JPH0614071A - 伝送装置 - Google Patents
伝送装置Info
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- JPH0614071A JPH0614071A JP5029340A JP2934093A JPH0614071A JP H0614071 A JPH0614071 A JP H0614071A JP 5029340 A JP5029340 A JP 5029340A JP 2934093 A JP2934093 A JP 2934093A JP H0614071 A JPH0614071 A JP H0614071A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
- H04L7/0062—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on data decision error, e.g. Mueller type detection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
- H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
- H03M5/16—Conversion to or from representation by pulses the pulses having three levels
- H03M5/18—Conversion to or from representation by pulses the pulses having three levels two levels being symmetrical with respect to the third level, i.e. balanced bipolar ternary code
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 データ伝送装置はチャネル（４）により受信
機（６）に接続された送信機（２）からなり、ここで伝
送さるべきデータ記号が群に細分割され、群からのデー
タ記号が各々異なる信号素子により表わされる。次に伝
送された信号は種々の信号素子の和からなる。かかる表
示の例は直角位相コードである。受信された信号から伝
送された記号を復元する為、直角位相コードの場合にこ
の受信された信号は第１及び第２のサンプリング時点で
信号素子の群毎に受信機でサンプルされ伝送された記号
値に関する決定はこれらのサンプルの値に応じてなされ
る。サンプルが正しい時点で行なわれるのを可能にする
為、受信機はエラー信号に応じてサンプリング時点を調
整するタイミング手段（２１）からなる。 【効果】 本発明により、このエラー信号は第１の時点
でのサンプルの値及び第２の時点でのサンプルの期待さ
れた値に対する尺度間の相関に依存する。
機（６）に接続された送信機（２）からなり、ここで伝
送さるべきデータ記号が群に細分割され、群からのデー
タ記号が各々異なる信号素子により表わされる。次に伝
送された信号は種々の信号素子の和からなる。かかる表
示の例は直角位相コードである。受信された信号から伝
送された記号を復元する為、直角位相コードの場合にこ
の受信された信号は第１及び第２のサンプリング時点で
信号素子の群毎に受信機でサンプルされ伝送された記号
値に関する決定はこれらのサンプルの値に応じてなされ
る。サンプルが正しい時点で行なわれるのを可能にする
為、受信機はエラー信号に応じてサンプリング時点を調
整するタイミング手段（２１）からなる。 【効果】 本発明により、このエラー信号は第１の時点
でのサンプルの値及び第２の時点でのサンプルの期待さ
れた値に対する尺度間の相関に依存する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は第１の一連のデータ記号
を第１の一連の信号素子に符号化する第１の符号化手段
と、第２の一連のデータ記号を第２の一連の信号素子に
符号化する第２の符号化手段とからなり、第１の一連の
データ記号及び第１の一連の信号素子間の関係は第２の
一連のデータ記号と第２の一連の信号素子間の関係と異
なり、２つの一連の信号素子を一連のデータパルスに結
合する結合手段を含む送信機と、データパルスを受信機
に伝送するチャネルとからなり、受信機の入力で、第１
の一連の信号素子が第１の一連の基準時点で第１の基準
値を有し、第２の一連の信号素子が第２の一連の基準時
点で第２の基準値を有する受信された信号が存在し、受
信機は夫々第１又は第２の一連のサンプリング時点で受
信された信号の第１又は第２のサンプル値を夫々決定す
るサンプリング手段と、サンプリング時点をデータパル
スから引き出すタイミング手段とからなる伝送装置に係
る。
を第１の一連の信号素子に符号化する第１の符号化手段
と、第２の一連のデータ記号を第２の一連の信号素子に
符号化する第２の符号化手段とからなり、第１の一連の
データ記号及び第１の一連の信号素子間の関係は第２の
一連のデータ記号と第２の一連の信号素子間の関係と異
なり、２つの一連の信号素子を一連のデータパルスに結
合する結合手段を含む送信機と、データパルスを受信機
に伝送するチャネルとからなり、受信機の入力で、第１
の一連の信号素子が第１の一連の基準時点で第１の基準
値を有し、第２の一連の信号素子が第２の一連の基準時
点で第２の基準値を有する受信された信号が存在し、受
信機は夫々第１又は第２の一連のサンプリング時点で受
信された信号の第１又は第２のサンプル値を夫々決定す
るサンプリング手段と、サンプリング時点をデータパル
スから引き出すタイミング手段とからなる伝送装置に係
る。
【０００２】本発明は同様にこのタイプの伝送装置用受
信機に係る。
信機に係る。
【０００３】
【従来の技術】前節に記述の如く伝送装置は磁気のＩＥ
ＥＥトランザクション、ＭＡＧ−１５巻、６号、１９７
９年１１月のジェー エイ ビクスビィ及びアール エ
ム ケッチャム １−８２ ジャーナル論文「Ｑ．Ｐ．
高密度ディジタル記録用改良コード」が公知である。
ＥＥトランザクション、ＭＡＧ−１５巻、６号、１９７
９年１１月のジェー エイ ビクスビィ及びアール エ
ム ケッチャム １−８２ ジャーナル論文「Ｑ．Ｐ．
高密度ディジタル記録用改良コード」が公知である。
【０００４】このタイプの伝送装置は例えば伝送媒体、
例えば有線リンク又は無線リンクを介してデータ信号伝
送用に又は磁気テープ又はディスクからのデータ信号を
再生する為に用いられる。データ記号が伝送媒体を介し
て伝送され又は、夫々記録媒体に蓄積される時、伝送さ
れる又は夫々記録さるべき記号は以下でチャネルと言う
伝送媒体又は記録媒体に供給さるべきデータパルスに符
号化手段により符号化される。
例えば有線リンク又は無線リンクを介してデータ信号伝
送用に又は磁気テープ又はディスクからのデータ信号を
再生する為に用いられる。データ記号が伝送媒体を介し
て伝送され又は、夫々記録媒体に蓄積される時、伝送さ
れる又は夫々記録さるべき記号は以下でチャネルと言う
伝送媒体又は記録媒体に供給さるべきデータパルスに符
号化手段により符号化される。
【０００５】データパルスの形式はチャネルを通って伝
送された信号の特性を大きく決定する。伝送さるべき信
号の重要な尺度は多くの適用に対して、種々の要求を満
たす周波数スペクトルである。周波数スペクトルの第１
の望ましい特性は処理さるべき信号の帯域幅が事実上全
ての伝送媒体及び記録媒体でより大きくなるにつれ必要
な設備のコスト価格が上昇するので信号の全帯域幅が制
限されたままであることである。
送された信号の特性を大きく決定する。伝送さるべき信
号の重要な尺度は多くの適用に対して、種々の要求を満
たす周波数スペクトルである。周波数スペクトルの第１
の望ましい特性は処理さるべき信号の帯域幅が事実上全
ての伝送媒体及び記録媒体でより大きくなるにつれ必要
な設備のコスト価格が上昇するので信号の全帯域幅が制
限されたままであることである。
【０００６】第２の望ましい特性は直流周波数スペクト
ルがゼロに等しいことである。この特性は多くの屡々用
