JPH0614786B2 - Ｐｗｍ信号発生回路 - Google Patents
Ｐｗｍ信号発生回路Info
- Publication number
- JPH0614786B2 JPH0614786B2 JP59274393A JP27439384A JPH0614786B2 JP H0614786 B2 JPH0614786 B2 JP H0614786B2 JP 59274393 A JP59274393 A JP 59274393A JP 27439384 A JP27439384 A JP 27439384A JP H0614786 B2 JPH0614786 B2 JP H0614786B2
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- JP
- Japan
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- signal
- phase signal
- frequency
- phase
- modulation
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C21—METALLURGY OF IRON
- C21B—MANUFACTURE OF IRON OR STEEL
- C21B5/00—Making pig-iron in the blast furnace
- C21B5/001—Injecting additional fuel or reducing agents
- C21B5/003—Injection of pulverulent coal
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B65—CONVEYING; PACKING; STORING; HANDLING THIN OR FILAMENTARY MATERIAL
- B65G—TRANSPORT OR STORAGE DEVICES, e.g. CONVEYORS FOR LOADING OR TIPPING, SHOP CONVEYOR SYSTEMS OR PNEUMATIC TUBE CONVEYORS
- B65G53/00—Conveying materials in bulk through troughs, pipes or tubes by floating the materials or by flow of gas, liquid or foam
- B65G53/34—Details
- B65G53/66—Use of indicator or control devices, e.g. for controlling gas pressure, for controlling proportions of material and gas, for indicating or preventing jamming of material
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- Mechanical Engineering (AREA)
- Manufacturing & Machinery (AREA)
- Materials Engineering (AREA)
- Metallurgy (AREA)
- Organic Chemistry (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Air Transport Of Granular Materials (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の可変電圧・可
変周波数インバータのＰＷＭ信号発生回路に関する。
変周波数インバータのＰＷＭ信号発生回路に関する。
〔従来の技術〕 ＰＷＭパルスの演算または発生方式としては、第８図
（イ）に示されるように、インバータ出力電圧基準信号
である正弦波Ｓと変調信号である三角波Ｔとの大きさを
比較することにより、同図（ロ）の如きＰＷＭパルスを
発生させる方式が知られている。６の場合、三角波の周
波数が正弦波の周波数に比べて充分高い場合は、演算さ
れたＰＷＭ波形に含まれる低次高調波は除去される。し
かし、三角波の周波数はインバータのスイッチング周波
数と関連があるので、インバータに使用される半導体素
子の特性，転流回路やゲート駆動回路の特性、またはイ
ンバータ損失等の関連から三角波の上限周波数は制限さ
れる。
（イ）に示されるように、インバータ出力電圧基準信号
である正弦波Ｓと変調信号である三角波Ｔとの大きさを
比較することにより、同図（ロ）の如きＰＷＭパルスを
発生させる方式が知られている。６の場合、三角波の周
波数が正弦波の周波数に比べて充分高い場合は、演算さ
れたＰＷＭ波形に含まれる低次高調波は除去される。し
かし、三角波の周波数はインバータのスイッチング周波
数と関連があるので、インバータに使用される半導体素
子の特性，転流回路やゲート駆動回路の特性、またはイ
ンバータ損失等の関連から三角波の上限周波数は制限さ
れる。
ここで、三角波の周波数をｆＣ，正弦波の周波数をｆＩ
として、これらの比ｆＣ／ｆＩを変調比ｎと定義する。
変調周波数の上限波ｆC(max)は制限されるため、インバ
ータ周波数（正弦波の周波数）ｆＩが増加すると、ｎの
値を小さくしなければならない。この場合、ｎ＜１０で
は正弦波と三角波とが同期していないと、演算されるＰ
ＷＭ波形には低次の高調波を含むことになり、インバー
タ出力電圧，電流にビートを発生させることがある。こ
