JPH0614209A - 糸巻歪補正回路 - Google Patents
糸巻歪補正回路Info
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- JPH0614209A JPH0614209A JP4193281A JP19328192A JPH0614209A JP H0614209 A JPH0614209 A JP H0614209A JP 4193281 A JP4193281 A JP 4193281A JP 19328192 A JP19328192 A JP 19328192A JP H0614209 A JPH0614209 A JP H0614209A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＣＲＴ表示装置の糸巻歪の補正において、帰
線期間の短縮化に対応し、精密で安定な糸巻歪の補正を
行う。 【構成】 ダイオードＤ１とトランジスタＱ２で構成さ
れる電流ミラー回路２１と、定電流源Ｓ２とスイッチン
グトランジスタＱ３，Ｑ４で構成される電流切換回路２
２を設ける。これらの回路から出力される電流によりコ
ンデンサ１３を充放電する。コンデンサ１３の端子電圧
を閾値ＶL ，ＶH を持つ２つの電圧比較回路１４，１５
に与える。電圧比較回路１４，１５の出力によってＦＦ
１８をセット及びリセットし、電流切換回路２２に切換
信号を出力する。コンデンサ１３で生成された三角波を
波形変換回路に与え、略放物線波形を作り、ＣＲＴの糸
巻歪を高精度に補正する。
線期間の短縮化に対応し、精密で安定な糸巻歪の補正を
行う。 【構成】 ダイオードＤ１とトランジスタＱ２で構成さ
れる電流ミラー回路２１と、定電流源Ｓ２とスイッチン
グトランジスタＱ３，Ｑ４で構成される電流切換回路２
２を設ける。これらの回路から出力される電流によりコ
ンデンサ１３を充放電する。コンデンサ１３の端子電圧
を閾値ＶL ，ＶH を持つ２つの電圧比較回路１４，１５
に与える。電圧比較回路１４，１５の出力によってＦＦ
１８をセット及びリセットし、電流切換回路２２に切換
信号を出力する。コンデンサ１３で生成された三角波を
波形変換回路に与え、略放物線波形を作り、ＣＲＴの糸
巻歪を高精度に補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は陰極線管（以下ＣＲＴと
略す）を用いた走査型表示装置の糸巻歪補正回路に関す
るものである。
略す）を用いた走査型表示装置の糸巻歪補正回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年ＣＲＴを用いた表示装置は、テレビ
ジョン受像機ばかりでなくコンピュータ用の表示装置と
して広く利用されている。特にコンピュータ用として使
用される表示装置は、画面の歪がないように表示する必
要がある。又画面表示密度の向上に伴い非常に短い帰線
期間の間に糸巻歪の補正波形が安定することが要求され
ている。このためＣＲＴ特有の画面周辺の糸巻歪を補正
する糸巻歪補正回路には、精密な補正波形を発生するこ
とが要求される。
ジョン受像機ばかりでなくコンピュータ用の表示装置と
して広く利用されている。特にコンピュータ用として使
用される表示装置は、画面の歪がないように表示する必
要がある。又画面表示密度の向上に伴い非常に短い帰線
期間の間に糸巻歪の補正波形が安定することが要求され
ている。このためＣＲＴ特有の画面周辺の糸巻歪を補正
する糸巻歪補正回路には、精密な補正波形を発生するこ
とが要求される。
【０００３】図４は従来の糸巻歪補正回路の構成例を示
すブロック図であり、図５はその動作を示す信号波形図
である。図４において鋸歯状波発生回路１は、図５
（ａ）に示す映像の垂直同期信号に同期した鋸歯状波を
発生する回路である。図６はこの鋸歯状波発生回路１の
構成例を示す回路図である。
すブロック図であり、図５はその動作を示す信号波形図
である。図４において鋸歯状波発生回路１は、図５
（ａ）に示す映像の垂直同期信号に同期した鋸歯状波を
発生する回路である。図６はこの鋸歯状波発生回路１の
構成例を示す回路図である。
【０００４】図６において、電源Ｖcc，定電流源Ｓ１，
スイッチング用のトランジスタＱ１が夫々直列に接続さ
れる。又トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間にコ
ンデンサＣ１が接続される。トランジスタＱ１のベース
に図５（ａ）に示すように時刻t0で垂直同期信号が入力
されると、コンデンサＣ１の電荷はトランジスタＱ１を
介して急速に放電される。又垂直同期信号がオフとなる
と、電源Ｖccから定電流源Ｓ１によりコンデンサＣ１が
充電される。このため図５（ｂ）に示すように次の垂直
同期信号が入力されるまで、コンデンサＣ１の電圧が上
昇し、その両端から鋸歯状波信号が出力される。この鋸
歯状波信号は図４の絶対値回路２に与えられ、図５
（ｂ）の一点鎖線で示す中点電圧ＶM より下側の波形が
折り返される。次に絶対値回路２で三角波に変換された
信号は波形変換回路３に出力される。
スイッチング用のトランジスタＱ１が夫々直列に接続さ
れる。又トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間にコ
ンデンサＣ１が接続される。トランジスタＱ１のベース
に図５（ａ）に示すように時刻t0で垂直同期信号が入力
されると、コンデンサＣ１の電荷はトランジスタＱ１を
介して急速に放電される。又垂直同期信号がオフとなる
と、電源Ｖccから定電流源Ｓ１によりコンデンサＣ１が
充電される。このため図５（ｂ）に示すように次の垂直
同期信号が入力されるまで、コンデンサＣ１の電圧が上
昇し、その両端から鋸歯状波信号が出力される。この鋸