いられるチャネルの場合である直流成分を通過すること
が出来ないチャネルに対して重要である。かかるチャネ
ルの例は３００Ｈｚ乃至３４００Ｈｚの通過帯域を有す
る公衆電話回線網、及び磁気的に蓄積された情報の読取
りが読取ヘッドでの磁束の変化の検出に基づいている磁
気記録チャネルである。
ルがゼロに等しいことである。この特性は多くの屡々用
いられるチャネルの場合である直流成分を通過すること
が出来ないチャネルに対して重要である。かかるチャネ
ルの例は３００Ｈｚ乃至３４００Ｈｚの通過帯域を有す
る公衆電話回線網、及び磁気的に蓄積された情報の読取
りが読取ヘッドでの磁束の変化の検出に基づいている磁
気記録チャネルである。
【０００７】信号の帯域幅を制限するのに用いられる方
法は伝送さるべき又は記録さるべきデータストリームを
データ記号群に分割し、異なる信号素子の和であるデー
タパルスを発生し、ここで各信号素子がデータ記号群の
記号の１つを表わす。複数の記号が同時に伝送されるの
で、記号素子の期間は全てのデータ記号が順次伝送され
るべき時より短かい。信号素子のこのより長い期間の結
果として、データパルスの帯域幅はより小さい。しか
し、信号素子はデータ記号群が受信したデータパルスか
ら再生されうることを可能にするよう相互妨害を避ける
よう適切に選択されなければならない。
法は伝送さるべき又は記録さるべきデータストリームを
データ記号群に分割し、異なる信号素子の和であるデー
タパルスを発生し、ここで各信号素子がデータ記号群の
記号の１つを表わす。複数の記号が同時に伝送されるの
で、記号素子の期間は全てのデータ記号が順次伝送され
るべき時より短かい。信号素子のこのより長い期間の結
果として、データパルスの帯域幅はより小さい。しか
し、信号素子はデータ記号群が受信したデータパルスか
ら再生されうることを可能にするよう相互妨害を避ける
よう適切に選択されなければならない。
【０００８】上記のジャーナル論文から公知の装置にお
いて、記号間隔Ｔの２倍に等しく用いられる持続時間を
有する信号素子が用いられる。関連データ記号の二進値
に依存する第１の符号化手段の信号素子は２・Ｔの期間
に対して夫々値１，０，−１，０及び−１，０，１，０
を用いる。関連したデータ記号の二進値に依存して、第
２の符号化手段の信号素子は２・Ｔの期間に対して各値
１，０，−１，０及び−１，０，１，０を用いる。これ
らの信号素子に導びくコードは又直角位相コードとして
知られている。しかし、それは同時に伝送された信号素
子の和からなる公知のコードだけではない。
いて、記号間隔Ｔの２倍に等しく用いられる持続時間を
有する信号素子が用いられる。関連データ記号の二進値
に依存する第１の符号化手段の信号素子は２・Ｔの期間
に対して夫々値１，０，−１，０及び−１，０，１，０
を用いる。関連したデータ記号の二進値に依存して、第
２の符号化手段の信号素子は２・Ｔの期間に対して各値
１，０，−１，０及び−１，０，１，０を用いる。これ
らの信号素子に導びくコードは又直角位相コードとして
知られている。しかし、それは同時に伝送された信号素
子の和からなる公知のコードだけではない。
【０００９】受信した信号は信号素子の１つが関連した
基準値を有する基準時点と一致するサンプリング時点で
理想的にサンプルされる。直角位相コードの場合におい
て、両基準素子用のこの基準値はゼロに等しい。この方
法において、直角位相コードによってのみ他の信号素子
に依存するサンプル値が得られる。これらのサンプルは
関連したデータ記号の値に関する決定に用いられる。
基準値を有する基準時点と一致するサンプリング時点で
理想的にサンプルされる。直角位相コードの場合におい
て、両基準素子用のこの基準値はゼロに等しい。この方
法において、直角位相コードによってのみ他の信号素子
に依存するサンプル値が得られる。これらのサンプルは
関連したデータ記号の値に関する決定に用いられる。
【００１０】サンプリング時点が基準時点よりずれる場
合、得られたサンプル値は単一信号素子に依存するのみ
ならず、１つ（又はそれ以上の）他の信号素子にも依存
し、それは関連したデータ記号の値に関してなされた決
定の信頼性を減少する。このずれを避ける為、従来技術
の装置はサンプリング時点をデータパルスから得る手段
からなる。
合、得られたサンプル値は単一信号素子に依存するのみ
ならず、１つ（又はそれ以上の）他の信号素子にも依存
し、それは関連したデータ記号の値に関してなされた決
定の信頼性を減少する。このずれを避ける為、従来技術
の装置はサンプリング時点をデータパルスから得る手段
からなる。
【００１１】かかる符号の帯域幅が比較的小さい結果と
して、サンプリング時点を受信したデータ記号から得る
クロック信号再生はかなり困難である。従来技術の装置
において、クロック信号は第４の電力伝送を有する非線
形素子の助けで受信したデータパルスから得られる。か
かる非線形クロック復元装置の問題は非線形に処理され
た入力信号の信号対雑音比が常に入力信号より小さいこ
とである。クロック信号の雑音がそれ自体位相ジッタの
形を明らかにするので、復元したクロック信号は入力信
号が比較的低い信号対雑音比を有する時より多くの位相
ジッタを含む。位相ジッタはサンプリング時点が常に最
適でないという事実を生ずる。
して、サンプリング時点を受信したデータ記号から得る
クロック信号再生はかなり困難である。従来技術の装置
において、クロック信号は第４の電力伝送を有する非線
形素子の助けで受信したデータパルスから得られる。か
かる非線形クロック復元装置の問題は非線形に処理され
た入力信号の信号対雑音比が常に入力信号より小さいこ
とである。クロック信号の雑音がそれ自体位相ジッタの
形を明らかにするので、復元したクロック信号は入力信
号が比較的低い信号対雑音比を有する時より多くの位相
ジッタを含む。位相ジッタはサンプリング時点が常に最
適でないという事実を生ずる。
【００１２】従来技術のクロック復元装置の動作は、ク
ロック信号の信号対雑音比が改善されるよう、非線形素
子に続く狭帯域位相ロックドループを含むことにより改
善されうる。しかし、位相ロックドループの小さい帯域
幅の結果として、クロック復元装置のトラッキング比は
比較的小さい。伝送比が例えば磁気記録チャネル又は固
定及び移動局間の無線リンクのように強く変動する場
合、狭帯域位相ロックドループがこれらの変動を持続す
ることができず、同期が失われるということが起こる。
ロック信号の信号対雑音比が改善されるよう、非線形素
子に続く狭帯域位相ロックドループを含むことにより改
善されうる。しかし、位相ロックドループの小さい帯域
幅の結果として、クロック復元装置のトラッキング比は
比較的小さい。伝送比が例えば磁気記録チャネル又は固
定及び移動局間の無線リンクのように強く変動する場
合、狭帯域位相ロックドループがこれらの変動を持続す
ることができず、同期が失われるということが起こる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はクロッ
ク復元装置が有害に影響されるクロック復元装置のトラ
ッキング比なしに減少した位相ジッタを有するクロック
信号を発生する前述の如き装置を提供することである。
ク復元装置が有害に影響されるクロック復元装置のトラ
ッキング比なしに減少した位相ジッタを有するクロック
信号を発生する前述の如き装置を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この目的の為、本発明は
タイミング手段は第２のサンプル値と期待された第１の
サンプル値用尺度との間の相関に依存するタイミングエ
ラー信号を決定する手段とからなり、タイミングエラー
信号に応じてサンプリング時点を調整する調整手段を更
に含むことを特徴とする。
タイミング手段は第２のサンプル値と期待された第１の
サンプル値用尺度との間の相関に依存するタイミングエ
ラー信号を決定する手段とからなり、タイミングエラー
信号に応じてサンプリング時点を調整する調整手段を更
に含むことを特徴とする。
【００１５】これらの特徴の結果として、サンプリング
時点及び基準時点間の差に対する尺度であるタイミング
エラー信号を最小にする制御ループが生成される。以下
