JPS6332034B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電圧形インバータの制御装置に関す
る。

電圧形インバータの出力電圧波形は、インバー
タの構成上、必然的に高調波成分を含むことにな
るが、この高調波成分を極力減少させることが好
ましい。

インバータ自身の制御により出力電圧波形を改
善する方法としては、半周期の間に多数回の転流
を行わせ、これによつて得られる複数個の方形パ
ルスのパルス幅を変調する方式、いわゆるパルス
幅変調（以下、PWMという）方式が一般的であ
る。

かかるPWM方式のなかでも、従来よく用いら
れるPWM手法としては、インバータ出力電圧の
基準信号と三角波の搬送波とをレベル比較し、い
ずれかの信号の大小関係に基づいてインバータの
スイツチング素子のオン・オフ（以下、ON，
OFFと記す）をPWM制御するものがある。この
手法によれば、任意の波形をパルス変調すること
ができる。

一方、出力電圧の位相が連続的に変化するのみ
でよいインバータの場合、所定の周波数および所
定の振幅の電圧を出力するのに同一のPWM制御
信号波形を繰返し出力することで足りる。このこ
とに着目し、リードオンリメモリ（以下、ROM
という）を用いることにより正弦波のPWM波形
を得る手法がある。この手法によれば、制御装置
の回路構成を非常に簡単にすることができる。こ
の手法に基づく制御系の基本的回路例を第１図に
示す。

第１図において、トランジスタ・インバータ４
の交流出力電圧の周波数を指示するためのパルス
列からなる周波数指令信号（出力電圧の周波数
に比例した値）がカウンタ１に入力され、そのカ
ウント値がインバータ４の出力パルスのスイツチ
ング電気角指令信号（以下、単に電気角指令信号
という）θとして出力される。この電気角指令信
号θはROM２に入力される。一方、ROM２に
はインバータ４の交流出力電圧の振幅を指示する
ための振幅指令信号ｖがデイジタル値にて入力さ
れる。

ROM２には、インバータ４から所望の出力周
波数を得るに最適なインバータ４のスイツチング
素子のON，OFFパターン（以下、スイツチング
パターンという）が書込まれている。ROM２の
上位アドレスは振幅指令信号ｖにより指定され、
下位アドレスは電気角指令信号θにより指定され
る。いま、振幅指令信号ｖ、周波数指令信号を
一定とすると、ROM２の上位アドレスは一定で
あり下位アドレスのみ変化する。つまり、カウン
タ１が周波数指令信号のパルス列をカウントす
る毎に電気角指令信号θの値が増加するからであ
る。

ここで、ROM２の出力データの０ビツトは、
第２図に示すインバータ４のスイツチング素子
UPのスイツチング信号であり、この信号が論理
“０”でスイツチング素子UPがOFFとなり、論
理“１”ならばONとなる。以下同様に、１ビツ
トはWN、２ビツトはVP、３ビツトはUN、４
ビツトはWP、５ビツトはVNに対するスイツチ
ング信号である。

電気角指令信号θが変化すると、ROM２は第
２図に示すように各スイツチング素子UP〜WP，
UN〜WNに対する上述のスイツチング信号（０
〜５ビツト）を出力する。これらのスイツチング
信号は、ベースドライブ回路３を経てインバータ
４に与えられる。振幅指令信号ｖが変化した場合
には、第２図のパターンとはデユーテイサイクル
において若干異なるパターンのスイツチング信号
がROM２の上位アドレスによつて選択される。

このようにして、ROM２にスイツチングパタ
ーンを記憶させておくことにより制御回路を非常
に簡単にすることができる。

しかしその反面、第１図の構成によれば、高精
度で電気角、振幅を制御するためにはROM２の
記憶容量を非常に大きくする必要がある。例え
ば、８ビツト×2048ワードのROMにおいてアド
レス11ビツトのうち上位５ビツトを振幅指令信号
ｖ、下位６ビツトに電気角指令信号θを割当てた
とすると、電圧の振幅は1/32（＝3.12％）毎にし
か出力できないし、１ビツト当りの電気角は360
度／64（＝5.63度）ごとになる。電気角、電圧振
幅の精度をそれぞれ２倍にしたい場合、ROMの
記憶容量は４倍必要となる。このようなことか
ら、電気角、電圧振幅共に充分な精度を得るため
には、装置が非常に高価なものとなる。