のため、ｎが充分高くない場合には、正弦波と三角波を
同期させることが一般に行なわれている。また、各イン
バータ周波数に対して、変調比と変調周波数をできるだ
け大きくして、電流リプルを減少させようということか
ら、ｆＣとｆＩとの関係を第９図のように制御すること
が行なわれている。
として、これらの比ｆＣ／ｆＩを変調比ｎと定義する。
変調周波数の上限波ｆC(max)は制限されるため、インバ
ータ周波数（正弦波の周波数）ｆＩが増加すると、ｎの
値を小さくしなければならない。この場合、ｎ＜１０で
は正弦波と三角波とが同期していないと、演算されるＰ
ＷＭ波形には低次の高調波を含むことになり、インバー
タ出力電圧，電流にビートを発生させることがある。こ
のため、ｎが充分高くない場合には、正弦波と三角波を
同期させることが一般に行なわれている。また、各イン
バータ周波数に対して、変調比と変調周波数をできるだ
け大きくして、電流リプルを減少させようということか
ら、ｆＣとｆＩとの関係を第９図のように制御すること
が行なわれている。
以上を実現する構成例を第１０図に示す。
こゝに、インバータ周波数指令ｆI *は、電圧／周波数
（Ｖ／Ｆ）変換器１でインバータ周波数ｆＩに比例した
クロックパルスｆICLに変換される。クロックパルスｆ
ICLはアップ／ダウンカウンタ２に入力され、あらかじ
め定められた数ｋまでカウントする。このカウンタの出
力θＩを示したものが第１１図（イ）であり、このθＩ
は正弦波用ＲＯＭ３，三角波用ＲＯＭ４のアドレスとし
て用いられる。ＲＯＭ３，４には、例えば第１１図
（ロ），（ハ）に示されるような正弦波Ｓ，三角波Ｔの
パターンがそれぞれ書込まれている。なお、第１１図
は、変調比ｎ＝３の場合を示している。ＲＯＭ４には、
各変調比毎に三角波のパターンが書込まれており、周波
数指令ｆ＊や電圧の大きさの指令値Ｖ＊などにより、第
９図で表わされる特性になるよう波形が選択される。一
方、ＲＯＭ３の出力は単位正弦波であるので、これを電
圧指令にするため、ＲＯＭ３の出力はＶ＊と乗算され
る。第１０図はデイジタル乗算器５を使用した例である
が、このかわりにＲＯＭ３の出力をＤ／Ａ変換した後、
アナログ乗算するようにしてもよい。乗算器５の出力と
ＲＯＭ４の出力とは、比較器６でそれらの大きさが互い
に比較され、これによつて第８図（ロ）のようなＰＷＭ
パルスが形成される。なお、カウンタ２およびＲＯＭ
３，４の出力はデイジタル量であるが、便宜上アナログ
量として考えるものとする。
（Ｖ／Ｆ）変換器１でインバータ周波数ｆＩに比例した
クロックパルスｆICLに変換される。クロックパルスｆ
ICLはアップ／ダウンカウンタ２に入力され、あらかじ
め定められた数ｋまでカウントする。このカウンタの出
力θＩを示したものが第１１図（イ）であり、このθＩ
は正弦波用ＲＯＭ３，三角波用ＲＯＭ４のアドレスとし
て用いられる。ＲＯＭ３，４には、例えば第１１図
（ロ），（ハ）に示されるような正弦波Ｓ，三角波Ｔの
パターンがそれぞれ書込まれている。なお、第１１図
は、変調比ｎ＝３の場合を示している。ＲＯＭ４には、
各変調比毎に三角波のパターンが書込まれており、周波
数指令ｆ＊や電圧の大きさの指令値Ｖ＊などにより、第
９図で表わされる特性になるよう波形が選択される。一
方、ＲＯＭ３の出力は単位正弦波であるので、これを電
圧指令にするため、ＲＯＭ３の出力はＶ＊と乗算され
る。第１０図はデイジタル乗算器５を使用した例である
が、このかわりにＲＯＭ３の出力をＤ／Ａ変換した後、
アナログ乗算するようにしてもよい。乗算器５の出力と
ＲＯＭ４の出力とは、比較器６でそれらの大きさが互い
に比較され、これによつて第８図（ロ）のようなＰＷＭ
パルスが形成される。なお、カウンタ２およびＲＯＭ
３，４の出力はデイジタル量であるが、便宜上アナログ
量として考えるものとする。
この方法によると第１１図からわかるように、正弦波と
三角波とは同じアドレスθＩによりデータがアクセスさ
れるので、完全に同期する。しかし、正弦波１周期を示
すアドレスを決定すると位相の分解能がきまり、この同
じ１周期に書込む三角波の数が少ない（変調比が小さ
い）ときには問題はないが、変調比を大きくすると、位
相の分解能が悪くて、三角波を書込むことができなくな
る。変調比を大きくするためには、位相の分解能を上げ
なければならず、これにより１周期あたりのアドレスが
増加するため、ＲＯＭ容量が増大するという難点を有す
る。また、正弦波１周期を０〜ｋ番地までに書込んだ場
合、ｆICL＝ｋｆＩとなるため、ｋが増加するとｆICLが
非常に大きくなる。たとえば、ｋ＝４０９６としインバ
ータを１００Ｈｚまで運転する場合、ｆICL＝４０９．
６ＫＨｚと高い周波数となり、このような高い周波数を
精度よく発振させるのは容易ではない。一方、限られた
容量のＲＯＭを用いｆICLの最大周波数を制限すると、
最大変調比が決定されるため、インバータ周波数が減少
するにつれ、三角波の周波数も減少せざるを得ず、低速
時の電流リプルや角度分解能が小さいことから生じる応
答性の悪さなどの問題が生ずる。
三角波とは同じアドレスθＩによりデータがアクセスさ
れるので、完全に同期する。しかし、正弦波１周期を示
すアドレスを決定すると位相の分解能がきまり、この同
じ１周期に書込む三角波の数が少ない（変調比が小さ
い）ときには問題はないが、変調比を大きくすると、位
相の分解能が悪くて、三角波を書込むことができなくな
る。変調比を大きくするためには、位相の分解能を上げ
なければならず、これにより１周期あたりのアドレスが
増加するため、ＲＯＭ容量が増大するという難点を有す
る。また、正弦波１周期を０〜ｋ番地までに書込んだ場
合、ｆICL＝ｋｆＩとなるため、ｋが増加するとｆICLが