に、タイミングエラー信号が実際にサンプリング時点及
び基準時点間の差に対する尺度であることを説明する。
次に受信機の入力信号は送信機により伝送された直角位
相信号に等しいとする。しかし、一般的に、伝送された
直角位相信号は方形波信号であるが、チャネル及び等化
手段でなされたフィルタリングの結果として、もしある
なら、受信機の入力での信号は特定の間隔でのある値を
時間でとりうるアナログ信号である。
時点及び基準時点間の差に対する尺度であるタイミング
エラー信号を最小にする制御ループが生成される。以下
に、タイミングエラー信号が実際にサンプリング時点及
び基準時点間の差に対する尺度であることを説明する。
次に受信機の入力信号は送信機により伝送された直角位
相信号に等しいとする。しかし、一般的に、伝送された
直角位相信号は方形波信号であるが、チャネル及び等化
手段でなされたフィルタリングの結果として、もしある
なら、受信機の入力での信号は特定の間隔でのある値を
時間でとりうるアナログ信号である。
【００１６】特定の間隔ｔ（２ｉＴ＜ｔ＜２ｉＴ＋２
Ｔ）で、以下の式が受信機の信号素子Ｓ1 ，Ｓ2 及び入
力パルスＳC にあてはまる：
Ｔ）で、以下の式が受信機の信号素子Ｓ1 ，Ｓ2 及び入
力パルスＳC にあてはまる：
【００１７】
【数１】
【００１８】ここで、ａ2i-1及びａ2iはデータ記号の群
からの２つのデータ記号であり、ｔは時間であり、Ｔは
２つのデータ記号間の平均時間間隔である。記号ａK は
可能な記号値Ｍの数が偶数である場合、値−（Ｍ−
１），−（Ｍ−３），…，−１，＋１，…，＋（Ｍ−
３），＋（Ｍ−１）を用いうるとする。記号Ｍの数が奇
数である場合、ａK は値−（Ｍ−１），−（Ｍ−３），
…，−２，０，２，…，（Ｍ−３），（Ｍ＋１）を用い
るとする。ゼロがクロック復元に対して用いられうる第
１及び第２の信号素子のゼロは夫々ｔ＝２ｉＴ＋Ｔ／２
及びｔ＝２ｉＴ＋Ｔに位置する。第１のサンプリング時
点が２ｉＴ＋Ｔ／２＋τに等しく、第２のサンプリング
時点が２ｉＴ＋Ｔ＋τに等しく、ここでτが基準時点及
びサンプリング時点間の偏差であるとすると、第１及び
第２のサンプル値は以下の如く表わされる：
からの２つのデータ記号であり、ｔは時間であり、Ｔは
２つのデータ記号間の平均時間間隔である。記号ａK は
可能な記号値Ｍの数が偶数である場合、値−（Ｍ−
１），−（Ｍ−３），…，−１，＋１，…，＋（Ｍ−
３），＋（Ｍ−１）を用いうるとする。記号Ｍの数が奇
数である場合、ａK は値−（Ｍ−１），−（Ｍ−３），
…，−２，０，２，…，（Ｍ−３），（Ｍ＋１）を用い
るとする。ゼロがクロック復元に対して用いられうる第
１及び第２の信号素子のゼロは夫々ｔ＝２ｉＴ＋Ｔ／２
及びｔ＝２ｉＴ＋Ｔに位置する。第１のサンプリング時
点が２ｉＴ＋Ｔ／２＋τに等しく、第２のサンプリング
時点が２ｉＴ＋Ｔ＋τに等しく、ここでτが基準時点及
びサンプリング時点間の偏差であるとすると、第１及び
第２のサンプル値は以下の如く表わされる：
【００１９】
【数２】
【００２０】期待された第１のサンプル値用尺度は記号
ａ2iの値である。受信機で利用されるａ2iの値に関する
決定
ａ2iの値である。受信機で利用されるａ2iの値に関する
決定
【００２１】
【外１】
【００２２】だけがあるので、この決定はａ2iの実値の
代わりに用いられる。簡略化の為、
代わりに用いられる。簡略化の為、
【００２３】
【外２】
【００２４】がａK に等しい以下の偏差であるとする。
２つの信号間の相関が乗算により決定されるとすると、
タイミングエラー信号は次式の如く表わされる：Ｖτ＝
ａ2i・ｓC （２ｉＴ＋Ｔ／２＋τ）。次に期待値Ｅ｛ｅ
ｉ｝は下式の如く表わされる：
２つの信号間の相関が乗算により決定されるとすると、
タイミングエラー信号は次式の如く表わされる：Ｖτ＝
ａ2i・ｓC （２ｉＴ＋Ｔ／２＋τ）。次に期待値Ｅ｛ｅ
ｉ｝は下式の如く表わされる：
【００２５】
【数３】
【００２６】ａ2i-1及びａ2iは相関されないとすると、
Ｅ｛ａ2i-1・ａ2i｝はゼロになる。タイミングエラー信
号の期待値に対して、下式が成り立つ：
Ｅ｛ａ2i-1・ａ2i｝はゼロになる。タイミングエラー信
号の期待値に対して、下式が成り立つ：
【００２７】
【数４】
【００２８】式(5) から、サンプリング時点を正しい方
向に調整するのに用いられるタイミングエラー信号が実
際得られることが分る。同様に、信号ａ2i-1・ｓC （Ｔ
＋τ）がサンプリング時点を調整するのに用いられるよ
う、ａ2i・ｓC （Ｔ／２＋τ）の期待値からその符号に
関してだけ異なる期待値を有するよう信号ａ2i-1・ｓC
（Ｔ＋τ）が示されうる。
向に調整するのに用いられるタイミングエラー信号が実
際得られることが分る。同様に、信号ａ2i-1・ｓC （Ｔ
＋τ）がサンプリング時点を調整するのに用いられるよ
う、ａ2i・ｓC （Ｔ／２＋τ）の期待値からその符号に
関してだけ異なる期待値を有するよう信号ａ2i-1・ｓC
（Ｔ＋τ）が示されうる。
【００２９】τが記号ａ2iに関する決定が正しいままで
あるような小さい値を有する場合、タイミングエラー信
号ｅｉは正しい値を有し、これによりサンプリング時点
が正しい方向に調整される。シミュレーションはτ（｜
τ｜＜Ｔ）より大きい値に対して、ａ2i+1・ｓC （Ｔ＋
τ）の期待値が悪いサンプリング時点で同期に導びく値
をもはや用いないことを示した。この性質は本発明の冗
長性により伝送装置のワード同期メカニズムの使用をも
たらす。
あるような小さい値を有する場合、タイミングエラー信
号ｅｉは正しい値を有し、これによりサンプリング時点
が正しい方向に調整される。シミュレーションはτ（｜
τ｜＜Ｔ）より大きい値に対して、ａ2i+1・ｓC （Ｔ＋
τ）の期待値が悪いサンプリング時点で同期に導びく値
をもはや用いないことを示した。この性質は本発明の冗
長性により伝送装置のワード同期メカニズムの使用をも
たらす。
【００３０】通信のＩＥＥＥトランザクション、ＣＯＭ
２４，１９７６年５月、５１６−５３６頁のケイ エイ
チ ミュラー及びエム ミュラーによるジャーナル論文
「ディジタル同期データ受信機のタイミング復元」にお
いて、理想的及び実際のサンプル又は決定時点間の差に
対する尺度であり、本発明によるタイミングエラー信号
とのある類似性を示すタイミングエラー信号が記述され
ていることが分かる。しかし、上記のジャーナル論文記
事は１つ以上の信号素子は用いられない順次のデータパ
ルスに対する受信機のクロック復元装置を示しており、
このジャーナル論文は同時に存在する２つ又はそれ以上
の異なる信号素子が用いられる装置を如何に扱うかを示
していない。
２４，１９７６年５月、５１６−５３６頁のケイ エイ
チ ミュラー及びエム ミュラーによるジャーナル論文
「ディジタル同期データ受信機のタイミング復元」にお
いて、理想的及び実際のサンプル又は決定時点間の差に
対する尺度であり、本発明によるタイミングエラー信号
とのある類似性を示すタイミングエラー信号が記述され
ていることが分かる。しかし、上記のジャーナル論文記
事は１つ以上の信号素子は用いられない順次のデータパ
ルスに対する受信機のクロック復元装置を示しており、
このジャーナル論文は同時に存在する２つ又はそれ以上
の異なる信号素子が用いられる装置を如何に扱うかを示
していない。
【００３１】本発明の更なる実施例はタイミングエラー
信号が第１のサンプル値の期待された第１のサンプル値
用尺度との間の相関及び第２のサンプル値及び期待され
た第２のサンプル値間の差に依存することを特徴とす
る。これらの特性の特徴は二進伝送の期待値が実質的に
実際の値に等しいタイミングエラー信号が得られること
を提供する。これは期待値の評価がより早くなされえ、
その結果、クロック復元回路が夫々より早くロックオン
しえ、又は伝送速度でより早い変動に追従しうるという
利点である。本実施例によるタイミングエラー信号がａ
2i・｛ｓ2 （ｔ）−ａ2i-1｝に等しいよう選択される場
合、式(1) から、ｅｉの実際の値に対して下式が得られ
る：
信号が第１のサンプル値の期待された第１のサンプル値
用尺度との間の相関及び第２のサンプル値及び期待され