歯状波信号は図４の絶対値回路２に与えられ、図５
（ｂ）の一点鎖線で示す中点電圧ＶM より下側の波形が
折り返される。次に絶対値回路２で三角波に変換された
信号は波形変換回路３に出力される。
【０００５】波形変換回路３は入力された三角波を略放
物線波形（パラボラ波形）に変換する回路で、例えば複
数のダイオードを用いた折線近似回路又は乗算回路等に
より構成される。波形変換回路３の出力は図５（ｄ）に
示すようなパラボラ波形となり、水平偏向回路４に与え
られる。水平偏向回路４は水平同期信号に同期して鋸歯
状波電流を水平偏向コイル５に与える回路である。水平
偏向回路４はＣＲＴの左右の糸巻歪を補正するため、波
形変換回路３の出力するパラボラ信号により、偏向電流
の振幅を変調する。図５（ｅ）はこのように変調された
鋸歯状波の偏向電流波形であり、この電流が水平偏向コ
イル５に与えられる。こうすればＣＲＴ６の中央部で水
平走査幅が縮小されるという左右の糸巻歪が補正され
る。
物線波形（パラボラ波形）に変換する回路で、例えば複
数のダイオードを用いた折線近似回路又は乗算回路等に
より構成される。波形変換回路３の出力は図５（ｄ）に
示すようなパラボラ波形となり、水平偏向回路４に与え
られる。水平偏向回路４は水平同期信号に同期して鋸歯
状波電流を水平偏向コイル５に与える回路である。水平
偏向回路４はＣＲＴの左右の糸巻歪を補正するため、波
形変換回路３の出力するパラボラ信号により、偏向電流
の振幅を変調する。図５（ｅ）はこのように変調された
鋸歯状波の偏向電流波形であり、この電流が水平偏向コ
イル５に与えられる。こうすればＣＲＴ６の中央部で水
平走査幅が縮小されるという左右の糸巻歪が補正され
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な構成では、鋸歯状波発生回路１においてトランジスタ
Ｑ１の導通時の内部抵抗のため、コンデンサＣ１の放電
時間は有限の値となる。即ち図５（ａ）において時刻t0
で垂直同期信号がトランジスタＱ１に入力されても、図
５（ｂ）に示すようにコンデンサＣ１の電荷を所定の電
圧レベルまで放電するのに過渡時間t r を必要とする。
このため図５（ｂ）に示す鋸歯状波を中点電圧ＶM で折
り返すと、図５（ｃ）に示すように三角波の頂点部でＶ
字状の切れ目が生じる。この信号を波形変換回路３に出
力すると、図５（ｄ）に示すようなパラボラ信号が生成
される。従ってこのパラボラ信号を水平偏向回路４に与
えると、図５（ｅ）に示すように偏向電流の振幅が垂直
同期信号の発生する時刻で凸状に変形する。
な構成では、鋸歯状波発生回路１においてトランジスタ
Ｑ１の導通時の内部抵抗のため、コンデンサＣ１の放電
時間は有限の値となる。即ち図５（ａ）において時刻t0
で垂直同期信号がトランジスタＱ１に入力されても、図
５（ｂ）に示すようにコンデンサＣ１の電荷を所定の電
圧レベルまで放電するのに過渡時間t r を必要とする。
このため図５（ｂ）に示す鋸歯状波を中点電圧ＶM で折
り返すと、図５（ｃ）に示すように三角波の頂点部でＶ
字状の切れ目が生じる。この信号を波形変換回路３に出
力すると、図５（ｄ）に示すようなパラボラ信号が生成
される。従ってこのパラボラ信号を水平偏向回路４に与
えると、図５（ｅ）に示すように偏向電流の振幅が垂直
同期信号の発生する時刻で凸状に変形する。
【０００７】近年バリアブルスキャンレートの表示装置
において水平及び垂直同期の周波数が高くなっている。
そのためこのような帰線期間内の補正波形に凸状の歪が
生じると、表示装置の偏向動作が不安定になるという問
題を生じていた。
において水平及び垂直同期の周波数が高くなっている。
そのためこのような帰線期間内の補正波形に凸状の歪が
生じると、表示装置の偏向動作が不安定になるという問
題を生じていた。
【０００８】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、帰線期間の短縮に対応して過渡
歪みの発生しない安定した糸巻歪補正回路を提供するこ
とを目的とする。
なされたものであって、帰線期間の短縮に対応して過渡
歪みの発生しない安定した糸巻歪補正回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、表示画面の走査周期に同期した三角波を発生する三
角波発生回路と、三角波を略放物線波形に変換する波形
変換回路とを具備し、略放物線波形を用いて偏向電流を
振幅変調することにより表示画面の糸巻歪を補正する陰
極線管表示装置の糸巻歪補正回路であって、三角波発生
回路は、波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサ
と、コンデンサの充放電を交互に切り換える定電流充放
電回路と、コンデンサの端子電圧と第１の基準電源、こ
れより高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第
１，第２の基準電圧に達したときに定電流充放電回路に
夫々充電及び放電の制御信号を出力する電圧比較回路
と、を具備することを特徴とするものである。
は、表示画面の走査周期に同期した三角波を発生する三
角波発生回路と、三角波を略放物線波形に変換する波形
変換回路とを具備し、略放物線波形を用いて偏向電流を
振幅変調することにより表示画面の糸巻歪を補正する陰
極線管表示装置の糸巻歪補正回路であって、三角波発生
回路は、波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサ
と、コンデンサの充放電を交互に切り換える定電流充放
電回路と、コンデンサの端子電圧と第１の基準電源、こ
れより高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第