非常に大きくなる。たとえば、ｋ＝４０９６としインバ
ータを１００Ｈｚまで運転する場合、ｆICL＝４０９．
６ＫＨｚと高い周波数となり、このような高い周波数を
精度よく発振させるのは容易ではない。一方、限られた
容量のＲＯＭを用いｆICLの最大周波数を制限すると、
最大変調比が決定されるため、インバータ周波数が減少
するにつれ、三角波の周波数も減少せざるを得ず、低速
時の電流リプルや角度分解能が小さいことから生じる応
答性の悪さなどの問題が生ずる。
基準信号データを記憶する第１のメモリ（ＲＯＭ）と、
変調信号データを記憶する第２のメモリ（ＲＯＭ）と、
第１，第２メモリからデータを読出すための第１の位相
信号発生手段と、第１位相と所定の関係をもつ第２の位
相信号発生手段と、第１位相と第２位相とを加算して第
２メモリからデータを読出すための第３の位相信号発生
手段とを設ける。
変調信号データを記憶する第２のメモリ（ＲＯＭ）と、
第１，第２メモリからデータを読出すための第１の位相
信号発生手段と、第１位相と所定の関係をもつ第２の位
相信号発生手段と、第１位相と第２位相とを加算して第
２メモリからデータを読出すための第３の位相信号発生
手段とを設ける。
出力電圧基準信号と変調信号との大きさの比較によりＰ
ＷＭパルスを演算する装置において、電圧位相をアドレ
スに対応させて出力電圧基準信号と変調信号とが予め書
込まれているＲＯＭのアクセスを行ない、基準信号と変
調信号とを同期させて運転（同期運転）するときには、
双方のＲＯＭのアドレスを共通にして動作させ、インバ
ータ周波数が減少したときは、変調信号が書込まれてい
るＲＯＭのアドレスに対して周波数指令に依存したアド
レスを加算することにより、変調信号の周波数を一定に
保ち（非同期運転）、低周波数時の変調比を増加させて
低周波時の出力電流リプルを減少させ、電流・電圧の応
答性を向上させるものである。また、同期，非同期運転
の移行を過渡的な電流リプルを生じさせないよう円滑に
行なうものである。
ＷＭパルスを演算する装置において、電圧位相をアドレ
スに対応させて出力電圧基準信号と変調信号とが予め書
込まれているＲＯＭのアクセスを行ない、基準信号と変
調信号とを同期させて運転（同期運転）するときには、
双方のＲＯＭのアドレスを共通にして動作させ、インバ
ータ周波数が減少したときは、変調信号が書込まれてい
るＲＯＭのアドレスに対して周波数指令に依存したアド
レスを加算することにより、変調信号の周波数を一定に
保ち（非同期運転）、低周波数時の変調比を増加させて
低周波時の出力電流リプルを減少させ、電流・電圧の応
答性を向上させるものである。また、同期，非同期運転
の移行を過渡的な電流リプルを生じさせないよう円滑に
行なうものである。
第１図は、この発明の実施例を示すもので、一点鎖線で
囲まれた部分が新たに付加されたものである。なお、こ
の鎖線部は関数発生器７、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換
器８、カウンタ９、加算器１０、アンドゲート１１およ
び判別回路１２等より構成される。
囲まれた部分が新たに付加されたものである。なお、こ
の鎖線部は関数発生器７、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換
器８、カウンタ９、加算器１０、アンドゲート１１およ
び判別回路１２等より構成される。
関数発生器７には周波数指令ｆI *が入力され、その出力
ｆＴがＶ／Ｆ変換器８にて周波数ｆTCLのクロックパル
スに変換される。ｆTCLはカウンタ９によつて位相信号
θＴに変換され、さらに加算器１０でθＩと加算されて
θＭとなり、これ（θＭ）が変調信号が書込まれている
ＲＯＭ４のアドレスとして用いられる。判別回路１２は
θＴのあらかじめ設定された特定の位相、例えば零を検
出する。また、Ｓ1は基準信号と変調信号との同期を指
定する同期指令（“Ｈ”で同期）、Ｓ2はθＴがあらか
じめ設定された所定の位相になつたとき“Ｈ”となる信
号である。こゝで、例えばＲＯＭ３には基準信号として
正弦波１周期分のデータが、またＲＯＭ４には変調信号
として三角波１２周期分のデータがそれぞれ書込まれて
いるものとすると、このときの波形データをアナログ的
に示せば第２図の如くなる。そして、基準信号と変調信
号とが同期して運転しているときは、信号Ｓ３によりカ
ウンタ９をリセットして、θＴ＝０とする。これによ
り、θＭ＝θＩとなり、変調比ｎ＝１２の運転となる。
ｆＴがＶ／Ｆ変換器８にて周波数ｆTCLのクロックパル
スに変換される。ｆTCLはカウンタ９によつて位相信号
θＴに変換され、さらに加算器１０でθＩと加算されて
θＭとなり、これ（θＭ）が変調信号が書込まれている
ＲＯＭ４のアドレスとして用いられる。判別回路１２は
θＴのあらかじめ設定された特定の位相、例えば零を検
出する。また、Ｓ1は基準信号と変調信号との同期を指
定する同期指令（“Ｈ”で同期）、Ｓ2はθＴがあらか
じめ設定された所定の位相になつたとき“Ｈ”となる信
号である。こゝで、例えばＲＯＭ３には基準信号として
正弦波１周期分のデータが、またＲＯＭ４には変調信号
として三角波１２周期分のデータがそれぞれ書込まれて
いるものとすると、このときの波形データをアナログ的
に示せば第２図の如くなる。そして、基準信号と変調信
号とが同期して運転しているときは、信号Ｓ３によりカ
ウンタ９をリセットして、θＴ＝０とする。これによ
り、θＭ＝θＩとなり、変調比ｎ＝１２の運転となる。
第３図に基準信号周波数ｆＩと変調信号周波数ｆＣとの
関係を示す。いま、最大変調周波数をｆC(max)とし、ｎ
＝１２で運転し得る最大基準周波数をｆIaとすると、ｆ