た第２のサンプル値間の差に依存することを特徴とす
る。これらの特性の特徴は二進伝送の期待値が実質的に
実際の値に等しいタイミングエラー信号が得られること
を提供する。これは期待値の評価がより早くなされえ、
その結果、クロック復元回路が夫々より早くロックオン
しえ、又は伝送速度でより早い変動に追従しうるという
利点である。本実施例によるタイミングエラー信号がａ
2i・｛ｓ2 （ｔ）−ａ2i-1｝に等しいよう選択される場
合、式(1) から、ｅｉの実際の値に対して下式が得られ
る：
【００３２】
【数５】
【００３３】ａ2i-1による期間は確かに略ゼロに等しい
より小さいτに対してである。本発明の望ましい実施例
はタイミングエラー信号は第２のサンプル値の期待され
た第１のサンプル値用尺度との相関と、第１のサンプル
値の期待された第２のサンプル値用尺度との相関との間
の差に依存することを特徴とする。このタイミングエラ
ー信号は期待値が二進伝送の実際の値に等しいという性
質を有する。本実施例によるタイミングエラー信号がａ
2i・ｓC （２ｉＴ＋Ｔ／２＋τ）−ａ2i-1・ｓC （２ｉ
Ｔ＋Ｔ＋τ）に等しくなるよう選択される場合、式(1)
から、ｅｉの実際の値に対して下式が得られる：
より小さいτに対してである。本発明の望ましい実施例
はタイミングエラー信号は第２のサンプル値の期待され
た第１のサンプル値用尺度との相関と、第１のサンプル
値の期待された第２のサンプル値用尺度との相関との間
の差に依存することを特徴とする。このタイミングエラ
ー信号は期待値が二進伝送の実際の値に等しいという性
質を有する。本実施例によるタイミングエラー信号がａ
2i・ｓC （２ｉＴ＋Ｔ／２＋τ）−ａ2i-1・ｓC （２ｉ
Ｔ＋Ｔ＋τ）に等しくなるよう選択される場合、式(1)
から、ｅｉの実際の値に対して下式が得られる：
【００３４】
【数６】
【００３５】本発明の更なる実施例は受信機は第２のサ
ンプル値の期待された第１のサンプル値用尺度との相関
及び第１のサンプル値の期待された第２のサンプル用尺
度との相関の和、期待された第１のサンプル値用尺度の
期待された第２のサンプル値用尺度との相関に比例する
値間の差に比例する差信号に応じて第１のサンプリング
時点及び第２のサンプリング時点間の差を調整する調整
手段からなることを特徴とする。
ンプル値の期待された第１のサンプル値用尺度との相関
及び第１のサンプル値の期待された第２のサンプル用尺
度との相関の和、期待された第１のサンプル値用尺度の
期待された第２のサンプル値用尺度との相関に比例する
値間の差に比例する差信号に応じて第１のサンプリング
時点及び第２のサンプリング時点間の差を調整する調整
手段からなることを特徴とする。
【００３６】これらの特性の特徴は第１及び第２のサン
プリング時点間の差から偏差を補正する可能性を提供す
る。これらのような偏差は例えばクロック発生器部品の
公差の結果又は信号素子の理想的形成からの偏差であ
る。
プリング時点間の差から偏差を補正する可能性を提供す
る。これらのような偏差は例えばクロック発生器部品の
公差の結果又は信号素子の理想的形成からの偏差であ
る。
【００３７】
【実施例】本発明を同じ素子が同じ参照符号で示される
図面を参照して詳細に説明する。図１で示される伝送装
置は送信機２，チャネル４及び受信機６からなる。符号
化手段はここで符号器８，符号器１０及び加算回路１２
により構成される。符号器８の入力は第１のデータ記号
ａ2i-1を供給され、符号器１０の入力は１群のデータ記
号からの第２のデータ記号ａ2iを供給される。２つの符
号器８及び１０の出力は２つの一連の信号素子を結合す
る結合手段、この例では加算回路１２の入力に各々接続
される。加算回路１２の出力はチャネル４により受信機
６の入力に接続される。
図面を参照して詳細に説明する。図１で示される伝送装
置は送信機２，チャネル４及び受信機６からなる。符号
化手段はここで符号器８，符号器１０及び加算回路１２
により構成される。符号器８の入力は第１のデータ記号
ａ2i-1を供給され、符号器１０の入力は１群のデータ記
号からの第２のデータ記号ａ2iを供給される。２つの符
号器８及び１０の出力は２つの一連の信号素子を結合す
る結合手段、この例では加算回路１２の入力に各々接続
される。加算回路１２の出力はチャネル４により受信機
６の入力に接続される。
【００３８】受信機６の入力信号は等化器１４（適合又
は非適合）の入力に印加される。等化器１４の出力はサ
ンプリング手段、この例では２つのサンプリング回路１
６及び２０の入力に接続される。サンプリング回路１６
（２０）の出力は決定回路２６（３０）の入力に接続さ
れる。２つの決定回路２６及び３０の入力及び出力はタ
イミング手段２１の入力に接続される。これらのタイミ
ング手段は、タイミングエラー信号を決定する。この例
では位相検出器２８により構成される決定手段及びタイ
ミングエラー信号に応じてサンプリング時点を適合す
る。この例では低域通過フィルタ２２及び電圧制御発振
器１８である適合手段からなる。出力信号Ｖτを生ずる
位相検出器２８の第１の出力は低域通過フィルタ２２を
通って電圧制御発振器１８の周波数制御入力に接続され
る。電圧制御発振器は出力パルスを夫々第１及び第２の
サンプリング時点で生ずる２つの出力を有する。これら
の出力は夫々第１及び第２のサンプリング時点に接続さ
れる。タイミング手段は、必要により、第１及び第２の
サンプリング時点間の差を調整する調整手段からなって
よい。この目的の為、次に位相検出器２８は低域通過フ
ィルタ２４を通って電圧制御発振器１８の更なる制御入
力に接続される出力信号Ｖφを生ずる余分の出力を有す
る。
は非適合）の入力に印加される。等化器１４の出力はサ
ンプリング手段、この例では２つのサンプリング回路１
６及び２０の入力に接続される。サンプリング回路１６
（２０）の出力は決定回路２６（３０）の入力に接続さ
れる。２つの決定回路２６及び３０の入力及び出力はタ
イミング手段２１の入力に接続される。これらのタイミ
ング手段は、タイミングエラー信号を決定する。この例
では位相検出器２８により構成される決定手段及びタイ
ミングエラー信号に応じてサンプリング時点を適合す
る。この例では低域通過フィルタ２２及び電圧制御発振
器１８である適合手段からなる。出力信号Ｖτを生ずる
位相検出器２８の第１の出力は低域通過フィルタ２２を
通って電圧制御発振器１８の周波数制御入力に接続され
る。電圧制御発振器は出力パルスを夫々第１及び第２の
サンプリング時点で生ずる２つの出力を有する。これら
の出力は夫々第１及び第２のサンプリング時点に接続さ
れる。タイミング手段は、必要により、第１及び第２の
サンプリング時点間の差を調整する調整手段からなって
よい。この目的の為、次に位相検出器２８は低域通過フ
ィルタ２４を通って電圧制御発振器１８の更なる制御入
力に接続される出力信号Ｖφを生ずる余分の出力を有す
る。
【００３９】符号器８及び１０は印加されたデータ記号
ａ2i-1及びａ2iを夫々チャネルに亘って伝送さるべき信
号素子に符号化する。信号素子及び印加された記号間の
関係は用いられるチャネルコードにより決定される。よ
り多くの同時に伝送された信号素子を生じ本発明が用い
られる可能なチャネルコードの１つはビクスビィー及び
ケッチャムによる前記ジャーナル論文から一般に直角位
相コードと言われるものである。前記ジャーナル論文か
らの図４は直角位相コードが同時に伝送さるべき２つの
信号素子に対するコードであることを明確に示してい
る。
ａ2i-1及びａ2iを夫々チャネルに亘って伝送さるべき信
号素子に符号化する。信号素子及び印加された記号間の
関係は用いられるチャネルコードにより決定される。よ
り多くの同時に伝送された信号素子を生じ本発明が用い
られる可能なチャネルコードの１つはビクスビィー及び
ケッチャムによる前記ジャーナル論文から一般に直角位
相コードと言われるものである。前記ジャーナル論文か
らの図４は直角位相コードが同時に伝送さるべき２つの
信号素子に対するコードであることを明確に示してい
る。
【００４０】符号器８及び１０により発生された２つの
信号素子は加算回路１２により共に加算される。信号素
子の結合はチャネル４を介して受信機に伝送される。チ