なお、インバータにおいては、主回路の同じ相
の正側と負側のスイツチング素子が常にONであ
れば、他方はOFFとなるように制御されること、
また60度間のスイツチングパターンが得られれば
６進リングカウンタの出力を論理回路によつて全
ての相の360度期間を制御する信号が得られるこ
と等、を利用すれば、多少の改善は望めるが、や
はり限度があり、本質的な改善とはなり得ない。

そこで、本発明はROMを用いたスイツチング
パターンによるPWM制御方式の利点を生かしつ
つ、ROMの記憶容量を増大させることなく高精
度で制御することができる制御装置を提供するこ
とを目的とする。

本発明の主な特徴は、直流電源から所望の振幅
の正弦波形を得るに際して、ROMにスイツチン
グ素子に対するスイツチングパターンそのものを
書込むのではなく、出力パルスにおけるスイツチ
ングすべき電気角に対応するアドレスにそれぞれ
PWM出力として得られるインバータ出力電圧の
等価正弦波の基本波振幅値データを書込み、この
書込まれたデータを電気角指令信号によつて読出
し、この読出された振幅値とインバータ出力電圧
の大きさに応じたレベルとを比較し、その比較結
果をPWM制御信号としてインバータを制御する
ようにした点にある。

以下本発明を図示する実施例に基づいて詳述す
る。

〔本発明の基本原理〕

本発明による制御装置の基本原理を第４図に示
す。ただし、説明を簡単にするため３相インバー
タの１相分についてのみ図示してある。第５図は
その動作説明図である。

第４図において、関数発生器となるROM（以
下、単にROMという）５には電気角指令信号θ
が最上位ビツトθ_MSBを除いて入力される。入力さ
れた電気角指令信号θに基づいて、ROM５は第
５図ａに示す出力信号V_R（実線）を出力する。す
なわち、ROM５には電気角指令信号θの各値に
対応するアドレスにインバータ出力電圧（正弦
波）の振幅となるべき電圧値がそれぞれ書込まれ
ている。例えば、第５図ａに示すROM５に書込
まれる値は具体的一例として第６図ａに３種の振
幅値の場合について例示するように、PWM出力
として得られる電圧の等価正弦波交流電圧の基本
波、即ち、基本波振幅値Ｅの交流出力電圧e₁、基
本波振幅値E2／３の交流出力電圧e₂、あるいは
基本波振幅値Ｅ／３の交流出力電圧e₃と搬送波
（三角波）とから決定することができる。

即ち、第６図においてインバータの基本波電圧
の振幅値がＥの場合は、スイツチングすべき電気
角は〇印を付したタイミングとなる。また、振幅
値が2E／３の場合は△印を付した電気角となり、
さらに振幅値がＥ／３の場合は□印を付した電気
角の位置がスイツチングすべきタイミングとな
る。

したがつて、〇印の電気角に対応するアドレス
には振幅値Ｅに対応するデータが書込まれ、△印
を付した電気角に対応するアドレスには振幅値
2E／３に応じたデータが書込まれ、□印を付し
た電気角に対応するアドレスには振幅値Ｅ／３に
応じたデータが書込まれる。

このように、各振幅値に対応してスイツチング
すべき電気角に対応するアドレスに基本波電圧
（正弦波）の振幅値に応じた値を書込むことによ
り、第５図ａと同様の第６図ｂが得られることに
なる。