C(max)＝１２ｆIaという関係が成立する。つまり、基準
周波数がｆIaからｆIbの間は同期運転状態であり、基準
周波数が減少するにつれて変調周波数も減少している。
こゝで、基準周波数がｆIbよりも小さくなつたときに変
調周波数一定の運転へ移行するものとすると、同期運転
時の最終変調周波数は１２ｆIbとなる。従って、変調周
波数ｆC(max)とするためには、１２（ｆIa−ｆIb）の周
波数を増加させなければならない。つまり、ｆIb以下の
インバータ周波数ｆＩで運転しているときには、１２
（ｆIa−ｆＩ）の周波数だけ加算する必要があり、この
周波数を加算する部分が第１図の一点鎖線部ということ
になる。
関係を示す。いま、最大変調周波数をｆC(max)とし、ｎ
＝１２で運転し得る最大基準周波数をｆIaとすると、ｆ
C(max)＝１２ｆIaという関係が成立する。つまり、基準
周波数がｆIaからｆIbの間は同期運転状態であり、基準
周波数が減少するにつれて変調周波数も減少している。
こゝで、基準周波数がｆIbよりも小さくなつたときに変
調周波数一定の運転へ移行するものとすると、同期運転
時の最終変調周波数は１２ｆIbとなる。従って、変調周
波数ｆC(max)とするためには、１２（ｆIa−ｆIb）の周
波数を増加させなければならない。つまり、ｆIb以下の
インバータ周波数ｆＩで運転しているときには、１２
（ｆIa−ｆＩ）の周波数だけ加算する必要があり、この
周波数を加算する部分が第１図の一点鎖線部ということ
になる。
こゝで、同期運転から変調周波数一定運転（非同期運転
と呼ぶ）へ移行する場合の動作について、第４図を用い
て説明する。一般に、非同期運転へ移行するのはｎ＞９
のときであるが、こゝでは図を見やすくするためｎ＝３
から非同期運転へ移行する場合について説明する。第４
図（イ）がθＩ、（ロ）がθＩに対するＲＯＭ３の出
力、（ハ）がθＩに対するＲＯＭ４の出力、（ニ）がθ
Ｔ、（ホ）がθＭ、（ヘ）がθＭに対するＲＯＭ４の出
力、（ト），（チ），（リ）がそれぞれ信号Ｓ１，
Ｓ２，Ｓ３に対応する。同期運転のときは、信号Ｓ１，
Ｓ２，Ｓ３はともに“Ｈ”で、カウンタ９がリセットさ
れるため、θＴが“０”となつている。つまり、θＭ＝
θＩ＋θＴで、θＴ＝０だから、θＭ＝θＩとなり
（ロ），（ハ）の如きデータがＲＯＭ３，４からそれぞ
れ出力される。同期指令信号Ｓ１が“Ｌ”になるとカウ
ンタ９が動作を開始し、これによつてθＴがθＩに加算
される。θＴの初期値は０のため、同図（ニ）のよう
に、θＭは連続的に変化することになる。このため、位
相の急激な変化による出力電流リプルは生じない。この
とき、ＲＯＭ４から出力される三角波は（ヘ）のように
なり、その周波数はｆC(max)となる。この方法によれ
ば、θＩの位相にかかわらず任意の点から非同期状態へ
移行することができる。なお、カウンタ２，９のカウン
ト数（ＲＯＭ３，４のアドレス数）が双方ともｋである
とすると、ｆTCL＝ｋｆＴとなる一方、ｆＴ＝ｆIa−ｆI
*となり、このｆＴは関数発生器７において、例えば第
５図の如く演算される。ここで、第４図において、θＩ
とθＴとを加算したθＭが、各々単純に加算したもので
なく、最大値一定の繰り返し波形になっていることにつ
いて説明しておく。
と呼ぶ）へ移行する場合の動作について、第４図を用い
て説明する。一般に、非同期運転へ移行するのはｎ＞９
のときであるが、こゝでは図を見やすくするためｎ＝３
から非同期運転へ移行する場合について説明する。第４
図（イ）がθＩ、（ロ）がθＩに対するＲＯＭ３の出
力、（ハ）がθＩに対するＲＯＭ４の出力、（ニ）がθ
Ｔ、（ホ）がθＭ、（ヘ）がθＭに対するＲＯＭ４の出
力、（ト），（チ），（リ）がそれぞれ信号Ｓ１，
Ｓ２，Ｓ３に対応する。同期運転のときは、信号Ｓ１，
Ｓ２，Ｓ３はともに“Ｈ”で、カウンタ９がリセットさ
れるため、θＴが“０”となつている。つまり、θＭ＝
θＩ＋θＴで、θＴ＝０だから、θＭ＝θＩとなり
（ロ），（ハ）の如きデータがＲＯＭ３，４からそれぞ
れ出力される。同期指令信号Ｓ１が“Ｌ”になるとカウ
ンタ９が動作を開始し、これによつてθＴがθＩに加算
される。θＴの初期値は０のため、同図（ニ）のよう
に、θＭは連続的に変化することになる。このため、位
相の急激な変化による出力電流リプルは生じない。この
とき、ＲＯＭ４から出力される三角波は（ヘ）のように
なり、その周波数はｆC(max)となる。この方法によれ
ば、θＩの位相にかかわらず任意の点から非同期状態へ
移行することができる。なお、カウンタ２，９のカウン
ト数（ＲＯＭ３，４のアドレス数）が双方ともｋである
とすると、ｆTCL＝ｋｆＴとなる一方、ｆＴ＝ｆIa−ｆI
*となり、このｆＴは関数発生器７において、例えば第
５図の如く演算される。ここで、第４図において、θＩ
とθＴとを加算したθＭが、各々単純に加算したもので
なく、最大値一定の繰り返し波形になっていることにつ
いて説明しておく。
最初にカウンタ（２，９）の動作を説明する。カウンタ
の最大カウント数をｋとする。カウンタは入力の１クロ
ック毎に出力が１ずつ増加し、カウント数がｋ−１に達
した後、１クロック入力されると０にクリアされる。従
って、入力クロックの周波数が一定のとき、例えば、カ
ウンタの出力にＤ／Ａコンバータを接続し、カウント数
をアナログ量に直すと、第４図（イ）、（ニ）のように
最大値がｋ−１となる繰り返し波形がＤ／Ａコンバータ
から出力される。
の最大カウント数をｋとする。カウンタは入力の１クロ
ック毎に出力が１ずつ増加し、カウント数がｋ−１に達
した後、１クロック入力されると０にクリアされる。従
って、入力クロックの周波数が一定のとき、例えば、カ