ャネルは帯域通過特性を示す。チャネル４の出力信号は
チャネル４により生じた記号間干渉を完全に又は部分的
に等化する等化器１４に印加される。等化器１４の出力
信号の形はチャネル４及び等化器１４の伝達関数により
決定される。等化器１４の可能な実施例は、エレクトロ
ニクスレター、１９９０年１月４日、２６巻、１号、１
３−１５頁におけるジェー ダブリュー エム バーグ
マン及びエスミタによるジャーナル論文「直角位相変調
コードでの高密度ディジタル磁気記録装置用の２つの新
しい等化計画」から公知である。
信号素子は加算回路１２により共に加算される。信号素
子の結合はチャネル４を介して受信機に伝送される。チ
ャネルは帯域通過特性を示す。チャネル４の出力信号は
チャネル４により生じた記号間干渉を完全に又は部分的
に等化する等化器１４に印加される。等化器１４の出力
信号の形はチャネル４及び等化器１４の伝達関数により
決定される。等化器１４の可能な実施例は、エレクトロ
ニクスレター、１９９０年１月４日、２６巻、１号、１
３−１５頁におけるジェー ダブリュー エム バーグ
マン及びエスミタによるジャーナル論文「直角位相変調
コードでの高密度ディジタル磁気記録装置用の２つの新
しい等化計画」から公知である。
【００４１】しかし、第１の基準時点で第１の基準値を
適合する第１の信号素子及び第２の基準時点で第２の基
準値を適合する第２の信号素子の性質は、等化器の出力
信号に有効のままである。直角位相コードに対して２つ
のサンプリング時点間の差はＴ／２に等しく、ここでＴ
は記号ａ2i-1の記号レートの相反値である。直角位相コ
ードに対して、クランク軸コード及びヘデマンコードは
更に、１つの信号素子が極値を用い、一方他の信号素子
は基準値（０に等しい）を用いることが成り立つ。後者
の性質は送信機で伝送された記号の検出を簡易化する。
適合する第１の信号素子及び第２の基準時点で第２の基
準値を適合する第２の信号素子の性質は、等化器の出力
信号に有効のままである。直角位相コードに対して２つ
のサンプリング時点間の差はＴ／２に等しく、ここでＴ
は記号ａ2i-1の記号レートの相反値である。直角位相コ
ードに対して、クランク軸コード及びヘデマンコードは
更に、１つの信号素子が極値を用い、一方他の信号素子
は基準値（０に等しい）を用いることが成り立つ。後者
の性質は送信機で伝送された記号の検出を簡易化する。
【００４２】サンプリング回路１６及び２０による夫々
第１及び第２のサンプリング時点での等化器１４の出力
信号のサンプリングは夫々伝送された記号ａ2i-1及びａ
2iの値に関する決定
第１及び第２のサンプリング時点での等化器１４の出力
信号のサンプリングは夫々伝送された記号ａ2i-1及びａ
2iの値に関する決定
【００４３】
【外３】
【００４４】が簡単な決定回路２６及び３０により得ら
れる２つのサンプル値を生じる。位相検出器２８は伝送
された記号の値に関するサンプル値及び関連した決定を
基にタイミングエラー信号Ｖτ（及び必要によりタイミ
ングエラー信号Ｖφ）の値を決定する。このタイミング
エラー信号は低域通過フィルタ２２により平均化され
る。低域通過フィルタ２２の出力信号はサンプリング時
点が基準時点と一致するよう電圧制御発振器の周波数を
右方向に調整するのに用いられる。
れる２つのサンプル値を生じる。位相検出器２８は伝送
された記号の値に関するサンプル値及び関連した決定を
基にタイミングエラー信号Ｖτ（及び必要によりタイミ
ングエラー信号Ｖφ）の値を決定する。このタイミング
エラー信号は低域通過フィルタ２２により平均化され
る。低域通過フィルタ２２の出力信号はサンプリング時
点が基準時点と一致するよう電圧制御発振器の周波数を
右方向に調整するのに用いられる。
【００４５】図２のａ−１及び図２のｂ−１はそれらが
等化器の出力に、直角位相コードで生じるとしての信号
素子ａi 及びａi+1 を示す。これらの信号素子により実
質的に全ての記号間干渉が除去されるように配置され
る。その結果、各信号素子は関連した記号だけでなく、
次の記号にも又依存する。図２のｃ−１は関連したサン
プリング時点１及び２での等化器１４の全体出力信号、
即ち２つの信号素子の和を示す。
等化器の出力に、直角位相コードで生じるとしての信号
素子ａi 及びａi+1 を示す。これらの信号素子により実
質的に全ての記号間干渉が除去されるように配置され
る。その結果、各信号素子は関連した記号だけでなく、
次の記号にも又依存する。図２のｃ−１は関連したサン
プリング時点１及び２での等化器１４の全体出力信号、
即ち２つの信号素子の和を示す。
【００４６】図２のａ−２及び図２のｂ−２はある符号
間干渉が許される場合、等化器１４の出力に生じる信号
素子を示す。これらの信号素子はバーグマン及びミタに
よる前記ジャーナル論文の図３の「新計画１」による信
号素子に対応する。等化器は、記号間干渉が伝送された
記号ａ2i-1及びａ2iの値に関する決定に影響しないよ
う、基準時点での記号間干渉が０であり続けるように構
成される。第２の等化方法の利点はチャネルの必要な帯
域幅が第１の等化方法に対するよりかなり小さいという
ことである。このより小さい帯域幅は、ビットエラーレ
ートが第１の等化方法が実施される時、より小さくてよ
いよう、サンプリング回路１６及び１８の入力でより小
さい量の雑音を生ずる。より小さい帯域幅は又図２のｃ
−１及び図２のｃ−２間の差で明らかに顕著に示され
る。図２のｃ−２は図２のｃ−１より明らかに少ない高
周波数成分を含む。
間干渉が許される場合、等化器１４の出力に生じる信号
素子を示す。これらの信号素子はバーグマン及びミタに
よる前記ジャーナル論文の図３の「新計画１」による信
号素子に対応する。等化器は、記号間干渉が伝送された
記号ａ2i-1及びａ2iの値に関する決定に影響しないよ
う、基準時点での記号間干渉が０であり続けるように構
成される。第２の等化方法の利点はチャネルの必要な帯
域幅が第１の等化方法に対するよりかなり小さいという
ことである。このより小さい帯域幅は、ビットエラーレ
ートが第１の等化方法が実施される時、より小さくてよ
いよう、サンプリング回路１６及び１８の入力でより小
さい量の雑音を生ずる。より小さい帯域幅は又図２のｃ
−１及び図２のｃ−２間の差で明らかに顕著に示され
る。図２のｃ−２は図２のｃ−１より明らかに少ない高
周波数成分を含む。
【００４７】図３に示す如く、位相検出器１８の第１実
施例において、第２のサンプル値、この例では信号ＳC
（Ｔ＋τ）は、乗算回路４０の第１の入力に印加され、
期待された第１のサンプル値、この例では決定
施例において、第２のサンプル値、この例では信号ＳC
（Ｔ＋τ）は、乗算回路４０の第１の入力に印加され、
期待された第１のサンプル値、この例では決定
【００４８】
【外４】
【００４９】に対する尺度が印加される。乗算回路４０
は本発明による相関を決定する。次に乗算回路４０の出
力は式(5) に示される如き期待値を有するタイミングエ
ラー信号Ｖτを生じる。図４に示される如き位相検出器
１８の第２実施例において、第２のサンプル値、この例
において、信号ＳC （Ｔ／２＋τ）は乗算回路４２の第
１の入力に印加され、期待された第２のサンプル値に対
する尺度、この例において
は本発明による相関を決定する。次に乗算回路４０の出
力は式(5) に示される如き期待値を有するタイミングエ
ラー信号Ｖτを生じる。図４に示される如き位相検出器
１８の第２実施例において、第２のサンプル値、この例
において、信号ＳC （Ｔ／２＋τ）は乗算回路４２の第
１の入力に印加され、期待された第２のサンプル値に対
する尺度、この例において
【００５０】
【外５】
【００５１】は乗算回路４２の第２の入力に印加され
る。乗算回路４２の出力は式(5) による値に関して単に
符号の反転された期待値を有するタイミングエラー信号
Ｖτを生じる。乗算回路４２は本発明による相関を決定
する。乗算回路４２の出力信号をインバータ４４により
反転することで、図３に示される回路により得られたタ
イミングエラー信号に等しいタイミングエラー信号が得
られる。
る。乗算回路４２の出力は式(5) による値に関して単に
符号の反転された期待値を有するタイミングエラー信号
Ｖτを生じる。乗算回路４２は本発明による相関を決定