１，第２の基準電圧に達したときに定電流充放電回路に
夫々充電及び放電の制御信号を出力する電圧比較回路
と、を具備することを特徴とするものである。
【００１０】本願の請求項２の発明は、表示画面の走査
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、オン・オ
フ信号により一定電流を電源より負荷に充電又は遮断す
る定電流充電回路と、定電流充電回路と直列に接続さ
れ、オン・オフ信号により一定電流を負荷から放電又は
遮断する定電流放電回路と、定電流充電回路と定電流放
電回路の共通接続端が一方の端子に接続され、他端が接
地されたコンデンサと、コンデンサの電圧が第１の基準
電源の電圧に達したときに信号を出力する第１の電圧比
較回路と、コンデンサの電圧が第１の基準電源より高い
第２の基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電
圧比較回路と、第１の電圧比較回路の出力でセットさ
れ、第２の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのＱ
及びＱバー出力を夫々定電流充電回路及び定電流放電回
路の制御端子に供給するフリップフロップと、を具備す
ることを特徴とするものである。
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、オン・オ
フ信号により一定電流を電源より負荷に充電又は遮断す
る定電流充電回路と、定電流充電回路と直列に接続さ
れ、オン・オフ信号により一定電流を負荷から放電又は
遮断する定電流放電回路と、定電流充電回路と定電流放
電回路の共通接続端が一方の端子に接続され、他端が接
地されたコンデンサと、コンデンサの電圧が第１の基準
電源の電圧に達したときに信号を出力する第１の電圧比
較回路と、コンデンサの電圧が第１の基準電源より高い
第２の基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電
圧比較回路と、第１の電圧比較回路の出力でセットさ
れ、第２の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのＱ
及びＱバー出力を夫々定電流充電回路及び定電流放電回
路の制御端子に供給するフリップフロップと、を具備す
ることを特徴とするものである。
【００１１】本願の請求項３の発明は、表示画面の走査
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、波形変換
回路に電圧信号を出力するコンデンサと、負荷側のトラ
ンジスタがコンデンサの一端に接続された電流ミラー回
路と、基準電流源側及び負荷側に接続された電流ミラー
回路の動作を切換えるスイッチング素子及び定電流源を
有し、コンデンサの充放電を交互に切り換える電流切換
回路と、コンデンサの端子電圧と第１の基準電源、これ
より高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，
第２の基準電圧に達したときに電流切換回路に夫々充電
及び放電の制御信号を出力する電圧比較回路と、を具備
することを特徴とするものである。
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、波形変換
回路に電圧信号を出力するコンデンサと、負荷側のトラ
ンジスタがコンデンサの一端に接続された電流ミラー回
路と、基準電流源側及び負荷側に接続された電流ミラー
回路の動作を切換えるスイッチング素子及び定電流源を
有し、コンデンサの充放電を交互に切り換える電流切換
回路と、コンデンサの端子電圧と第１の基準電源、これ
より高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，
第２の基準電圧に達したときに電流切換回路に夫々充電
及び放電の制御信号を出力する電圧比較回路と、を具備
することを特徴とするものである。
【００１２】本願の請求項４の発明は、表示画面の走査
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、定電流
源、及び該定電流源がエミッタに共通接続された第１及
び第２のトランジスタを有する電流切換回路と、第１の
トランジスタのコレクタに流入する電流を基準電流と
し、この基準電流に等しい負荷電流をコンデンサに与え
る電流制御用トランジタを含む電流ミラー回路と、第２
のトランジスタのコレクタと電流ミラー回路の出力が一
方の端子に共通に接続され、他方の端子が接地されたコ
ンデンサと、コンデンサの電圧が第１の基準電源の電圧
に達したときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、
コンデンサの電圧が第１の基準電源より電圧の高い第２
の基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電圧比
較回路と、第１の電圧比較回路の出力でセットされ、第
２の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのＱ及びＱ
バー出力を第１，第２のトランジスタのベースに供給す
るフリップフロップと、を具備することを特徴とするも
のである。
周期に同期した三角波を発生する三角波発生回路と、三
角波を略放物線波形に変換する波形変換回路とを具備
し、略放物線波形を用いて偏向電流を振幅変調すること
により表示画面の糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の
糸巻歪補正回路であって、三角波発生回路は、定電流
源、及び該定電流源がエミッタに共通接続された第１及
び第２のトランジスタを有する電流切換回路と、第１の