ウンタの出力にＤ／Ａコンバータを接続し、カウント数
をアナログ量に直すと、第４図（イ）、（ニ）のように
最大値がｋ−１となる繰り返し波形がＤ／Ａコンバータ
から出力される。
またｋカウントと同期したパルスの周波数ｆ２は、入力
クロックをｆ１とすると、ｆ２＝（ｆ１／ｋ）となる。
即ちカウンタは入力クロックを分周する働きがある。
クロックをｆ１とすると、ｆ２＝（ｆ１／ｋ）となる。
即ちカウンタは入力クロックを分周する働きがある。
一方、加算器１０はカウンタ２と９の出力を加算する働
きをする。カウンタ２と９の最大カウント数が双方とも
にｋであれば、単純に考えると、加算器の出力の最大値
は２ｋとなる。
きをする。カウンタ２と９の最大カウント数が双方とも
にｋであれば、単純に考えると、加算器の出力の最大値
は２ｋとなる。
本発明では、最大カウント数ｋを基準信号の１周期（電
気角３６０゜）に対応させて考えてあるため、ｋ以上２
ｋ−１までの値は、基準信号の１周期目の０〜ｋ−１に
相当し、角度で考えると、３６０゜までの角度で表わす
ことができる。即ち基準信号は０〜３６０゜の繰り返し
波形であるため、加算器は、最大ｋまで加算できるもの
で充分である。
気角３６０゜）に対応させて考えてあるため、ｋ以上２
ｋ−１までの値は、基準信号の１周期目の０〜ｋ−１に
相当し、角度で考えると、３６０゜までの角度で表わす
ことができる。即ち基準信号は０〜３６０゜の繰り返し
波形であるため、加算器は、最大ｋまで加算できるもの
で充分である。
以上のことから、第４図（ホ）のθＭは、最大値ｋ−１
の繰り返し波形となる。これは、θＩとθＴとを加算
し、ｋ以上になったとき、加算した結果から、ｋを減算
した結果が加算器の出力と考えてよい。
の繰り返し波形となる。これは、θＩとθＴとを加算
し、ｋ以上になったとき、加算した結果から、ｋを減算
した結果が加算器の出力と考えてよい。
具体的なハードで考えてみる。最大カウント数を２５６
の場合、カウンタとして、８ビットのものが必要とな
る。加算器としても、８ビットで充分で、結果の下位８
ビットを利用していることになる。
の場合、カウンタとして、８ビットのものが必要とな
る。加算器としても、８ビットで充分で、結果の下位８
ビットを利用していることになる。
本発明では、最大カウント数を基準信号の１周期（電気
角３６０゜）に対応させて考えてある。そしてｋカウン
トと同期して発生するパルスの周波数ｆ２は、入力クロ
ックをｆ１とするとｆ２＝（ｆ１／ｋ）となり、これ
が、基準信号の周波数に相当する。そこで、ｆＴとｆ
TCLとの関係であるが、上記の通り、ｆTCL＝ｋｆＴとな
る。
角３６０゜）に対応させて考えてある。そしてｋカウン
トと同期して発生するパルスの周波数ｆ２は、入力クロ
ックをｆ１とするとｆ２＝（ｆ１／ｋ）となり、これ
が、基準信号の周波数に相当する。そこで、ｆＴとｆ
TCLとの関係であるが、上記の通り、ｆTCL＝ｋｆＴとな
る。
次に、非同期運転から同期運転への移行動作について、
第６図を参照して説明する。第６図（ａ），（ｂ），
（ｃ）は第４図（イ），（ロ），（ハ）と同じである。
非同期運転中に同期指令Ｓ１が“Ｈ”になり、θＴ＝０
の時点を判別回路１２によつて検出すると、Ｓ２が
“Ｈ”となり、カウンタ９がリセットされ、θＴ＝０が
保持される。こゝに、θＭ＝θＩ＋θＴであることか
ら、θＴ＝０になると、θＭ＝θＩとなつて正弦波と三
角波とが同期することになる。同期状態への移行が常に
θＴ＝０で行なわれるため、θＭは連続的に変化し、こ
れによつてインバータ出力電流に過渡的なリプルを発生
させることはない。
第６図を参照して説明する。第６図（ａ），（ｂ），
（ｃ）は第４図（イ），（ロ），（ハ）と同じである。
非同期運転中に同期指令Ｓ１が“Ｈ”になり、θＴ＝０
の時点を判別回路１２によつて検出すると、Ｓ２が
“Ｈ”となり、カウンタ９がリセットされ、θＴ＝０が
保持される。こゝに、θＭ＝θＩ＋θＴであることか
ら、θＴ＝０になると、θＭ＝θＩとなつて正弦波と三
角波とが同期することになる。同期状態への移行が常に
θＴ＝０で行なわれるため、θＭは連続的に変化し、こ
れによつてインバータ出力電流に過渡的なリプルを発生
させることはない。
なお、正転，逆転の切換えは、インバータ周波数指令値
ｆI *の極性を判別し、逆転の場合はカウンタ２，９をダ
ウンカウントするだけで容易に行なうことができる。
ｆI *の極性を判別し、逆転の場合はカウンタ２，９をダ
ウンカウントするだけで容易に行なうことができる。
第７図は、別の実施例を示すもので、第１図の関数発生
器７のかわりに位相同期回路１５を設ける一方、ＲＯＭ
４の出力をアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータ１６
を付加して構成される。Ｖ／Ｆ変換器８の入力が、第１
図では、関数発生器７の出力となつていたが、こゝでは
変調信号をＤ／Ａコンバータ１６でアナログ量に変換
し、最大変調周波数ｆC(max)と、位相同期回路１５でそ
の位相差を検出し、両者が一致するように周波数指令Δ
ｆＣが出力される。この方法（ＰＬＬ方式）によつて非
同期時の変調周波数を常にｆC(max)に保つことができ
る。なお、この場合の非同期運転と同期運転との相互の
移行については、第１図と同様である。また、Ｄ／Ａコ
ンバータ１６の代わりに、ＲＯＭ４の出力の１ビツトに
三角波が正のときには“Ｈ”，負のときは“Ｌ”の如き
信号を書込んでおけば、Ｄ／Ａ変換器１６を省略するこ
とができる。
器７のかわりに位相同期回路１５を設ける一方、ＲＯＭ
４の出力をアナログ量に変換するＤ／Ａコンバータ１６
を付加して構成される。Ｖ／Ｆ変換器８の入力が、第１
図では、関数発生器７の出力となつていたが、こゝでは