する。乗算回路４２の出力信号をインバータ４４により
反転することで、図３に示される回路により得られたタ
イミングエラー信号に等しいタイミングエラー信号が得
られる。
【００５２】図５において、タイミングエラー信号Ｖτ
の値はタイミングエラーτに対してプロットされる。こ
の図はＶτが間隔−Ｔ＜τ＜Ｔで位置されたτの値に対
して正の傾斜で１つ以上の０を有さないことを示す。こ
れは周波数制御ループが単に１つの安定したτの固定
値、即ちゼロがあることを提供することを意味する。図
６に示される如き位相検出器１８の第３実施例におい
て、第１のサンプル値、この場合例において信号Ｓ
C （Ｔ＋τ）は減算回路５０の正の入力に印加される。
信号
の値はタイミングエラーτに対してプロットされる。こ
の図はＶτが間隔−Ｔ＜τ＜Ｔで位置されたτの値に対
して正の傾斜で１つ以上の０を有さないことを示す。こ
れは周波数制御ループが単に１つの安定したτの固定
値、即ちゼロがあることを提供することを意味する。図
６に示される如き位相検出器１８の第３実施例におい
て、第１のサンプル値、この場合例において信号Ｓ
C （Ｔ＋τ）は減算回路５０の正の入力に印加される。
信号
【００５３】
【外６】
【００５４】の反転値は減算回路５０の負の入力に印加
される。減算回路５０の出力は乗算回路５２の第１の入
力に接続され、一方期待された第１のサンプル値の第１
の尺度、この例では決定
される。減算回路５０の出力は乗算回路５２の第１の入
力に接続され、一方期待された第１のサンプル値の第１
の尺度、この例では決定
【００５５】
【外７】
【００５６】は、乗算回路５２の第２の入力に印加され
る。次に乗算回路５２の出力はタイミングエラー信号Ｖ
τを生じる。図６に示される如き位相検出器により、式
(6) によるエラー尺度が得られる。期待された第１のサ
ンプル値用尺度を記号ａ2i-1の値に関する決定
る。次に乗算回路５２の出力はタイミングエラー信号Ｖ
τを生じる。図６に示される如き位相検出器により、式
(6) によるエラー尺度が得られる。期待された第１のサ
ンプル値用尺度を記号ａ2i-1の値に関する決定
【００５７】
【外８】
【００５８】に等しいとする。次に減算回路５０の出力
信号は
信号は
【００５９】
【外９】
【００６０】に等しい。決定
【００６１】
【外１０】
【００６２】が正しい場合、
【００６３】
【外１１】
【００６４】はａ2i-1に等しく、減算回路５０の出力信
号はａ2i-1−ａ2i-1・cos （πτ／Ｔ）−ａ2i・sin
（πτ／Ｔ）＝２・ａ2i-1・sin2（πτ／２Ｔ）−ａ2i
・sin （πτ／Ｔ））に等しい。乗算回路５２の出力信
号は２・ａ2i-1・ａ2i・sin2（πτ／２Ｔ）−ａ2i 2 ・
sin （πτ／Ｔ）に等しい。このタイミングエラー信号
は式(6) によるタイミングエラー信号に等しい。
号はａ2i-1−ａ2i-1・cos （πτ／Ｔ）−ａ2i・sin
（πτ／Ｔ）＝２・ａ2i-1・sin2（πτ／２Ｔ）−ａ2i
・sin （πτ／Ｔ））に等しい。乗算回路５２の出力信
号は２・ａ2i-1・ａ2i・sin2（πτ／２Ｔ）−ａ2i 2 ・
sin （πτ／Ｔ）に等しい。このタイミングエラー信号
は式(6) によるタイミングエラー信号に等しい。
【００６５】図７に示す如き位相検出器１８の第４実施
例において、第１のサンプル値、この例において入力信
号ＳC （Ｔ＋τ＋φ）は、乗算回路６４の第１の入力に
印加される。第２のサンプル値、この例において入力信
号ＳC （Ｔ／２＋τ−φ）は、乗算回路６２の第１の入
力に印加される。期待された第１のサンプル値用尺度、
この例において記号ａ2i-1に関する決定
例において、第１のサンプル値、この例において入力信
号ＳC （Ｔ＋τ＋φ）は、乗算回路６４の第１の入力に
印加される。第２のサンプル値、この例において入力信
号ＳC （Ｔ／２＋τ−φ）は、乗算回路６２の第１の入
力に印加される。期待された第１のサンプル値用尺度、
この例において記号ａ2i-1に関する決定
【００６６】
【外１２】
【００６７】は、乗算回路６２の第２の入力に印加され
る。期待された第２のサンプル値用尺度、この例におい
て記号ａ2iに関する決定
る。期待された第２のサンプル値用尺度、この例におい
て記号ａ2iに関する決定
【００６８】
【外１３】
【００６９】は乗算回路６４の第２の入力に印加され
る。乗算回路６２の出力は減算回路６６の負の入力及び
加算回路６８の第１の入力に接続される。乗算回路６４
の出力は減算回路６６の正の入力及び加算回路６８の第
２の入力に接続される。減算回路６６の出力はタイミン
グエラー信号Ｖτを生じる。
る。乗算回路６２の出力は減算回路６６の負の入力及び
加算回路６８の第１の入力に接続される。乗算回路６４
の出力は減算回路６６の正の入力及び加算回路６８の第
２の入力に接続される。減算回路６６の出力はタイミン
グエラー信号Ｖτを生じる。
【００７０】
【外１４】
【００７１】に等しい信号は加算回路６８の第３の入力
に印加される。加算回路６８の出力は差分信号Ｖφを生
じる。図７に示す如き位相検出器において、サンプリン
グ時点及び基準時点間の差の他に、２つのサンプリング
時点間の差及びこの差の理想的値の偏差もあるとする。
この偏差は第１のサンプリング時点のエラー＋φ及び第
２のサンプリング時点のエラー−φを導入することで考
慮されうる。２つのサンプル値に対して、以下の値が直
角位相コードの実施の例として式(1) から得られうる：
に印加される。加算回路６８の出力は差分信号Ｖφを生
じる。図７に示す如き位相検出器において、サンプリン
グ時点及び基準時点間の差の他に、２つのサンプリング
時点間の差及びこの差の理想的値の偏差もあるとする。
この偏差は第１のサンプリング時点のエラー＋φ及び第
２のサンプリング時点のエラー−φを導入することで考
慮されうる。２つのサンプル値に対して、以下の値が直
角位相コードの実施の例として式(1) から得られうる：
【００７２】
【数７】
【００７３】式(8) から乗算回路６２の次の出力信号Ｕ
62が得られる：
62が得られる：
【００７４】
【数８】
【００７５】式(9) から乗算回路６４の次の出力信号Ｕ
64が得られる：
64が得られる：
【００７６】
【数９】
【００７７】ａ2i-1及びａ2iの期待値が等しいとする
と、減算回路６６の出力信号の期待値Ｅ｛Ｕ66｝が次の
如くになる：
と、減算回路６６の出力信号の期待値Ｅ｛Ｕ66｝が次の
如くになる：
【００７８】
【数１０】
【００７９】τ及びφのより小さい値に対して、式(12)
は式(5) に変換され、これにより実際、電圧制御発振器
の周波数調整用の適切なタイミングエラー信号が得られ
る。加算回路６８の出力信号の期待値Ｅ｛Ｕ68｝に対し
て、同様に次式が得られる：
は式(5) に変換され、これにより実際、電圧制御発振器
の周波数調整用の適切なタイミングエラー信号が得られ
る。加算回路６８の出力信号の期待値Ｅ｛Ｕ68｝に対し
て、同様に次式が得られる：
【００８０】
【数１１】
【００８１】τ及びφのより小さい値に対して式(13)は
下式に変換される：
下式に変換される：
【００８２】
【数１２】
【００８３】信号Ｕ68はエラーφに対する尺度であり、
２つのサンプリング時点間の差を調整するのに用いられ
る。例えば電圧制御発振器１８の出力ブランチの１つに
挿入された位相シフターによりなされる。同時に伝送さ
れた信号素子を生じ、本発明が同様に実行される他のコ
ードは例えば「クランク軸コード」及び「ヘーデマンコ
ード」である。「クランク軸コード」はエレクトロニク
スレター、１９８４年６月、２０巻、１５号においてピ
ージェー ダブリュ パン ジャーウエン、ダブリュ
エイ エム スニジャー及びエヌ エイ エム バーホ
エクスによるジャーナル論文「「クランク軸符号化」を
基にしたマルチベアーケーブル用デュアルディジタル伝
送装置」から公知である。ヘーデマンコードは通信のＩ
ＥＥＥ会議、ＣＯＭ−３１巻、１号、１９８３年１月、
１０５−１１０頁におけるアール ダブリュ ウッドに
よるジャーナル論文「ヘーデマンＨ−１，Ｈ−２及びＨ
−３コードの特性に関する更なるコメント」から公知で