トランジスタのコレクタに流入する電流を基準電流と
し、この基準電流に等しい負荷電流をコンデンサに与え
る電流制御用トランジタを含む電流ミラー回路と、第２
のトランジスタのコレクタと電流ミラー回路の出力が一
方の端子に共通に接続され、他方の端子が接地されたコ
ンデンサと、コンデンサの電圧が第１の基準電源の電圧
に達したときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、
コンデンサの電圧が第１の基準電源より電圧の高い第２
の基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電圧比
較回路と、第１の電圧比較回路の出力でセットされ、第
２の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのＱ及びＱ
バー出力を第１，第２のトランジスタのベースに供給す
るフリップフロップと、を具備することを特徴とするも
のである。
【００１３】
【作用】このような特徴を有する本願の請求項１，２の
発明によれば、電圧比較回路により充電用の制御信号を
定電流充放電回路に与えると、コンデンサに充電電流が
流れる。そうするとコンデンサの充電電圧は時間に比例
して上昇する。次に電圧比較回路は、この充電電圧が第
２の基準電圧より高くなることを検出すると、定電流充
放電回路に信号を出力し、放電側に切り換えてコンデン
サの蓄積電荷を放電する。このためコンデンサの電圧は
時間に比例して下降する。そしてコンデンサの出力する
三角波が波形変換回路に与えられると、略放物線波形が
生成される。更にこの波形により偏向電流の包絡線を振
幅変調すると、陰極線管表示装置の帰線期間が短縮され
ても、偏向電流に歪みが生じないこととなる。
発明によれば、電圧比較回路により充電用の制御信号を
定電流充放電回路に与えると、コンデンサに充電電流が
流れる。そうするとコンデンサの充電電圧は時間に比例
して上昇する。次に電圧比較回路は、この充電電圧が第
２の基準電圧より高くなることを検出すると、定電流充
放電回路に信号を出力し、放電側に切り換えてコンデン
サの蓄積電荷を放電する。このためコンデンサの電圧は
時間に比例して下降する。そしてコンデンサの出力する
三角波が波形変換回路に与えられると、略放物線波形が
生成される。更にこの波形により偏向電流の包絡線を振
幅変調すると、陰極線管表示装置の帰線期間が短縮され
ても、偏向電流に歪みが生じないこととなる。
【００１４】又本願の請求項３，４の発明によれば、電
圧比較回路により充電用の制御信号を電流切換回路に与
えると、電流ミラー回路の動作によりコンデンサに充電
電流が流れる。そうするとコンデンサの充電電圧は時間
に比例して上昇する。次に電圧比較回路は、この充電電
圧が第２の基準電圧より高くなることを検出すると、電
流切換回路を放電側に切り換え、コンデンサの蓄積電荷
を放電する。このためコンデンサの電圧は時間に比例し
て下降する。そしてコンデンサの出力する三角波が波形
変換回路に与えられると、略放物線波形が生成される。
更にこの波形により偏向電流の包絡線を振幅変調する
と、陰極線管表示装置の帰線期間が短縮されても、偏向
電流に歪みが生じないこととなる。
圧比較回路により充電用の制御信号を電流切換回路に与
えると、電流ミラー回路の動作によりコンデンサに充電
電流が流れる。そうするとコンデンサの充電電圧は時間
に比例して上昇する。次に電圧比較回路は、この充電電
圧が第２の基準電圧より高くなることを検出すると、電
流切換回路を放電側に切り換え、コンデンサの蓄積電荷
を放電する。このためコンデンサの電圧は時間に比例し
て下降する。そしてコンデンサの出力する三角波が波形
変換回路に与えられると、略放物線波形が生成される。
更にこの波形により偏向電流の包絡線を振幅変調する
と、陰極線管表示装置の帰線期間が短縮されても、偏向
電流に歪みが生じないこととなる。
【００１５】
【実施例】本発明の第１実施例における糸巻歪補正回路
について図１を参照しつつ説明する。本図において糸巻
歪補正回路は従来例と同一の波形変換回路３を有し、そ
の出力が水平偏向回路４，水平偏向コイル５，ＣＲＴ６
に与えられることは従来例と同一であり、その詳細な説
明は省略する。
について図１を参照しつつ説明する。本図において糸巻
歪補正回路は従来例と同一の波形変換回路３を有し、そ
の出力が水平偏向回路４，水平偏向コイル５，ＣＲＴ６
に与えられることは従来例と同一であり、その詳細な説
明は省略する。
【００１６】図１の糸巻歪補正回路において、定電流充
電回路１１は電源Ｖccより一定の負荷電流を出力する回
路であり、負荷電流を断続する制御端子を有している。
一方、定電流放電回路１２は、定電流充電回路１１又は
外部負荷から一定の負荷電流を放電する回路であり、そ
の負荷電流を断続する制御端子を有している。これらの
充電回路１１及び放電回路１２は電源Ｖccとアース間に
直列に接続されている。
電回路１１は電源Ｖccより一定の負荷電流を出力する回
路であり、負荷電流を断続する制御端子を有している。
一方、定電流放電回路１２は、定電流充電回路１１又は
外部負荷から一定の負荷電流を放電する回路であり、そ
の負荷電流を断続する制御端子を有している。これらの
充電回路１１及び放電回路１２は電源Ｖccとアース間に
直列に接続されている。
【００１７】次に充電回路１１及び放電回路１２の共通
接続端とアース間にコンデンサ１３が接続される。コン
デンサ１３の端子電圧は、夫々第１の電圧比較回路１４
の反転入力端及び第２の比較回路１５の非反転入力端に
与えられる。又電圧比較回路１４の非反転入力端は電圧
ＶL の第１の基準電源１６に接続され、電圧比較回路１
５の反転入力端は電圧ＶH （＞ＶL ）の第２の基準電源
１７に接続される。
接続端とアース間にコンデンサ１３が接続される。コン
デンサ１３の端子電圧は、夫々第１の電圧比較回路１４
の反転入力端及び第２の比較回路１５の非反転入力端に
与えられる。又電圧比較回路１４の非反転入力端は電圧
ＶL の第１の基準電源１６に接続され、電圧比較回路１
５の反転入力端は電圧ＶH （＞ＶL ）の第２の基準電源
１７に接続される。
【００１８】電圧比較回路１４，１５の出力は夫々フリ
ップフロップ（ＦＦ）１８のセット（Ｓ）及びリセット
（Ｒ）端子に接続される。ＦＦ１８のＱ端子は充電回路
１１の制御端子に、Ｑバー端子は放電回路１２の制御端
子に夫々接続される。ＦＦ１８は電圧比較回路１４，１
５の出力する信号により充電及び放電回路１１，１２に
切換信号を出力するものである。
ップフロップ（ＦＦ）１８のセット（Ｓ）及びリセット
（Ｒ）端子に接続される。ＦＦ１８のＱ端子は充電回路
１１の制御端子に、Ｑバー端子は放電回路１２の制御端
子に夫々接続される。ＦＦ１８は電圧比較回路１４，１
５の出力する信号により充電及び放電回路１１，１２に
切換信号を出力するものである。
【００１９】さてコンデンサ１３の端子電圧は波形変換
回路３にも与えられる。波形変換回路３は、入力された
三角波の信号をパラボラ波形の信号に変換する回路であ
る。水平偏向回路４は従来例と同様に、水平偏向同期パ
ルスに同期して鋸歯状波の電流信号を生成し、波形変換
回路３により出力されるパラボラ波形によりのこぎり波
の振幅を変調する回路である。
回路３にも与えられる。波形変換回路３は、入力された
三角波の信号をパラボラ波形の信号に変換する回路であ
る。水平偏向回路４は従来例と同様に、水平偏向同期パ
ルスに同期して鋸歯状波の電流信号を生成し、波形変換
回路３により出力されるパラボラ波形によりのこぎり波
の振幅を変調する回路である。
【００２０】このように構成された糸巻歪補正回路１０
の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｆ）は図１の
ａ〜ｆで示す部分の波形図である。図２（ａ）に示すよ
うに初期状態として時刻t0でコンデンサ１３の端子電圧
は基準電源１７の電圧ＶH よりわずかに高い電圧になっ
ているものとする。このとき電圧比較回路１４は図２
（ｃ）に示すようにパルスを出力せず、電圧比較回路１
５は図２（ｂ）で示すようにパルスを出力する。このた
めＦＦ１８は図２（ｄ）に示すように時刻t0からリセッ
ト状態となる。
の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｆ）は図１の
ａ〜ｆで示す部分の波形図である。図２（ａ）に示すよ
うに初期状態として時刻t0でコンデンサ１３の端子電圧
は基準電源１７の電圧ＶH よりわずかに高い電圧になっ
ているものとする。このとき電圧比較回路１４は図２
（ｃ）に示すようにパルスを出力せず、電圧比較回路１
５は図２（ｂ）で示すようにパルスを出力する。このた
めＦＦ１８は図２（ｄ）に示すように時刻t0からリセッ
ト状態となる。
【００２１】次に充電回路１１の制御端子にＬレベルの
信号が入力され、放電回路１２の制御端子にはＨレベル
の信号が入力される。このためコンデンサ１３は放電回
路１２により一定電流で放電され、図２（ａ）の期間Ｔ
１で示すようにその端子電圧が時間に比例して下降す
る。
信号が入力され、放電回路１２の制御端子にはＨレベル
の信号が入力される。このためコンデンサ１３は放電回
路１２により一定電流で放電され、図２（ａ）の期間Ｔ
１で示すようにその端子電圧が時間に比例して下降す
る。
【００２２】やがてコンデンサ１３の端子電圧が基準電
圧ＶL になる時刻t1には、電圧比較回路１４はパルスを
出力し、ＦＦ１８をセットする。このためＦＦ１８のＱ
及びＱバー端子より夫々Ｈ及びＬレベルの信号が出力さ
れ、充電回路１１はオンとなり、放電回路１２はオフと
なる。このためコンデンサ１３に充電回路１１を介して
充電が行われ、図２（ａ）の期間Ｔ２で示すようにその
電圧は時間に比例して上昇する。
圧ＶL になる時刻t1には、電圧比較回路１４はパルスを
出力し、ＦＦ１８をセットする。このためＦＦ１８のＱ
及びＱバー端子より夫々Ｈ及びＬレベルの信号が出力さ
れ、充電回路１１はオンとなり、放電回路１２はオフと
なる。このためコンデンサ１３に充電回路１１を介して
充電が行われ、図２（ａ）の期間Ｔ２で示すようにその
電圧は時間に比例して上昇する。
【００２３】やがて時刻t2でコンデンサ１３の充電電圧
が電圧ＶH を越えると、電圧比較回路１５はパルスを出
力し、ＦＦ１８をリセットする。このためＦＦ１８のＱ
及びＱバー出力は反転し、充電回路１１がオフとなり、
放電回路１２がオンとなる。この後、コンデンサ１３に
時刻t0からの動作と同様の放電及び充電が行われる。
が電圧ＶH を越えると、電圧比較回路１５はパルスを出
力し、ＦＦ１８をリセットする。このためＦＦ１８のＱ
及びＱバー出力は反転し、充電回路１１がオフとなり、
放電回路１２がオンとなる。この後、コンデンサ１３に
時刻t0からの動作と同様の放電及び充電が行われる。
【００２４】このようにコンデンサ１３の電圧は従来の
糸巻歪補正回路と異なり、三角波の頂点部分での電圧低
下がなく完全な三角波となる。この三角波は波形変換回
路３に与えられ、図２（ｅ）に示すようなパラボラ信号
に変換される。このパラボラ信号を水平偏向回路４に与
えると、図２（ｆ）に示すようにパラボラ信号で変調さ
れた偏向電流が水平偏向コイル５に流れる。このような
動作によりＣＲＴ６における画面左右の糸巻歪が補正さ
れ、帰線期間が短い場合にも垂直同期信号の発生する部
分で偏向電流に歪を生じなくなる。
糸巻歪補正回路と異なり、三角波の頂点部分での電圧低
下がなく完全な三角波となる。この三角波は波形変換回
路３に与えられ、図２（ｅ）に示すようなパラボラ信号