なお、ROM５に書込まれるデータは、第６図
の波形に限定されるものではなく、搬送波として
は他の適宜な波形を用いることができる。

このようにして出力信号v_Rは各電気角指令信号
θに対応する値で出力される。この出力信号v_Rは
比較器６の一方の入力端に与えられる。

比較器６の他方の入力端には別に与えられるイ
ンバータ出力電圧（正弦波）の振幅指令信号ｖが
入力される。振幅指令信号ｖは、第５図ａに示す
ように、０〜v_Mの範囲の値をとる。振幅指令信
号ｖを高レベルの信号v_H（一点鎖線）とすれば、
インバータの出力電圧は高くなり、振幅指令信号
ｖを低レベルの信号v_L（一点鎖線）にすれば、イ
ンバータの出力電圧は低くなる。即ち、比較器６
はROM５の出力信号v_Rと振幅指令信号ｖとを比
較し、 v_R≧ｖのとき論理“０” を出力し、 v_R＜ｖのとき論理“１” を出力する。ここで、比較器６の出力波形を第５
図ａにおける出力信号v_Rと振幅指令信号ｖとの比
較に対応させて第５図ｃ，ｅにそれぞれ示す。第
５図ｃは振幅指令信号が高レベルの信号v_Hである
場合の比較出力信号波形を示したものである。第
５図ｅは低レベル振幅指令信号v_Lの場合の波形を
示している。

比較器６の出力信号は排他的論理和回路（以
下、EX−OR回路という）７の一方の入力端に
与えられる。EX−OR回路７の他方の入力端に
は電気角指令信号θの最上位ビツト信号θ_MSBが入
力される。この最上位ビツト信号θ_MSBは、第５図
ｂに示すように電気角指令信号θを０〜180度期
間のとき論理“０”であり、180〜360度期間では
論理“１”となる。そして、EX−OR回路７の
出力信号はPWM制御信号としてそのままベー
ス・ドライブ回路８を介してインバータの正側の
スイツチング素子UP−WP（第２図）に与えら
れ、一方、NOT回路９により反転されベース・
ドライブ回路８を介して負側のング素子UN〜
WN（第２図）に与えられる。

その結果、インバータの出力電圧（パルス）は
第５図ｄまたはに示すような波形となる。すな
わち、第５図ｄは高レベル高圧振幅指令信号v_Hの
ときのインバータ出力電圧（パルス）波形を示し
ている。第５図は低レベル電圧振幅指令信号v_L
のときのインバータ出力電圧（パルス）波形を示
している。図中、破線で示す波形はPWM出力電
圧の等価正弦波交流電圧の基本波を示している。
図からもわかるように、指令信号v_Hのときに比べ
てv_Lのときは、デユーテイサイクルが約50％とな
つて振幅が小さくなつている様子がわかる。

このような構成によつて得られる効果は次の通
りである。すなわち、ROM５として８ビツト×
2048ワードのものを用いた場合、振幅制御は最大
振幅の1/256ステツプで行なうことができ、電気
角も１ビツト当り180/2048度（≒0.088度）とな
つてきわめて高い精度が得られる。

また、従来の構成では電圧の調整精度を倍にす
るのにROMの記憶容量も倍必要となるのに対
し、本発明によれば（Ｎ＋１）／Ｎ倍（Ｎ…
ROMのデータビツト数）の記憶容量でよいこと
になる。

このようにして、ROMを用いたスイツチング
制御利点を保持しつつ、完全に同期式であるこ
と、スイツチングのON時間、OFF時間の最少間
隔を予め考慮したパターンにできること、かつこ
れらを簡単な回路構成にて行うことなどの利点を
確保することができる。

〔第１実施例〕 この実施例は、本発明をCVCF（Constant−
Voltage Constant−Frequency：定電圧定周波
数）インバータの制御装置に適用したものであ
る。その制御装置の構成を第７図に示す。

まず、CVCFは電子計算機などの電源装置とし
て用いられ、常に一定の電圧を一定の周波数で供
給する装置である。したがつて、CVCFの制御装
置に対する電圧振幅指令は、負荷に印加される電
圧の検出値のフイードバツク信号により修正され
る。

次に内容を説明するが、ここで説明の便宜上第
７図において破線で示すブロツク１０を振幅指令
信号発生回路といい、同ブロツク１１を電気角指
令信号発生回路という。

振幅指令信号発生回路１０は、インバータが出
力すべき電圧（正弦波）を指示する電圧指令器１
２によつて与えられる電圧基準信号にインバータ
の負荷から検出したフイードバツク信号によつて
修正を加えたのち振幅指令信号ｖを出力するもの
である。すなわち、検出された負荷相電圧V_u，
V_v，V_w（フイードバツク信号）は電圧検出回路
１３に入力される。なお負荷電圧はインバータ出
力のパルス電圧からフイルタによつて高調波成分
が除去された正弦波電圧であることはいうまでも
ない。

電圧検出回路１３は、負荷電圧の３相分をベク
トル的に加算して負荷に印加される電圧のベクト
ル長を演算して実負荷電圧信号を出力する。この
実負荷信号は減算回路１４において電圧指令器１
２からの電圧基準信号と減算される。この電圧基
準信号はインバータの出力すべき電圧のベクトル
長を指示するものである。したがつて減算回路１
４の出力信号は負荷電圧のベクトル長の偏差を表
わす。このベクトル長の偏差信号は制御装置１５
にて増幅されたのち加算器１６に入力される。加
算回路１６では再び電圧基準信号と偏差信号とが
加算される。加算回路１６の出力信号はＡ／Ｄ変
換器１７においてデイジタル信号に変換される。
その結果、変換されたデイジタル信号が振幅指令
信号ｖとして比較器に入力されるのである。な
お、電圧基準信号のベクトル長と各相の負荷電圧
の振幅は比例関係にあるので、デイジタル化され
た振幅指令信号ｖを各相電圧の共通な振幅指令信
号とすることができる。

次に、電気角指令信号発生回路１１において、
発振器１８からの出力周波数3は分周回路１９に
て1/3に分周される。分周回路１９の出力は周波
数のパルス信号であり、カウンタ２０にてカウ
ントされる。そのカウント値が電気角指令信号θ
の基準信号となつて加算回路２１の一方の入力端
に入力される。

一方、加算回路２１の他方の入力端には位相シ
フト回路２２が接続されており、この位相シフト
回路２２から電気角指令信号θをインバータの３
相各相に対応させて2/3・π〔ラジアン〕ずつ位相
をシフトさせるシフト信号が入力される。すなわ
ち、位相シフト回路２２はスイツチ回路であり、
入力端にはそれぞれシフト値設定器２３_U，２３
_Ｖ，２３_Wからのシフト値０〔rad〕，2/3・π
〔rad〕，4/3・π〔rad〕が入力されている。そし
て、位相シフト回路２２は発振器１８からの発振
パルス信号に同期したタイミングでシフト値の切
換を順次行う。したがつて、加算回路２１から出
力される電気角指令信号θは、（θ）→（θ＋2/
３・π）→（θ＋4/3・π）→（θ）というよう
に、順次2/3・π〔rad〕ずつ位相がシフトされ最
上位ビツトθ_MSBが除かれた状態でROM２５に入
力され、インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の位相差
に対応したアドレスを指定する。

次に、ROM２５はこのようにして得られた電
気角指令信号θに基づき、その指示内容に対応す
るアドレスに書込まれた値の出力信号v_R（第５図
ａ）を出力する。

そして、振幅指令信号発生回路１０から出力さ
れる振幅指令信号ｖと、ROM２５から出力され
る出力信号v_Rとはそれぞれ比較器２６に入力され
る。比較器２６では振幅指令信号ｖの値と出力信
号v_Rの値とを比較し、 v_R≧ｖのとき論理“０” を出力し、 v_R＜ｖのとき論理“１” を出力する。

比較器６の出力信号はEX−OR回路２７の一
方の入力端に入力され、他方の入力端には電気角
指令信号θの最上位ビツト信号θ_MSB（第５図ｂ参
照）が入力される。EX−OR回路２７の出力信
号はラツチ回路２８_U，２８_V，２８_Wにそれぞれ
与えられる。

ラツチ回路２８_U，２８_V，２８_Wは、EX−OR
回路２７から出力される信号をシフト回路２２に
よる位相シフトに同期させてインバータの各相に
与えるためのものである。すなわち、ラツチ回路
２８_U，２８_V，２８_Wはスイツチ回路２４からの
ラツチ指令信号により、順次2/3・π〔rad〕ごと
にEX−OR回路２７の出力信号をラツチする。
このラツチ指令信号は、発振器１８からの出力パ
ルス（周波数3）をNOT回路３０によつて反転
させた信号が用いられる。スイツチ回路２４は位
相シフト回路２２と同期して連動し、順次2/3・
π〔rad〕ごとにラツチ指令信号を切換えて各ラ
ツチ回路２８_U，２８_V，２８_Wをラツチ動作させ
る。したがつて、位相シフト回路２２が０〔rad〕
を選択しているときはスイツチ回路２４によりラ
ツチ回路２８_Uが、2/3・π〔rad〕のときは２８_V
が、4/3・π〔rad〕のときは２８_Wが……という
ように、順次サイクリツクに各ラツチ回路は走査
される。ラツチ回路の書換えは、位相シフト回路
２２、スイツチ回路２４が周波数3のパルスにて
ある相を選択してから周波数3を半周期後、スイ
ツチ回路２４を介していずれかのラツチ回路にラ
ツチ指令が与えられることで行われる。

このようにして得られた各ラツチ回路２８_U，
２８_V，２８_Wの出力信号がインバータ各相の
PWM制御信号としてベースドライブ回路（図示
せず）に出力される。ラツチ回路出力信号はその
ままPWM制御信号としてベースドライブ回路を
介してインバータの正側のスイツチング素子U_p，
V_p，W_pに与えられる。一方、NOT回路２９_U，
２９_V，２９_Wを介して反転され、ベースドライブ
回路を介して反転され、ベースドライブ回路を介
して負側のスイツチング素子U_N，V_N，W_Nにそれ
ぞれ与えられる。

かくして、電源電圧が変動しても、その変動に
起因して負荷電圧が変動したとしても自動的に修
正され、常に電圧指令器１２にて与えられる電圧
基準に等しくなるよう制御される。

〔第２実施例〕 この実施例は、本発明を誘導電動機のＶ／Ｆ制
御に適用したものである。その制御装置の構成を
第８図に示す。なお、第８図において第７図と同
一の部分には同一の符号１９〜２４，２７〜３０
を付し説明は省略する。

この実施例の特徴は、誘導電動機が低速運転に
入つたとき内部磁束が減少することを補償し、低
速域まで使用できるようにした点にある。この実
施例において、第７図との対比の上で異なるとこ
ろは電圧基準（第７図、振幅指令信号発生回路１
０参照）の与え方である。以下詳述する。

第８図において、３１はインバータの出力周波
数指令器を示している。出力周波数信号はＶ／Ｆ
変換器３２により出力周波数信号の電圧に比例し
た周波数のパルス信号に変換される。変換された
出力周波数指令パルス信号は分周回路１９に入力
され、以下、第７図と同様の動作にて電気角指令
信号θがROM−Ａ３７に入力される。

一方、発振器３３は一定時間毎に極く狭い幅の
パルスを発生し、このパルスはカウンタ３４およ
びラツチ回路３５にタイミングパルス信号として
与えられる。すなわち、このタイミングパルス信
号の立上りにより、その時点でラツチ回路３５を
セツトする。このとき、カウンタ３４はＶ／Ｆ変
換器３２からの出力周波数指令パルス信号を刻々
とカウントしており、したがつてラツチ回路３５
にはタイミングパルス信号相互間に相当する一定
期間にカウントされた出力周波数指令パルス信号
のカウント値がセツトされる。また、タイミング
パルス信号の立下りによりカウンタ３４はNOT
回路３６を介してリセツトされ、再び出力周波数
指令パルス信号のカウントを開始する。

ラツチ回路３５にセツトされた値はそのうち上
位数ビツト除かれてROM−Ｂ３９に入力され
る。このROM−Ｂ３９には誘導電動機のＶ／Ｆ
関数が書込まれており、ラツチ回路にセツトされ
た値に基づいて振幅指令信号ｖを出力する。この
信号ｖは比較器４０の一方の入力端から入力され
る。

一方、ラツチ回路３５の出力信号のうち上位数
ビツトの信号はパターン切換信号としてパターン
切換回路３８を介してROM−Ａ３７に入力され
る。ここで、ROM−Ａ３７にはインバータ出力
電圧の一周期におけるパルス数がそれぞれ異なる
いくつかのパターンに分けて書込まれている。こ
れは、インバータの出力周波数指令が低くなるに
つれてインバータの出力パルスの数（一周期で
の）を増加させる必要があるからであり、指令周
波数に対応したパルスをインバータから発生させ
るためである。したがつて、ROM−Ａ３７はパ
ターン切換回路３８を介して、ラツチ回路出力の
上位数ビツトにより指定される出力周波数に対応
したパルス数のパターン信号θ_pを出力し、比較器
４０に入力する。なお、このパルス数パターンは
数種類でよく、ROM−Ａ３７の出力とROM−
Ｂ３９の出力を比較器４０において比較すること
によりインバータ出力電圧を出力周波数に応じて
きめこまかく調節することができる。

なおまた、パターン切換回路３８がゲート論理
であつた場合、パターンの切換点に相当する周波
数において動作が不安定になるのでフリツプフロ
ツプを用いることによりヒステリシス特性をもた
せることが望ましい。

このようにして、比較器４０で比較された結
果、以下、第７図と同様の動作にてインバータは
制御される。そして、ROM−Ｂ３９には入力が
小さくなるにつれて、徐々に出力が入力より大き
くなるようなＶ／Ｆ関数が書込まれているので、
誘導電動機が低速であつても内部磁束が高速時に
おける磁束と等しくなるようにインピーダンスに
よる電圧降下分を補償するものである。したがつ
て、誘導電動機を低速域まで使用することができ
る。

以上の通り、本発明によれば、ROMを用いた
スイツチングパターンによるPWM制御方式の利
点を生かしつつ、しかもROMの記憶容量を増大
させることなくインバータを高精度で制御するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のROMを用いた電圧形インバー
タ制御装置を示すブロツク図、第２図はその動作
を説明するためのタイミングチヤート、第３図は
電圧形トランジスタインバータの回路図、第４図
は本発明による制御装置の基本原理を示すブロツ
ク図、第５図はその動作説明のためのタイミング
チヤート、第６図はROMに書込む内容の一具体
例を説明するためのタイミングチヤート、第７図
は本発明をCFCVインバータの制御装置に適用し
た実施例を示すブロツク図、第８図は本発明を誘
導電動機のＶ／Ｆ制御装置に適用した実施例を示
すブロツク図である。 θ……電気角指令信号、v_R……関数信号、ｖ…
…振幅指令信号、４……電圧形インバータ、５…
…ROM（関数発生器）、６……比較器、７……
EX−OR、８……ベースドライブ回路、１０…
…振幅指令信号発生回路、１１……電気角指令信
号発生回路、２５……ROM（関数発生器）、２６
……比較器、３７……ROM−Ａ、３９……
ROM−Ｂ、４０……比較器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電圧形インバータをパルス幅変調により制御
   する電圧形インバータの制御装置において、パル
   ス幅変調制御してインバータの交流出力電圧を変
   化させる場合、基本波振幅値がそれぞれ異なる交
   流出力電圧に応じたスイツチング電気角のそれぞ
   れに対応するアドレスのデータ領域に前記基本波
   振幅値が書込まれたROMと、電気角指令信号に
   応じて読出される前記ROMの値と前記インバー
   タの交流出力電圧の大きさに対応する所望レベル
   とを比較して、前記電圧形インバータに対するパ
   ルス幅変調制御信号を出力する比較手段とを備え
   たことを特徴とする電圧形インバータの制御装
   置。