変調信号をＤ／Ａコンバータ１６でアナログ量に変換
し、最大変調周波数ｆC(max)と、位相同期回路１５でそ
の位相差を検出し、両者が一致するように周波数指令Δ
ｆＣが出力される。この方法（ＰＬＬ方式）によつて非
同期時の変調周波数を常にｆC(max)に保つことができ
る。なお、この場合の非同期運転と同期運転との相互の
移行については、第１図と同様である。また、Ｄ／Ａコ
ンバータ１６の代わりに、ＲＯＭ４の出力の１ビツトに
三角波が正のときには“Ｈ”，負のときは“Ｌ”の如き
信号を書込んでおけば、Ｄ／Ａ変換器１６を省略するこ
とができる。
〔発明の効果〕 この発明によれば、基準信号と変調信号をつくりだすＲ
ＯＭのアドレスを共通にすることにより、両者を完全に
同期させることができ、同期運転から非同期運転へ移行
する際には、変調信号の周波数を一定に保つべく、変調
信号のアドレスに初期値が零のアドレスを加算し、また
非同期運転から同期運転へ移行する際には、上記加算し
たアドレスが零の点で加算を停止して同期運転へ移行す
る構成としたため、同期，非同期間での位相の急激な変
化が生ぜず、また限られた容量のＲＯＭを用いても非同
期運転が可能であるため、同期，非同期移行時に過渡的
な電流リプルが発生せず、特に低周波運転時の電流リプ
ルを減少させることができるようになり、電圧，電流の
応答性も向上するという利点がもたらされる。
ＯＭのアドレスを共通にすることにより、両者を完全に
同期させることができ、同期運転から非同期運転へ移行
する際には、変調信号の周波数を一定に保つべく、変調
信号のアドレスに初期値が零のアドレスを加算し、また
非同期運転から同期運転へ移行する際には、上記加算し
たアドレスが零の点で加算を停止して同期運転へ移行す
る構成としたため、同期，非同期間での位相の急激な変
化が生ぜず、また限られた容量のＲＯＭを用いても非同
期運転が可能であるため、同期，非同期移行時に過渡的
な電流リプルが発生せず、特に低周波運転時の電流リプ
ルを減少させることができるようになり、電圧，電流の
応答性も向上するという利点がもたらされる。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は正弦
波用ＲＯＭおよび三角波用ＲＯＭに格納されるデータ例
をアナログ波形にて示す参照図、第３図は基準信号周波
数と変調信号周波数との関係を示すグラフ、第４図は第
１図における同期運転から非同期運転への推移を説明す
るためのタイミング波形図、第５図は第１図における関
数発生器の特性を示すグラフ、第６図は第１図における
非同期運転から同期運転への推移を示すタイミング波形
図、第７図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第８
図は基準出力信号，変調信号およびＰＷＭ信号波形を説
明するための参照図、第９図はインバータ周波数と変調
信号周波数との関係を示すグラフ、第１０図はＰＷＭ信
号発生方式の従来例を示す構成図、第１１図は第１０図
の動作を説明するためのタイミング波形図である。 符号説明 １，８……電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、２，９……
カウンタ、３……正弦波用ＲＯＭ、４……三角波用ＲＯ
Ｍ、５……乗算器、６……コンパレータ、７……関数発
生器、１０……加算器、１１……アンドゲート、１２…
…判別回路、１５……信号同期回路、１６……デイジタ
ル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器。
波用ＲＯＭおよび三角波用ＲＯＭに格納されるデータ例
をアナログ波形にて示す参照図、第３図は基準信号周波
数と変調信号周波数との関係を示すグラフ、第４図は第
１図における同期運転から非同期運転への推移を説明す
るためのタイミング波形図、第５図は第１図における関
数発生器の特性を示すグラフ、第６図は第１図における
非同期運転から同期運転への推移を示すタイミング波形
図、第７図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第８
図は基準出力信号，変調信号およびＰＷＭ信号波形を説
明するための参照図、第９図はインバータ周波数と変調
信号周波数との関係を示すグラフ、第１０図はＰＷＭ信
号発生方式の従来例を示す構成図、第１１図は第１０図
の動作を説明するためのタイミング波形図である。 符号説明 １，８……電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、２，９……
カウンタ、３……正弦波用ＲＯＭ、４……三角波用ＲＯ
Ｍ、５……乗算器、６……コンパレータ、７……関数発
生器、１０……加算器、１１……アンドゲート、１２…
…判別回路、１５……信号同期回路、１６……デイジタ
ル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器。
Claims (2)
- 【請求項１】インバータ主回路を構成するスイッチング
素子に与えるべきパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生す
るＰＷＭ信号発生回路であって、 出力基準信号１周期分の波形データを記憶する第１のメ
モリと、変調信号の所定周期分の波形データを記憶する
第２のメモリと、該第１および第２のメモリからデータ
を読み出すための第１の位相信号を発生する第１位相信
号発生手段と、該第１位相信号と所定の関係にある第２
の位相信号を発生する第２位相信号発生手段と、第１位
相信号と第２位相信号とを加算して前記第２メモリから