に変換される。このパラボラ信号を水平偏向回路４に与
えると、図２（ｆ）に示すようにパラボラ信号で変調さ
れた偏向電流が水平偏向コイル５に流れる。このような
動作によりＣＲＴ６における画面左右の糸巻歪が補正さ
れ、帰線期間が短い場合にも垂直同期信号の発生する部
分で偏向電流に歪を生じなくなる。
【００２５】次に本発明の第２実施例の糸巻歪補正回路
について図３を参照しつつ説明する。本図において第２
実施例の糸巻歪補正回路２０には、第１実施例と同一の
波形変換回路３が設けられ、その出力が水平偏向回路
４，水平偏向コイル５，ＣＲＴ６に与えられることは同
一であるので、その説明は省略する。又糸巻歪補正回路
２０には、電圧信号発生用のコンデンサ１３，電圧比較
回路１４，１５、基準電源１６，１７、ＦＦ１８が設け
られていることも第１実施例と同一である。
について図３を参照しつつ説明する。本図において第２
実施例の糸巻歪補正回路２０には、第１実施例と同一の
波形変換回路３が設けられ、その出力が水平偏向回路
４，水平偏向コイル５，ＣＲＴ６に与えられることは同
一であるので、その説明は省略する。又糸巻歪補正回路
２０には、電圧信号発生用のコンデンサ１３，電圧比較
回路１４，１５、基準電源１６，１７、ＦＦ１８が設け
られていることも第１実施例と同一である。
【００２６】第１実施例と異なり、コンデンサ１３に電
流ミラー回路２１及び電流切換回路２２が接続されてい
る。電流ミラー回路２１は、電源Ｖcc，トランジスタＱ
２，ダイオードＤ１より構成される。電源Ｖccの一端に
はダイオードＤ１のアノード、トランジスタＱ２のエミ
ッタが夫々接続される。ダイオードＤ１のカソードはト
ランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３のコレクタ
に接続される。トランジスタＱ２は、ダイオードＤ１に
流れる基準電流と等しい負荷電流を、電源Ｖccより流出
させる電流制御用のトランジスタである。
流ミラー回路２１及び電流切換回路２２が接続されてい
る。電流ミラー回路２１は、電源Ｖcc，トランジスタＱ
２，ダイオードＤ１より構成される。電源Ｖccの一端に
はダイオードＤ１のアノード、トランジスタＱ２のエミ
ッタが夫々接続される。ダイオードＤ１のカソードはト
ランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３のコレクタ
に接続される。トランジスタＱ２は、ダイオードＤ１に
流れる基準電流と等しい負荷電流を、電源Ｖccより流出
させる電流制御用のトランジスタである。
【００２７】トランジスタＱ３，Ｑ４の夫々のコレクタ
は、夫々ダイオードＤ１のカソード，トランジスタＱ２
のコレクタに接続される。又トランジスタＱ３，Ｑ４の
エミッタは、共に定電流源Ｓ２に接続され、各ベースは
夫々ＦＦ１８のＱ及びＱバー端子に接続される。ここで
トランジスタＱ３，Ｑ４と定電流源Ｓ２とは、電流切換
回路２２を構成している。
は、夫々ダイオードＤ１のカソード，トランジスタＱ２
のコレクタに接続される。又トランジスタＱ３，Ｑ４の
エミッタは、共に定電流源Ｓ２に接続され、各ベースは
夫々ＦＦ１８のＱ及びＱバー端子に接続される。ここで
トランジスタＱ３，Ｑ４と定電流源Ｓ２とは、電流切換
回路２２を構成している。
【００２８】このように構成された糸巻歪補正回路２０
の動作について第１実施例と異なる部分についてのみ説
明する。まず電流切換回路２２の動作について説明する
と、今仮に図２に示すように期間Ｔ２でＦＦ１８がセッ
トされ、Ｑ出力がＨレベルであれば、トランジスタＱ３
はオン状態である。このためダイオードＤ１に定電流源
Ｓ２で規制される基準電流が流れ、電流ミラー効果によ
りトランジスタＱ２にも負荷電流として同一の電流が流
れる。又ＦＦ１８のＱバー出力はＬレベルであるのでト
ランジスタＱ４はオフ状態となり、トランジスタＱ２の
負荷電流はトランジスタＱ４を通らず、コンデンサ１３
に流れる。このためコンデンサ１３が充電され、その電
荷は時間に比例して上昇し、図２（ａ）に示すように時
刻t2で基準電圧ＶH に近づく。
の動作について第１実施例と異なる部分についてのみ説
明する。まず電流切換回路２２の動作について説明する
と、今仮に図２に示すように期間Ｔ２でＦＦ１８がセッ
トされ、Ｑ出力がＨレベルであれば、トランジスタＱ３
はオン状態である。このためダイオードＤ１に定電流源
Ｓ２で規制される基準電流が流れ、電流ミラー効果によ
りトランジスタＱ２にも負荷電流として同一の電流が流
れる。又ＦＦ１８のＱバー出力はＬレベルであるのでト
ランジスタＱ４はオフ状態となり、トランジスタＱ２の
負荷電流はトランジスタＱ４を通らず、コンデンサ１３
に流れる。このためコンデンサ１３が充電され、その電
荷は時間に比例して上昇し、図２（ａ）に示すように時
刻t2で基準電圧ＶH に近づく。
【００２９】やがて時刻t2でコンデンサ１３の充電電圧
が電圧ＶH を越えると、電圧比較回路１５は信号を出力
し、ＦＦ１８をリセットする。このためＦＦ１８のＱ及
びＱバー出力は反転し、電流切換回路２２のトランジス
タＱ４がオンとなる。このときトランジスタＱ３がオフ
となるので、ダイオードＤ１の基準電流は０となり、ト
ランジスタＱ２の負荷電流も０となる。このためコンデ
ンサ１３からトランジスタＱ４を経由して定電流源Ｓ２
に定電流が流入し、コンデンサ１３の電荷が放電され
る。このため図２の期間Ｔ３に示すようにコンデンサ１
３の端子電圧が時間に比例して低下する。
が電圧ＶH を越えると、電圧比較回路１５は信号を出力
し、ＦＦ１８をリセットする。このためＦＦ１８のＱ及
びＱバー出力は反転し、電流切換回路２２のトランジス
タＱ４がオンとなる。このときトランジスタＱ３がオフ
となるので、ダイオードＤ１の基準電流は０となり、ト
ランジスタＱ２の負荷電流も０となる。このためコンデ
ンサ１３からトランジスタＱ４を経由して定電流源Ｓ２
に定電流が流入し、コンデンサ１３の電荷が放電され
る。このため図２の期間Ｔ３に示すようにコンデンサ１
３の端子電圧が時間に比例して低下する。
【００３０】やがてコンデンサ１３の電圧が基準電圧Ｖ
L 以下になる時刻t3には電圧比較回路１４は信号を出力
し、再びＦＦ１８をセットする。
L 以下になる時刻t3には電圧比較回路１４は信号を出力
し、再びＦＦ１８をセットする。
【００３１】このように生成された三角波の信号は波形
変換回路３に出力される。これより後の動作は第１実施
例と同様であるのでその説明は省略する。尚コンデンサ
１３の充電及び放電はＦＦ１８の出力信号により直接切
換えられるものとしたが、例えば外部から入力される垂
直同期信号とＦＦ１８の出力するパルスの位相差を検出
し、この位相差信号に基づき充電回路１１及び放電回路
１２のオン・オフ制御を行うと、三角波の位相を映像の
垂直同期信号に同期させることができる。
変換回路３に出力される。これより後の動作は第１実施
例と同様であるのでその説明は省略する。尚コンデンサ
１３の充電及び放電はＦＦ１８の出力信号により直接切
換えられるものとしたが、例えば外部から入力される垂
直同期信号とＦＦ１８の出力するパルスの位相差を検出
し、この位相差信号に基づき充電回路１１及び放電回路
１２のオン・オフ制御を行うと、三角波の位相を映像の
垂直同期信号に同期させることができる。
【００３２】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本願の請求項
１，２の発明によれば、コンデンサに定電流充放電回路
を接続したことにより、三角波の頂点電位の点で電圧の
急激な低下がなくなる。そのためこの三角波からパラボ
ラ波形を生成することにより、その包絡線が不連続にな
らずに切換わる糸巻歪補正用の水平偏向信号が得られ
る。このためＣＲＴ表示装置の帰線期間が短い場合に
も、偏向電流に歪が生じることなく安定な画像表示を行
うことができる。
１，２の発明によれば、コンデンサに定電流充放電回路
を接続したことにより、三角波の頂点電位の点で電圧の
急激な低下がなくなる。そのためこの三角波からパラボ
ラ波形を生成することにより、その包絡線が不連続にな
らずに切換わる糸巻歪補正用の水平偏向信号が得られ
る。このためＣＲＴ表示装置の帰線期間が短い場合に
も、偏向電流に歪が生じることなく安定な画像表示を行
うことができる。
【００３３】更に本願の請求項３，４の発明によれば、
請求項１，２の発明の効果に加えて、電圧信号発生用の
コンデンサのに、電流ミラー回路及び電流切換回路を接
続したことにより、コンデンサの放電及び充電時の時定
数を同一になるよう制御できる。このため糸巻歪の一層
少ない偏向動作を実現することができる。
請求項１，２の発明の効果に加えて、電圧信号発生用の
コンデンサのに、電流ミラー回路及び電流切換回路を接
続したことにより、コンデンサの放電及び充電時の時定
数を同一になるよう制御できる。このため糸巻歪の一層
少ない偏向動作を実現することができる。
【図１】本発明の第１実施例における糸巻歪補正回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】第１実施例の糸巻歪補正回路の動作を示す信号
波形図である。
波形図である。
【図３】本発明の第２実施例における糸巻歪補正回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】従来の糸巻歪補正回路の構成例を示すブロック
図である。
図である。
【図５】従来の糸巻歪補正回路に用いられる鋸歯状波発
生回路の回路図である。
生回路の回路図である。
【図６】従来の糸巻歪補正回路の動作を示す信号波形図
である。
である。
３ 波形変換回路 ４ 水平偏向回路 ５ 水平偏向コイル ６ ＣＲＴ １０，２０ 糸巻歪補正回路 １１ 定電流充電回路 １２ 定電流放電回路 １３ コンデンサ １４ 第１の電圧比較回路 １５ 第２の電圧比較回路 １６，１７ 基準電源 １８ ＦＦ ２１ 電流ミラー回路 ２２ 電流切換回路 Ｑ２〜Ｑ４ トランジスタ Ｄ１ ダイオード Ｓ２ 定電流源
Claims (4)
- 【請求項１】 表示画面の走査周期に同期した三角波を
発生する三角波発生回路と、前記三角波を略放物線波形
に変換する波形変換回路とを具備し、前記略放物線波形
を用いて偏向電流を振幅変調することにより表示画面の
糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の糸巻歪補正回路で
あって、 前記三角波発生回路は、 前記波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサと、 前記コンデンサの充放電を交互に切り換える定電流充放
電回路と、 前記コンデンサの端子電圧と第１の基準電源、これより
高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，第２
の基準電圧に達したときに前記定電流充放電回路に夫々
充電及び放電の制御信号を出力する電圧比較回路と、を
具備することを特徴とする糸巻歪補正回路。 - 【請求項２】 表示画面の走査周期に同期した三角波を
発生する三角波発生回路と、前記三角波を略放物線波形
に変換する波形変換回路とを具備し、前記略放物線波形
を用いて偏向電流を振幅変調することにより表示画面の
糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の糸巻歪補正回路で
あって、 前記三角波発生回路は、 オン・オフ信号により一定電流を電源より負荷に充電又
は遮断する定電流充電回路と、 前記定電流充電回路と直列に接続され、オン・オフ信号
により一定電流を前記負荷から放電又は遮断する定電流
放電回路と、 前記定電流充電回路と定電流放電回路の共通接続端が一
方の端子に接続され、他端が接地されたコンデンサと、 前記コンデンサの電圧が第１の基準電源の電圧に達した
ときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、 前記コンデンサの電圧が第１の基準電源より高い第２の
基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電圧比較
回路と、 前記第１の電圧比較回路の出力でセットされ、前記第２
の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのＱ及びＱバ
ー出力を夫々前記定電流充電回路及び定電流放電回路の
制御端子に供給するフリップフロップと、を具備するこ
とを特徴とする糸巻歪補正回路。 - 【請求項３】 表示画面の走査周期に同期した三角波を
発生する三角波発生回路と、前記三角波を略放物線波形
に変換する波形変換回路とを具備し、前記略放物線波形
を用いて偏向電流を振幅変調することにより表示画面の
糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の糸巻歪補正回路で
あって、 前記三角波発生回路は、 前記波形変換回路に電圧信号を出力するコンデンサと、 負荷側のトランジスタが前記コンデンサの一端に接続さ
れた電流ミラー回路と、 基準電流源側及び負荷側に接続された前記電流ミラー回
路の動作を切換えるスイッチング素子及び定電流源を有
し、前記コンデンサの充放電を交互に切り換える電流切
換回路と、 前記コンデンサの端子電圧と第１の基準電源、これより
高い第２の基準電圧とを比較し、端子電圧が第１，第２
の基準電圧に達したときに前記電流切換回路に夫々充電
及び放電の制御信号を出力する電圧比較回路と、を具備
することを特徴とする糸巻歪補正回路。 - 【請求項４】 表示画面の走査周期に同期した三角波を
発生する三角波発生回路と、前記三角波を略放物線波形
に変換する波形変換回路とを具備し、前記略放物線波形
を用いて偏向電流を振幅変調することにより表示画面の
糸巻歪を補正する陰極線管表示装置の糸巻歪補正回路で
あって、 前記三角波発生回路は、 定電流源、及び該定電流源がエミッタに共通接続された
第１及び第２のトランジスタを有する電流切換回路と、 前記第１のトランジスタのコレクタに流入する電流を基
準電流とし、この基準電流に等しい負荷電流を前記コン
デンサに与える電流制御用トランジタを含む電流ミラー
回路と、 前記第２のトランジスタのコレクタと前記電流ミラー回
路の出力が一方の端子に共通に接続され、他方の端子が
接地されたコンデンサと、 前記コンデンサの電圧が第１の基準電源の電圧に達した
ときに信号を出力する第１の電圧比較回路と、 前記コンデンサの電圧が第１の基準電源より電圧の高い
第２の基準電圧を越えたときに信号を出力する第２の電
圧比較回路と、 前記第１の電圧比較回路の出力でセットされ、前記第２
の電圧比較回路の出力でリセットされ、そのＱ及びＱバ
ー出力を前記第１，第２のトランジスタのベースに供給
するフリップフロップと、を具備することを特徴とする
糸巻歪補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4193281A JPH0614209A (ja) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | 糸巻歪補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4193281A JPH0614209A (ja) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | 糸巻歪補正回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614209A true JPH0614209A (ja) | 1994-01-21 |
Family
ID=16305322
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4193281A Pending JPH0614209A (ja) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | 糸巻歪補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0614209A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7816955B2 (en) | 2007-03-20 | 2010-10-19 | Hitachi, Ltd. | Ramp generator and circuit pattern inspection apparatus using the same ramp generator |
-
1992
- 1992-06-26 JP JP4193281A patent/JPH0614209A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7816955B2 (en) | 2007-03-20 | 2010-10-19 | Hitachi, Ltd. | Ramp generator and circuit pattern inspection apparatus using the same ramp generator |
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