ある。 わずかな変換を受けた時、本発明は前記の「ク
ランク軸コード」に対し用いられてもよい。この目的の
為、発振器１８はｔ1 及びｔ 2 間の時間差がＴ／４に等
しく、Ｔが「クランク軸コード」の信号素子の期間であ
るよう構成される。
２つのサンプリング時点間の差を調整するのに用いられ
る。例えば電圧制御発振器１８の出力ブランチの１つに
挿入された位相シフターによりなされる。同時に伝送さ
れた信号素子を生じ、本発明が同様に実行される他のコ
ードは例えば「クランク軸コード」及び「ヘーデマンコ
ード」である。「クランク軸コード」はエレクトロニク
スレター、１９８４年６月、２０巻、１５号においてピ
ージェー ダブリュ パン ジャーウエン、ダブリュ
エイ エム スニジャー及びエヌ エイ エム バーホ
エクスによるジャーナル論文「「クランク軸符号化」を
基にしたマルチベアーケーブル用デュアルディジタル伝
送装置」から公知である。ヘーデマンコードは通信のＩ
ＥＥＥ会議、ＣＯＭ−３１巻、１号、１９８３年１月、
１０５−１１０頁におけるアール ダブリュ ウッドに
よるジャーナル論文「ヘーデマンＨ−１，Ｈ−２及びＨ
−３コードの特性に関する更なるコメント」から公知で
ある。 わずかな変換を受けた時、本発明は前記の「ク
ランク軸コード」に対し用いられてもよい。この目的の
為、発振器１８はｔ1 及びｔ 2 間の時間差がＴ／４に等
しく、Ｔが「クランク軸コード」の信号素子の期間であ
るよう構成される。
【００８４】ヘーデマンＨ２コードが、ウッドによる前
記ジャーナル論文から明らかな如く、直角位相コードに
対し変数であるので、本発明による受信機はＨ２コード
に対して不変で用いられてよい。ヘーデマンＨ３コード
は３つの信号素子が同時に伝送されるコードである。信
号素子は３Ｔの期間を有する。Ｈ３コードにおいて、本
発明による受信機を変えずに用いることも或いは可能で
あるが、その場合、ワード同期メカニズムが追加さるべ
きである。１つでなく２つのタイミングエラー信号がゼ
ロに設定される場合、ワード同期メカニズムは省略され
てよい。次にこれらのタイミングエラー信号は例えば下
式となる。
記ジャーナル論文から明らかな如く、直角位相コードに
対し変数であるので、本発明による受信機はＨ２コード
に対して不変で用いられてよい。ヘーデマンＨ３コード
は３つの信号素子が同時に伝送されるコードである。信
号素子は３Ｔの期間を有する。Ｈ３コードにおいて、本
発明による受信機を変えずに用いることも或いは可能で
あるが、その場合、ワード同期メカニズムが追加さるべ
きである。１つでなく２つのタイミングエラー信号がゼ
ロに設定される場合、ワード同期メカニズムは省略され
てよい。次にこれらのタイミングエラー信号は例えば下
式となる。
【００８５】
【外１５】
【００８６】図６に示される位相検出器が用いられる
時、タイミングエラーτ及びφの小さい値への収束が時
々具体化しないことをシュミレーションは示した。これ
は伝送された信号に関してなされた決定が誤りであるほ
ど大きいτ及びφの初期値に起因する。種々の解決策は
収束の具体化をしないのを避けることが可能である。
時、タイミングエラーτ及びφの小さい値への収束が時
々具体化しないことをシュミレーションは示した。これ
は伝送された信号に関してなされた決定が誤りであるほ
ど大きいτ及びφの初期値に起因する。種々の解決策は
収束の具体化をしないのを避けることが可能である。
【００８７】第１の解決策は有用なデータ以前に公知の
訓練シーケンスを伝送することである。著しく適切な訓
練シーケンスは記号のシーケンス＋１，＋１，−１，−
１，＋１，＋１等である。その例において、検出された
記号の代わりに既に公知のトレーニングシーケンス記号
がタイミングエラーτ及びφを決定する為、受信機で用
いられる。前記のトレーニングシーケンスが用いられる
時、常にτ及びφの初期値に関係なく収束されることを
シュミレーションは示す。
訓練シーケンスを伝送することである。著しく適切な訓
練シーケンスは記号のシーケンス＋１，＋１，−１，−
１，＋１，＋１等である。その例において、検出された
記号の代わりに既に公知のトレーニングシーケンス記号
がタイミングエラーτ及びφを決定する為、受信機で用
いられる。前記のトレーニングシーケンスが用いられる
時、常にτ及びφの初期値に関係なく収束されることを
シュミレーションは示す。
【００８８】収束の問題への第２の解決策はエラー信号
φを一定値に、乗算回路６２の出力信号を収束位相中０
に設定することにより得られる。これは実際に図３に示
される如き回路を提供する。第３の解決策は取得位相中
ヒステリシス素子によりタイミングエラー信号Ｖτから
得られたタイミングエラー信号Ｖτ’を得る。ヒステリ
シス素子の影響下でサンプリング時点が一般的に単一方
向に調整され、その結果τの値は自動的に時間で得ら
れ、その値は０モジューロ２Ｔに等しい。又この方法に
おいて、φの値は一定値に設定さるべきである。
φを一定値に、乗算回路６２の出力信号を収束位相中０
に設定することにより得られる。これは実際に図３に示
される如き回路を提供する。第３の解決策は取得位相中
ヒステリシス素子によりタイミングエラー信号Ｖτから
得られたタイミングエラー信号Ｖτ’を得る。ヒステリ
シス素子の影響下でサンプリング時点が一般的に単一方
向に調整され、その結果τの値は自動的に時間で得ら
れ、その値は０モジューロ２Ｔに等しい。又この方法に
おいて、φの値は一定値に設定さるべきである。
【図１】本発明による伝送装置のブロック図を示す図で
ある。
ある。
【図２】図１でのサンプリング回路１６及び２０の入力
で生じる信号の信号変化及びこの信号からなる信号素子
を示す図である。
で生じる信号の信号変化及びこの信号からなる信号素子
を示す図である。
【図３】図１に示される位相検出器１８の第１実施例を
示す図である。
示す図である。
【図４】図１に示される位相検出器１８の第２実施例を
示す図である。
示す図である。
【図５】図３又は図４に示される如き位相検出器が用い
られる時τの関数としてのタイミングエラー信号Ｖτの
値を示す図である。
られる時τの関数としてのタイミングエラー信号Ｖτの
値を示す図である。
【図６】図１に示される位相検出器１８の第３実施例を
示す図である。
示す図である。
【図７】図１に示される位相検出器１８の第４実施例を
示す図である。
示す図である。
２ 送信機 ４ チャネル ６ 受信機 ８，１０ 符号器 １２，６８ 加算回路 １４ 等化器 １６，２０ サンプリング回路 １８ 電圧制御発振器 ２１ タイミング手段 ２２，２４ 低域通過フィルタ ２６，３０ 決定回路 ２８ 位相検出器 ４０，４２，５２，６２，６４ 乗算回路 ５０，６６ 減算回路
Claims (10)
- 【請求項１】 第１の一連のデータ記号を第１の一連の
信号素子に符号化する第１の符号化手段と、第２の一連
のデータ記号を第２の一連の信号素子に符号化する第２
の符号化手段とからなり、第１の一連のデータ記号及び
第１の一連の信号素子間の関係は第２の一連のデータ記
号と第２の一連の信号素子間の関係と異なり、２つの一
連の信号素子を一連のデータパルスに結合する結合手段
を含む送信機と、データパルスを受信機に伝送するチャ
ネルとからなり、受信機の入力で、第１の一連の信号素
子が第１の一連の基準時点で第１の基準値を有し、第２
の一連の信号素子が第２の一連の基準時点で第２の基準
値を有する受信された信号が存在し、受信機は夫々第１
又は第２の一連のサンプリング時点で受信された信号の
第１又は第２のサンプル値を夫々決定するサンプリング
手段と、サンプリング時点をデータパルスから引き出す
タイミング手段とからなる伝送装置であって、タイミン
グ手段は第２のサンプル値と期待された第１のサンプル
値用尺度との間の相関に依存するタイミングエラー信号
を決定する手段からなり、該タイミング手段はタイミン
グエラー信号に応じてサンプリング時点を調整する調整
手段を更に含むことを特徴とする伝送装置。 - 【請求項２】 タイミングエラー信号は期待された第１
のサンプル値用尺度と、第２のサンプル値及び期待され
た第２のサンプル値間の差との間の相関に依存すること
を特徴とする請求項１記載の伝送装置。 - 【請求項３】 タイミングエラー信号は、第２のサンプ
