローパ
スフィルタ５７ａ，５７ｂ（ただし、カットオフ周波数
は_ｒ／２よりは十分大きい）を通された後、周波数
_ｄｏの直交信号は１対のＡ／Ｄ変換器５８ａ，５８ｂで
複素ディジタル信号に変換されてＦＦＴ回路５９に入力
される。

上記ＦＦＴ回路５９で周波数分析がされた信号は、ＤＳ
Ｃ６０を経てテレビモニタ６１に表示される。なお、こ
のＤＳＣ６０には血流測定を行わない場合、Ｂモードの
信号が入力され、テレビモニタ６１で超音波断層像を表
示できるようにしてある。

この第２実施例は、第１実施例のトラッキングフィルタ
機能により血流測定範囲が制約されないようにすると共
に、従来例と同様に周波数分析とドプラ偏移の順逆分離
を表示できるようにしたものであり、以下にその動作を
説明する。（第１実施例と同一部分の動作の説明は省略
する。） 上記第１実施例で説明したように反射波信号（受波ＲＦ
信号）の周波数成分を_ｏ＋_ｄｏ±ｎ_ｒ（１＋
_ｄｏ／_ｏ），ＶＣＯ３５の出力周波数を_ｏ＋Δと
すると、１対のローパスフィルタ４０ａ，４０ｂを通る
周波数成分は_ｄｏ−Δとなる。この信号は第３の１
対の混合器５１ａ，５１ｂによって、ＶＣＯ３５の周波
数成分と混合されて直交位相変調され、第２の加算器５
２で加算される。この加算出力は９０°の位相差を有す
る周波数_ｏの直交信号と混合された後各ローパスフィ
ルタ５７ａ，５７ｂで差信号としてのドプラ偏移周波数
_ｄｏの信号が通され、このドプラ偏移成分はＡ／Ｄ変
換器５８ａ，５８ｂで複素ディジタル信号にされて、Ｆ
ＥＴ回路５９で周波数分析とドプラ偏移の順逆分離がな
され、ＤＳＣ６０を経てテレビモニタ６１に表示され
る。

尚、トラッキングフィルタとして機能する帰還ループが
形成してあるので、上記ドプラ偏移量_ｄｏがパルス繰
り返し周波数_ｒの1/2を越えても、隣接するスペクト
ラム成分の混入は生じない。

上記動作を数式的に説明すると以下のようになる。尚、
表記を簡単化するため角周波数ω（＝２π）を用い
る。

ドプラ偏移を受ける前の送信パルスにおける角周波数ス
ペクトラムを第４図（ａ）に示すようにωη（η＝０，
±１，±２…）とし、これが血流でドプラ偏移を起した
結果同図（ｂ）に示すようにω_η′となるものとする。
ただしω_η＝ω_ｏ＋ｎω_ｒであり、ωη′＝（ω_ｏ＋ω
_ｄｏ）｛１＋ｎ（ω_ｒ／ω_ｏ）｝である。また、ＶＣＯ
３５の角周波数をω_ｖとする。いま受信信号をＳ（ｔ）
とすると と表わされる。

第１の１対の混合器対３４ａ，３４ｂの出力をそれぞれ
Ｍ_１（ｔ），Ｍ_２（ｔ）とすると となる。これらＭ_１（ｔ），Ｍ_２（ｔ）をそれぞれロー
パスフィルタ４０ａ，４０ｂを通すと第４図（ｃ）に示
すように（ω_ｏ′−ω_ｖ）の項のみ残り、Ｍ_１（ｔ），
Ｍ_２（ｔ）はそれぞれ Ｍ_１（ｔ）＝（1/2）ａ_ｏ ｓｉｎ（ω_ｏ′−
ω_ｖ）ｔ Ｍ_２（ｔ）＝（1/2）ａ_ｏ ｃｏｓ（ω_ｏ′−
ω_ｖ）ｔ となる。第３の１対の混合器対５１ａ，５１ｂにより再
度ω_ｖで直交変調を行つた結果をＤ_１（ｔ），Ｄ
_２（ｔ）とすると Ｄ_１（ｔ）＝Ｍ_１（ｔ）・ｃｏｓω_ｖｔ ＝（1/4）ａ_ｏ｛ｓｉｎω_ｏ′ｔ−
ｓｉｎ（２ω_ｖ−ω_ｏ′）ｔ｝ Ｄ_２（ｔ）＝Ｍ_２（ｔ）・ｓｉｎω_ｖｔ ＝（1/4）ａ_ｏ｛ｓｉｎω_ｏ′ｔ＋
ｓｉｎ（２ω_ｖ−ω_ｏ′）ｔ｝ となり、第２の加算器５２で加算すると Ｄ_１（ｔ）＋Ｄ_２（ｔ）＝（1/2）ａ_ｏｓｉｎ
ω_ｏ′ｔ となり、第４図（ｄ）の実線に示すように最終的に
ω_ｏ′の項のみが残り、原信号Ｓ（ｔ）に含まれていた
他の隣接スペクトラムは消滅する。

この後は、第７図と略同様の処理を行う。つまり第４の
１対の混合器５３ａ，５３ｂを用いて周波数_ｏで直交
位相検波し、ローパスフィルタ５７ａ，５７ｂでドプラ
シフト成分を通してＦＦＴ回路５９に入力させ、周波数
分析すると共にドプラ偏移の順逆分離を行い、テレビモ
ニタ６１に表示させる。

上記の説明はドプラ偏移を受けたスペクトラムが広がり
を持たない場合について説明したが、血流速分布等によ
り各々のスペクトラムが広がりを持つ場合でもトラッキ
ングフィルタの帯域内に含まれるスペクトラムは第４図
（ｄ）の破線で示すように全く同じ形に復元されるのは
自明である。

また一般に生体内からのドプラ信号はクラッタ成分（不
動体からの反射成分）を含んでいるので第５図（ａ）に
示すようなクラッタ除去フィルタ７１を用いることによ
りトラッキングフィルタの追随性を良くすることができ
る。ここで符号７２は遅延時間τを1/_rのディレーラ
インであり、このディレーライン７２を通した信号を通
さない信号から減算器７３で減算してこれらの差信号を
出力させる演算をすることにより、同図（ｂ）に示すよ
うに周波数_ｒ毎にＮＵＬＬ点を有するくし形フィルタ
を構成できる。第５図に示したクラッタ除去フィルタ７
１を第１図に示す第１実施例あるいは第３図に示す第２
実施例の回路の前段に使用する（第１の１対の混合器３
４ａ，３４ｂの直前又はその前段の高周波増幅回路の前
段に介装する。この場合高周波増幅回路で増幅した後に
介装する方が一般にＳＮ比が良い。） 尚、第１図及び第３図において、サンプルホールド回路
３９ａ，３９ｂを用いずに構成して、トラッキングフィ
ルタを受信信号に実時間でトラッキング（追随）させる
ことにより、２次元ドプラ断層像を抽出させることへの
応用も可能である。

尚、第３図における第２の加算器５２以降のドプラ偏移
周波数の検出回路系ないしは表示回路系としては図示の
ものに限定されるものでなく、例えば中心周波数を_ｏ
に設定したＦＭ検波回路を用いることができる。

［発明の効果］ 以上述べたように本発明によればドプラ効果による周波
数偏移に追随してそのフィルタ中心周波数が変化するト
ラッキングフィルタとして機能する帰還ループを形成し
てあるので、従来例における検出可能となる最大血流速
度の制約を解消でき、速い血流速度にも対処できる。

又、トラッキングフィルタを用いることにより、血流分
布を常にフィルタの中心にロックして表示させることが
できる。

さらに、２次元的ドプラ断層像を表示させることもでき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明の第１実施例に係り、第１図
は第１実施例の主要部の構成を示すブロック図、第２図
は第１実施例の動作の説明図、第３図及び第４図は本発
明の第２実施例に係り、第３図は第２実施例の主要部の
構成を示すブロック図、第４図は第２実施例の動作説明
図、第５図（ａ）は本発明の第３実施例におけるクラッ
ク除去用フィルタを示す構成図、同図（ｂ）は、同図
（ａ）の周波数に対する透過特性を示す特性図、第６図
はドプラ血流測定法における説明図、第７図は従来例の
構成を示すブロック図、第８図は送信パルスの波形を示
す波形図、第９図は従来例の動作説明図、第１０図は従
来例におけるドプラ偏移のスペクトラムの広がりを示す
分布図である。 ３４ａ，３４ｂ……混合器 ３５……電圧制御発振器（ＶＣＯ） ３６……移相回路 ３９ａ，３９ｂ……サンプルホールド回路 ４０ａ，４０ｂ……ローパスフィルタ ４１ａ，４１ｂ……混合器 ４２……局部発振器、４３……移相回路 ４４……加算器、４５……周波数／電圧変換器 ４６……ローパスフィルタ ５９……高速フーリエ変換回路 ６０……ディジタルスキャンコンバータ ６１……テレビモニタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−145375（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−63861（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−98244（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−90541（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−90540（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−92657（ＪＰ，Ａ) 実開 昭56−176706（ＪＰ，Ｕ)

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】超音波パルスを一定の繰り返し周波数で生
   体内に送信し、受信した反射超音波信号の周波数偏移量
   から生体内の血流速度を検出する超音波ドプラ血流測定
   装置において、 位相が互いに９０°異る１組の直交信号を発生する電圧
   制御発振器と、この電圧制御発振器の出力信号と受信し
   た高周波信号を混合する第１の混合器対と、この混合器
   対の出力を送信超音波パルスの繰り返し周期に同期して
   サンプルホールドする１対のサンプルホールド回路と、
   この１対のサンプルホールド回路の出力を濾波する第１
   の低域フィルタ対と、位相が互いに９０°異る１組の直
   交信号を発生する固定周波数の局部発振器と、この局部
   発振器の出力と前記第１の低域フィルタ対の出力を混合
   する第２の混合器対と、この第２の混合器対の出力を加
   算する加算器と、この加算器の出力の平均周波数を電圧
   に変換する周波数／電圧変換器と、この周波数／電圧変
   換器の出力を濾波して前記電圧制御発振器に印加するこ
   とにより、該電圧制御発振器の出力周波数を制御する第
   ２の低域フィルタとからなり、受信超音波信号のドプラ
   偏移の変化に追随して、仮想的な中心周波数が変化する
   トラッキングフィルタを設けることにより、このトラッ
   キングフィルタを通して反射超音波信号の周波数偏移量
   の検出手段を形成したことを特徴とする超音波ドプラ血
   流測定装置。
2. 【請求項２】前記周波数／電圧変換器は、その出力電圧
   の時間変化が、血流速変化として表示手段に表示される
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の超音波ド
   プラ血流測定装置。
3. 【請求項３】超音波パルスを一定の繰り返し周波数で生
   体内に送信し、受信した反射超音波信号の周波数偏移量
   から生体内の血流速度を検出する超音波ドプラ血流測定
   装置において、 位相が互いに９０°異る１組の直交信号を発生する電圧
   制御発振器と、この電圧制御発振器の出力信号と受信し
   た高周波信号を混合する第１の混合器対と、この混合器
   対の出力を送信超音波パルスの繰り返し周期に同期して
   サンプルホールドする１対のサンプルホールド回路と、
   この１対のサンプルホールド回路の出力を濾波する第１
   の低域フィルタ対と、位相が互いに９０°異る１組の直
   交信号を発生する固定周波数の局部発振器と、この局部
   発振器の出力と前記第１の低域フィルタ対の出力を混合
   する第２の混合器対と、この第２の混合器対の出力を加
   算する第１の加算器と、この加算器の出力の平均周波数
   を電圧に変換する周波数／電圧変換器と、この周波数／
   電圧変換器の出力を濾波して前記電圧制御発振器に濾波
   電圧を印加する第２の低域フィルタとから構成されたト
   ラッキングフィルタと、 前記第１の低域フィルタ対の出力を前記電圧制御発振器
   の出力と再度混合するための第３の混合器対と、この第
   ３の混合器対の出力を加算する第２の加算器と、この第
   ２の加算器の出力の周波数変化を検出する周波数検出手
   段と、 を具備する周波数偏移量の検出手段を有することを特徴
   とする超音波ドプラ血流測定装置。
4. 【請求項４】前記周波数検出手段は、位相が互いに９０
   °異る１組の直交信号を発生する第２の局部発振器と、
   この局部発振器の出力と前記第２の加算器の出力を混合
   する第４の混合器対と、この第４の混合器対の出力を濾
   波する第３の低域フィルタ対と、この低域フィルタ対の
   出力を複素信号入力として周波数スペクトラムを演算す
   る高速フーリエ変換器（ＦＥＴ）とにより構成されるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の超音波ドプ
   ラ血流測定装置。
5. 【請求項５】前記トラッキングフィルタは、その前段に
   クラッタ信号除去用のくし形フィルタを備えたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１または第３項記載の超音波
   ドプラ血流測定装置。