データを読み出すための第３の位相信号を発生する第３
位相信号発生手段とを備え、 前記第２位相信号を無効にして第１位相信号を第１，第
２メモリに与えることにより基準信号と変調信号とを同
期化してＰＷＭ信号を発生する一方、第２位相信号を有
効にして第１メモリには第１位相信号を与え第２メモリ
には第３位相信号をそれぞれ与えることにより基準信号
と変調信号とを非同期化してＰＷＭ信号を発生すること
を特徴とするＰＷＭ信号発生回路。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載のＰＷＭ信号
発生回路において、非同期状態から同期状態へ移行する
ときは、前記第２位相信号が零となる時点を検出すると
ともに、その時点でこれを無効にして移行する手段を備
えたことを特徴とするＰＷＭ信号発生回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59274393A JPH0614786B2 (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Ｐｗｍ信号発生回路 |
| US06/788,393 US4758117A (en) | 1984-12-28 | 1985-10-17 | Method for the transportation of a particulate material at controlled rate |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59274393A JPH0614786B2 (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Ｐｗｍ信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61157269A JPS61157269A (ja) | 1986-07-16 |
| JPH0614786B2 true JPH0614786B2 (ja) | 1994-02-23 |
Family
ID=17541038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59274393A Expired - Lifetime JPH0614786B2 (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Ｐｗｍ信号発生回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4758117A (ja) |
| JP (1) | JPH0614786B2 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4883390A (en) * | 1982-08-16 | 1989-11-28 | Petrocarb, Inc. | Method and apparatus for effecting pneumatic conveyance of particulate solids |
| US4900199A (en) * | 1988-10-21 | 1990-02-13 | The Perkin-Elmer Corporation | High pressure power feed system |
| US5355872B1 (en) * | 1992-03-04 | 1998-10-20 | John H Riggs | Low flow rate nebulizer apparatus and method of nebulization |
| US5186166A (en) * | 1992-03-04 | 1993-02-16 | Riggs John H | Powder nebulizer apparatus and method of nebulization |
| DE4325044C2 (de) * | 1993-07-26 | 2002-07-18 | Itw Gema Ag | Pulverfördervorrichtung, insbesondere für Beschichtungspulver |
| DE19943504C5 (de) * | 1999-09-10 | 2005-10-13 | Coperion Waeschle Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur pneumatischen Förderung von Schüttgut |
| GB0110732D0 (en) * | 2001-05-02 | 2001-06-27 | Psl Technology Ltd | Apparatus and method |
| US7172685B2 (en) * | 2002-04-11 | 2007-02-06 | Conocophillips Company | Desulfurization system with novel sorbent transfer mechanism |
| KR100536201B1 (ko) | 2004-01-26 | 2005-12-12 | 삼성에스디아이 주식회사 | 연료 전지 시스템의 스택 냉각장치 및 이를 채용한 연료전지 시스템 |
| US7524146B2 (en) * | 2006-11-30 | 2009-04-28 | William Jeffrey Peet | Pneumatic uneven flow factoring for particulate matter distribution system |
| US8951315B2 (en) | 2008-11-12 | 2015-02-10 | Exxonmobil Research And Engineering Company | Method of injecting fuel into a gasifier via pressurization |
| US8747029B2 (en) * | 2010-05-03 | 2014-06-10 | Mac Equipment, Inc. | Low pressure continuous dense phase convey system using a non-critical air control system |
| US8377387B2 (en) | 2010-06-23 | 2013-02-19 | General Electric Company | Fluidization device for solid fuel particles |
| DE102011077911A1 (de) * | 2011-06-21 | 2012-12-27 | Siemens Ag | Vergleichmäßigte Einspeisung von Stäuben mit steuerbarer Drosselstelle in der Staubförderleitung |
| US9631869B2 (en) * | 2011-09-05 | 2017-04-25 | Diamond Engineering Co., Ltd. | Powder supply device and powder supply method |
| CN103229414A (zh) | 2011-10-17 | 2013-07-31 | 松下电器产业株式会社 | 电动机驱动系统及其控制方法 |
| CN103181074A (zh) | 2011-10-17 | 2013-06-26 | 松下电器产业株式会社 | 马达驱动系统及其控制方法 |
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| CN111123787B (zh) * | 2019-12-26 | 2021-04-20 | 浙江大学台州研究院 | 一种石英晶片送料装置的扫频驱动装置及方法 |
| EP4158074A4 (en) * | 2020-05-29 | 2024-05-01 | Technological Resources Pty Limited | DIRECT REDUCTION IRON PRODUCED WITH BIOMASS |
| CN116293477A (zh) * | 2023-05-17 | 2023-06-23 | 福建福清核电有限公司 | 充压试验管件的保护装置、充压试验管件和充压装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| LU82036A1 (fr) * | 1979-12-27 | 1980-04-23 | Wurth Anciens Ets Paul | Procede et installation d'injection de quantites dosees de matieres pulverulentes par voie pneumatique dans une enceinte se trouvant sous pression variable et application a un four a cuve |
| JPS57107316A (en) * | 1980-12-22 | 1982-07-03 | Denka Consult & Eng Co Ltd | Method and device of distribution control for high pressure powder |
| JPS58104833A (ja) * | 1981-12-12 | 1983-06-22 | Kawasaki Steel Corp | １個の粉粒体分配輸送タンクから粉粒体を複数供給端に質量流量を任意の設定値に制御して連続供給する方法及びその装置 |
| US4483646A (en) * | 1982-05-07 | 1984-11-20 | Denka Consultant & Engineering Co., Ltd. | Apparatus for distributing powdered particles |
| JPS5936028A (ja) * | 1982-08-19 | 1984-02-28 | Denka Consult & Eng Co Ltd | 粉粒体排出量調節容易な気体輸送装置 |
| JPS59124624A (ja) * | 1982-12-27 | 1984-07-18 | Kawasaki Steel Corp | 粉粒体分配輸送方法 |
-
1984
- 1984-12-28 JP JP59274393A patent/JPH0614786B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-10-17 US US06/788,393 patent/US4758117A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61157269A (ja) | 1986-07-16 |
| US4758117A (en) | 1988-07-19 |
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