ル値の期待された第１のサンプル値用尺度との相関と、
第１のサンプル値の期待された第２のサンプル値用尺度
との相関との間の差に依存することを特徴とする請求項
１記載の伝送装置。 - 【請求項４】 第２の信号素子はスケールされ、時間シ
フトされた第１の信号素子に等しく、期待されたサンプ
ル値用尺度はこのサンプル値の量子化値に等しいことを
特徴とする請求項１，２又は３記載の伝送装置。 - 【請求項５】 受信機は第２のサンプル値の期待された
第１のサンプル値用尺度との相関及び第１のサンプル値
の期待された第２のサンプル値用尺度との相関の和、期
待された第１のサンプル値用尺度の期待された第２のサ
ンプル値用尺度との相関に比例する値間の差に比例する
差信号に応じて第１のサンプリング時点及び第２のサン
プリング時点間の差を調整する調整手段からなることを
特徴とする請求項１，２，３又は４のうちいずれか一項
記載の伝送装置。 - 【請求項６】 送信機は既知のデータ記号群を順次伝送
する手段からなり、２つの順次のデータ記号群の信号素
子の記号は互いに反対であり、受信機は既知の記号値か
ら期待されたサンプル値用尺度を得る取得手段からなる
ことを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記
載の伝送装置。 - 【請求項７】 タイミングエラー信号は第２のサンプル
値及び期待された第１のサンプル値用尺度間の相関とサ
ンプリング時点の取得の役だけ第１のサンプル値及び期
待された第２のサンプル値用尺度間の相関に依存するこ
とを特徴とする請求項１記載の伝送装置。 - 【請求項８】 受信機がタイミングエラー信号を基に得
られたタイミングエラー信号を決定する符号化手段から
なり、一方符号化手段の移送がヒステリシスを示すこと
を特徴とする請求項１，２，３又は４のうちいずれか一
項記載の伝送装置。 - 【請求項９】 信号素子は直角位相信号素子であること
を特徴とする請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の
伝送装置。 - 【請求項１０】 請求項１乃至９のうちいずれか一項記
載の伝送装置に用いられる受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92200530 | 1992-02-24 | ||
| NL92200530:1 | 1992-02-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614071A true JPH0614071A (ja) | 1994-01-21 |
| JP3390198B2 JP3390198B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=8210443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02934093A Expired - Fee Related JP3390198B2 (ja) | 1992-02-24 | 1993-02-18 | 伝送装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5426671A (ja) |
| EP (1) | EP0558118B1 (ja) |
| JP (1) | JP3390198B2 (ja) |
| AT (1) | ATE166485T1 (ja) |
| DE (1) | DE69318594T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3382745B2 (ja) * | 1995-02-24 | 2003-03-04 | 松下電器産業株式会社 | データ再生方法およびデータ再生装置 |
| FR2736231A1 (fr) * | 1995-06-28 | 1997-01-03 | Trt Telecom Radio Electr | Systeme de communication numerique comportant un recepteur dote d'un dispositif de recuperation de rythme |
| JP3414558B2 (ja) * | 1995-08-25 | 2003-06-09 | 沖電気工業株式会社 | 最大相関値タイミング推定回路及び受信装置 |
| US5774508A (en) * | 1996-01-02 | 1998-06-30 | Motorola, Inc. | Data synchronizer phase detector and method of operation thereof |
| US6853695B1 (en) * | 1999-10-27 | 2005-02-08 | Paradyne Corporation | System and method for deriving symbol timing |
| US6577243B1 (en) * | 1999-12-14 | 2003-06-10 | Alan J. Brown | Method and apparatus for tracing remote ends of networking cables |
| US20050047537A1 (en) * | 2003-08-29 | 2005-03-03 | Ting-Yuan Cheng | Method and system of signal path tracking |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59161149A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Nec Corp | タイミング同期回路 |
| US4866739A (en) * | 1988-02-22 | 1989-09-12 | Silicon Systems, Inc. | Digital fast recovery timing algorithm |
| US5259005A (en) * | 1992-03-26 | 1993-11-02 | Motorola, Inc. | Apparatus for and method of synchronizing a clock signal |
-
1993
- 1993-02-16 EP EP93200422A patent/EP0558118B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-02-16 AT AT93200422T patent/ATE166485T1/de active
- 1993-02-16 DE DE69318594T patent/DE69318594T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-02-18 US US08/018,991 patent/US5426671A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-02-18 JP JP02934093A patent/JP3390198B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0558118A3 (ja) | 1995-05-10 |
| JP3390198B2 (ja) | 2003-03-24 |
| US5426671A (en) | 1995-06-20 |
| ATE166485T1 (de) | 1998-06-15 |
| DE69318594T2 (de) | 1998-11-26 |
| DE69318594D1 (de) | 1998-06-25 |
| EP0558118A2 (en) | 1993-09-01 |
| EP0558118B1 (en) | 1998-05-20 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |