JPH06164312A - 演算トランスコンダクタンス増幅器・キャパシタ対用の周波数同調システム - Google Patents
演算トランスコンダクタンス増幅器・キャパシタ対用の周波数同調システムInfo
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- JPH06164312A JPH06164312A JP5184212A JP18421293A JPH06164312A JP H06164312 A JPH06164312 A JP H06164312A JP 5184212 A JP5184212 A JP 5184212A JP 18421293 A JP18421293 A JP 18421293A JP H06164312 A JPH06164312 A JP H06164312A
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- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
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- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、演算トランスコンダクタンス増幅
器ＯＴＡと基準キャパシタＺを含み、増幅器のトランス
コンダクタンスを所望の値に同調する同調信号を発生
し、そのキャパシタンス値と所望のトランスコンダクタ
ンス値の比率が増幅器の選択された基準周波数に実質上
比例するように選択されている簡単な構成で部品が少
く、高い基準周波数を使用できる同調システムことを目
的とする。 【構成】 整合手段ＭＭおよび第１、第２の同調通路を
含み、第１の同調通路は出力信号が同調される前記トラ
ンスコンダクタンスを示す増幅器ＯＴＡを含み、第２の
同調通路はキャパシタンスＺを含み、基準周波数でキャ
パシタンスＺの電圧対電流比を示す基準信号を発生し、
整合手段ＭＭは出力信号と前記基準信号とを比較し、そ
れによって同調信号ＶＴＦを発生することを特徴とする
同調信号発生用の同調システム。ことを特徴とする。
器ＯＴＡと基準キャパシタＺを含み、増幅器のトランス
コンダクタンスを所望の値に同調する同調信号を発生
し、そのキャパシタンス値と所望のトランスコンダクタ
ンス値の比率が増幅器の選択された基準周波数に実質上
比例するように選択されている簡単な構成で部品が少
く、高い基準周波数を使用できる同調システムことを目
的とする。 【構成】 整合手段ＭＭおよび第１、第２の同調通路を
含み、第１の同調通路は出力信号が同調される前記トラ
ンスコンダクタンスを示す増幅器ＯＴＡを含み、第２の
同調通路はキャパシタンスＺを含み、基準周波数でキャ
パシタンスＺの電圧対電流比を示す基準信号を発生し、
整合手段ＭＭは出力信号と前記基準信号とを比較し、そ
れによって同調信号ＶＴＦを発生することを特徴とする
同調信号発生用の同調システム。ことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、演算トランスコンダク
タンス増幅器（ＯＴＡ）のトランスコンダクタンスを所
望のトランスコンダクタンス値に同調する同調信号を発
生するための同調システムに関し、前記同調システムは
基準キャパシタのキャパシタンス値に対する前記所望の
トランスコンダクタンス値の比率が実質上前記増幅器の
選択された基準周波数に比例するように選択された基準
キャパシタを含む。
タンス増幅器（ＯＴＡ）のトランスコンダクタンスを所
望のトランスコンダクタンス値に同調する同調信号を発
生するための同調システムに関し、前記同調システムは
基準キャパシタのキャパシタンス値に対する前記所望の
トランスコンダクタンス値の比率が実質上前記増幅器の
選択された基準周波数に比例するように選択された基準
キャパシタを含む。
【０００２】
【従来の技術】このような同調システムは既に文献（M.
Steyaert とJ. Silva-Martinez による“A 10.7 MHz C
MOS OTA-R-C bandpass filter with 68 dB dynamic ran
ge andon-chip automatic tuning ”、ISSCC 、1992年
２月、66〜67頁）から知られている。この文献は特に、
ＯＴＡ−Ｃフィルタとして通常知られる演算トランスコ
ンダクタンス増幅器ＯＴＡおよび関連するキャパシタＣ
によって構成されたフィルタに関する。このタイプのフ
ィルタの使用は特に集積回路アナログフィルタのドメイ
ンで有益であることが発見されている。このようなフィ
ルタの１つの利点は組込まれたＯＴＡのトランスコンダ
クタンスの制御能力から得られる。これらのトランスコ
ンダクタンスを同調することによりフィルタの周波数応
答特性は同調されることができる。この同調は第１に回
避できない構成の不正確にかかわらず非常に正確な周波
数応答特性を提供するために使用されている。
Steyaert とJ. Silva-Martinez による“A 10.7 MHz C
MOS OTA-R-C bandpass filter with 68 dB dynamic ran
ge andon-chip automatic tuning ”、ISSCC 、1992年
２月、66〜67頁）から知られている。この文献は特に、
ＯＴＡ−Ｃフィルタとして通常知られる演算トランスコ
ンダクタンス増幅器ＯＴＡおよび関連するキャパシタＣ
によって構成されたフィルタに関する。このタイプのフ
ィルタの使用は特に集積回路アナログフィルタのドメイ
ンで有益であることが発見されている。このようなフィ
ルタの１つの利点は組込まれたＯＴＡのトランスコンダ
クタンスの制御能力から得られる。これらのトランスコ
ンダクタンスを同調することによりフィルタの周波数応
答特性は同調されることができる。この同調は第１に回
避できない構成の不正確にかかわらず非常に正確な周波
数応答特性を提供するために使用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、特にこのよ
うなＯＴＡ−Ｃフィルタを制御する同調システムに関す
る。
うなＯＴＡ−Ｃフィルタを制御する同調システムに関す
る。
【０００４】このような同調システムは共通してマスタ
−スレ−ブ原理により動作され、この原理ではデ−タ処
理路に含まれる少なくとも１つのマスタ−フィルタが同
調信号にり同調され、例えば前述したようにトランスコ
ンダクタンスを同調する同調電圧がこのマスタ−フィル
タの少なくとも１部分のレプリカを含む同調システムに
より発生される。このレプリカはスレ−ブフィルタと呼
ばれ、前述の同調可能なフィルタに対応する。同調信号
はスレ−ブフィルタの周波数応答特性が所望の応答特性
と整合するように発生されなければならない。
−スレ−ブ原理により動作され、この原理ではデ−タ処
理路に含まれる少なくとも１つのマスタ−フィルタが同
調信号にり同調され、例えば前述したようにトランスコ
ンダクタンスを同調する同調電圧がこのマスタ−フィル
タの少なくとも１部分のレプリカを含む同調システムに
より発生される。このレプリカはスレ−ブフィルタと呼
ばれ、前述の同調可能なフィルタに対応する。同調信号
はスレ−ブフィルタの周波数応答特性が所望の応答特性
と整合するように発生されなければならない。
【０００５】前述の文献では総合的フィルタの品質係数
とフィルタに含まれるＯＴＡ−Ｃ積分器の時定数を別々
に同調することによりこの周波数応答を決定することが
提案されている。周波数同調に匹敵する後者の同調は特
に題名「周波数の自動同調」（“Automatic tuning of
the frequency ”）で記載されており、本発明の主題で
ある。品質係数の同調は本発明と同一の発明者の別の特
許出願明細書が参照される（発明の名称“Quality fact
or tuning system and current rectifier used therei
n ”）。
とフィルタに含まれるＯＴＡ−Ｃ積分器の時定数を別々
に同調することによりこの周波数応答を決定することが
提案されている。周波数同調に匹敵する後者の同調は特
に題名「周波数の自動同調」（“Automatic tuning of
the frequency ”）で記載されており、本発明の主題で
ある。品質係数の同調は本発明と同一の発明者の別の特
許出願明細書が参照される（発明の名称“Quality fact
or tuning system and current rectifier used therei
n ”）。
【０００６】周波数同調では既知の文献では同調システ
ムのマスタ−フィルタの前述のＯＴＡ−Ｃ積分器のレプ
リカを含むことが提案されている。ＯＴＡのレプリカは
前述の増幅器であり、Ｃのレプリカはマスタ−フィルタ
の対応する積分器に供給される同調信号を発生するため
に使用される前述の基準キャパシタである。同調信号は
予め定められた比率が増幅器のトランスコンダクタンス
と基準キャパシタのキャパシタンス値との間に存在する
ように調節される。参照の文献では既知のスイッチドキ
ャパシタ技術により製造された同調システムを使用する
ことをさらに提案している。しかし後者の技術は前述の
文献から証明されるようにやや複雑な同調システムに導
かれる。提案された同調システムは比較的多くのハ−ド
ウェアを必要とするだけでなくスイッチドキャパシタ技
術を行うことを必要とするオ−バ−ラップしないクロッ
クの誘導がこのシステムの構造を困難にし、ハ−ドウェ
ア価格を増加する。さらに前述の技術は同調システムで
使用される前述の基準周波数が比較的高いとき適してい
ない。その場合、含まれるスイッチングは同調システム
の性能に悪影響をもたらす。しかしフィルタが高い周波
数帯域通過フィルタである場合、同調がこのようなＯＴ
Ａ中で回避不可能に存在する周波数依存寄生をよく考慮
することができるのでこのような高い基準周波数はよい
同調を提供するのに必要である。
ムのマスタ−フィルタの前述のＯＴＡ−Ｃ積分器のレプ
リカを含むことが提案されている。ＯＴＡのレプリカは
前述の増幅器であり、Ｃのレプリカはマスタ−フィルタ
の対応する積分器に供給される同調信号を発生するため
に使用される前述の基準キャパシタである。同調信号は
予め定められた比率が増幅器のトランスコンダクタンス
と基準キャパシタのキャパシタンス値との間に存在する
ように調節される。参照の文献では既知のスイッチドキ
ャパシタ技術により製造された同調システムを使用する
ことをさらに提案している。しかし後者の技術は前述の
文献から証明されるようにやや複雑な同調システムに導
かれる。提案された同調システムは比較的多くのハ−ド
ウェアを必要とするだけでなくスイッチドキャパシタ技
術を行うことを必要とするオ−バ−ラップしないクロッ
クの誘導がこのシステムの構造を困難にし、ハ−ドウェ
ア価格を増加する。さらに前述の技術は同調システムで
使用される前述の基準周波数が比較的高いとき適してい
ない。その場合、含まれるスイッチングは同調システム
の性能に悪影響をもたらす。しかしフィルタが高い周波
数帯域通過フィルタである場合、同調がこのようなＯＴ
Ａ中で回避不可能に存在する周波数依存寄生をよく考慮
することができるのでこのような高い基準周波数はよい
同調を提供するのに必要である。
【０００７】本発明の目的は前述の既知のタイプの同調
システムであるが、設計が簡単で、必要なハ−ドウェア
が少なく、高い基準周波数の使用を可能にする同調シス
テムを提供することである。
システムであるが、設計が簡単で、必要なハ−ドウェア
が少なく、高い基準周波数の使用を可能にする同調シス
テムを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的は、同調システ
ムが整合手段と同様に第１、第２の同調通路を含み、前
記第１の同調通路は出力信号が同調される前記トランス
コンダクタンスの指示である増幅器を含み、前記第２の
同調通路は前記キャパシタを含み前記基準周波数の前記
キャパシタの電圧対電流比を示す基準信号を発生し、前
記整合手段は前記出力信号と前記基準信号を比較し、対
応して前記同調信号を発生することにより達成される。
ムが整合手段と同様に第１、第２の同調通路を含み、前
記第１の同調通路は出力信号が同調される前記トランス
コンダクタンスの指示である増幅器を含み、前記第２の
同調通路は前記キャパシタを含み前記基準周波数の前記
キャパシタの電圧対電流比を示す基準信号を発生し、前
記整合手段は前記出力信号と前記基準信号を比較し、対
応して前記同調信号を発生することにより達成される。
【０００９】本発明は、基準周波数におけるキャパシタ
の電圧対電流比率がこの基準周波数とキャパシタンス値
の積に等しいという既知の事実を使用する。それ故電圧
対電流比率又はＯＴＡの利得と同じであるトランスコン
ダクタンスは前述した２つの電圧対電流比率の整合を提
供する所望の値に実証可能に同調される。後述するよう
に整合手段は簡単な方法で設計され、比較的必要なハ−
ドウェアが少ない。その上このような同調システムはア
ナログ信号のみが存在するように設計され、その結果比
較的低い基準周波数に対する前述の制限が除去されるこ
とができる。
の電圧対電流比率がこの基準周波数とキャパシタンス値
の積に等しいという既知の事実を使用する。それ故電圧
対電流比率又はＯＴＡの利得と同じであるトランスコン
ダクタンスは前述した２つの電圧対電流比率の整合を提
供する所望の値に実証可能に同調される。後述するよう
に整合手段は簡単な方法で設計され、比較的必要なハ−
ドウェアが少ない。その上このような同調システムはア
ナログ信号のみが存在するように設計され、その結果比
較的低い基準周波数に対する前述の制限が除去されるこ
とができる。
【００１０】前述の同調システムはフィルタに含まれる
ＯＴＡ−Ｃ積分器の周波数の同調に制限されない。基準
キャパシタの適切なキャパシタンス値と適切な基準周波
数を選択することにより、ＯＴＡのトランスコンダクタ
ンスを所望の値に同調する同調信号はこの同調システム
により発生される。この特性はさらに後述するような発
明的に使用される。同調システムの増幅器および基準キ
ャパシタがＯＴＡの正確なレプリカと、同調されるマス
タ−フィルタの積分器に含まれる関連するキャパシタと
異なっていることを特に許容する。
ＯＴＡ−Ｃ積分器の周波数の同調に制限されない。基準
キャパシタの適切なキャパシタンス値と適切な基準周波
数を選択することにより、ＯＴＡのトランスコンダクタ
ンスを所望の値に同調する同調信号はこの同調システム
により発生される。この特性はさらに後述するような発
明的に使用される。同調システムの増幅器および基準キ
ャパシタがＯＴＡの正確なレプリカと、同調されるマス
タ−フィルタの積分器に含まれる関連するキャパシタと
異なっていることを特に許容する。
【００１１】本発明の別の特徴は、前記同調システムが
前記基準周波数を有する基準入力信号を発生する信号発
生手段も含むことであり、前記入力信号は第１、第２の
同調通路の両者に供給される。
前記基準周波数を有する基準入力信号を発生する信号発
生手段も含むことであり、前記入力信号は第１、第２の
同調通路の両者に供給される。
【００１２】基準周波数のこの入力信号を両者の同調通
路に供給することにより整合手段はできるだけ比例係数
によって基準信号の振幅と出力信号の振幅と比較する必
要のあるときのみ非常に簡単に維持されることができ
る。これらの振幅の間の相対的な差は前述の電圧対電流
比の差に比例する。
路に供給することにより整合手段はできるだけ比例係数
によって基準信号の振幅と出力信号の振幅と比較する必
要のあるときのみ非常に簡単に維持されることができ
る。これらの振幅の間の相対的な差は前述の電圧対電流
比の差に比例する。
【００１３】本発明の別の重要な面は、第２の同調通路
がトランスコンダクタンスが低下するインピ−ダンスと
して含まれる前記基準キャパシタにより決定される第２
の演算トランスコンダクタンス増幅器を含み、前記電圧
対電流比が前記第２の増幅器のトランスコンダクタンス
であり、この第２の増幅器のトランスコンダクタンスの
値が実質上前記基準周波数と前記キャパシタンス値の積
に比例することである。この簡単な方法で基準キャパシ
タに関して電圧対電流比を実現することによって第２の
演算トランスコンダクタンス増幅器の差動出力電流とし
て容易に測定される。さらに、そのことを実行すると出
力および基準信号の両者は各差動端子に現れる差動出力
電流である。これは同様の方法で両者の同調通路の端部
としての整合手段の設計を簡単にする。２つの通路の同
様の構成ブロックは使用され、これは集積回路技術が使
用されるとき特に設計する手間を省く。
がトランスコンダクタンスが低下するインピ−ダンスと
して含まれる前記基準キャパシタにより決定される第２
の演算トランスコンダクタンス増幅器を含み、前記電圧
対電流比が前記第２の増幅器のトランスコンダクタンス
であり、この第２の増幅器のトランスコンダクタンスの
値が実質上前記基準周波数と前記キャパシタンス値の積
に比例することである。この簡単な方法で基準キャパシ
タに関して電圧対電流比を実現することによって第２の
演算トランスコンダクタンス増幅器の差動出力電流とし
て容易に測定される。さらに、そのことを実行すると出
力および基準信号の両者は各差動端子に現れる差動出力
電流である。これは同様の方法で両者の同調通路の端部
としての整合手段の設計を簡単にする。２つの通路の同
様の構成ブロックは使用され、これは集積回路技術が使
用されるとき特に設計する手間を省く。
【００１４】基準キャパシタのキャパシタンス値および
基準周波数が第２のＯＴＡのトランスコンダクタンスが
効率的に前述の積により与えられるように選択されるこ
とに注目すべきである。これはこの積が第２のＯＴＡに
含まれる入力トランジスタのトランスコンダクタンスを
無視できる程小さいことを必要とする。
基準周波数が第２のＯＴＡのトランスコンダクタンスが
効率的に前述の積により与えられるように選択されるこ
とに注目すべきである。これはこの積が第２のＯＴＡに
含まれる入力トランジスタのトランスコンダクタンスを
無視できる程小さいことを必要とする。
【００１５】本発明の別の特徴は前記第１、第２の同調
通路が電圧対電流変換を行い、前記同調通路の出力電流
がさらに前記整合手段に含まれるそれぞれ第１、第２の
電流整流器により第１および第２のシングルエンドの整
流された電流に変換され、前記整流された電流は前記整
合手段にまた含まれている整合キャパシタを充電および
放電し、前記整合キャパシタを充電する同調手段の１つ
は前記キャパシタンス上の電圧が前記同調信号を決定す
るために使用されることにある。
通路が電圧対電流変換を行い、前記同調通路の出力電流
がさらに前記整合手段に含まれるそれぞれ第１、第２の
電流整流器により第１および第２のシングルエンドの整
流された電流に変換され、前記整流された電流は前記整
合手段にまた含まれている整合キャパシタを充電および
放電し、前記整合キャパシタを充電する同調手段の１つ
は前記キャパシタンス上の電圧が前記同調信号を決定す
るために使用されることにある。
【００１６】このような非常に簡単な回路で整合キャパ
シタ上の電圧は第１、第２の同調通路の電圧対電流比の
差の尺度であることが立証できる。充電された整流電流
に対応する同調通路はキャパシタ上の後者の電圧が既に
必要な負のフィ−ドバック同調信号を構成するように選
択される。
シタ上の電圧は第１、第２の同調通路の電圧対電流比の
差の尺度であることが立証できる。充電された整流電流
に対応する同調通路はキャパシタ上の後者の電圧が既に
必要な負のフィ−ドバック同調信号を構成するように選
択される。
【００１７】第１の同調通路では電圧対電流比率が原理
上、位相シフトなしに達成され第２の同調通路では基準
キャパシタが常に約90°の位相シフトとなるので、整合
キャパシタ上の電圧は常に立証可能に大きなリップルを
有する。しかし電流の整流のためにこの回避できないリ
ップル電圧は前述の基準周波数より大きい信号周波数を
有し、それ故通過帯域周波数領域の外に位置される。マ
スタ−フィルタ又は第１の増幅器へのこのリップルの漏
洩は従って実際の状況では周波数応答特性を妨害しな
い。しかし安全上は非臨界的なロ−パスフィルタにより
同調信号をロ−パスフィルタ処理することが可能であ
る。このようなロ−パスフィルタは実際集積回路の信号
の伝送ラインによる寄生効果として既に達成されてい
る。
上、位相シフトなしに達成され第２の同調通路では基準
キャパシタが常に約90°の位相シフトとなるので、整合
キャパシタ上の電圧は常に立証可能に大きなリップルを
有する。しかし電流の整流のためにこの回避できないリ
ップル電圧は前述の基準周波数より大きい信号周波数を
有し、それ故通過帯域周波数領域の外に位置される。マ
スタ−フィルタ又は第１の増幅器へのこのリップルの漏
洩は従って実際の状況では周波数応答特性を妨害しな
い。しかし安全上は非臨界的なロ−パスフィルタにより
同調信号をロ−パスフィルタ処理することが可能であ
る。このようなロ−パスフィルタは実際集積回路の信号
の伝送ラインによる寄生効果として既に達成されてい
る。
【００１８】本発明の重要な特徴は、最初に述べた演算
トランスコンダクタンス増幅器が入力および出力段を含
み、前記入力段が第１の差動増幅器とこの第１の増幅器
の入力端子である第１の入力端子からなり、前記第１の
増幅器のトランスコンダクタンス特性は減結合抵抗によ
り線形化され、前記第１の増幅器の出力端子は前記出力
段のそれぞれの入力端子に接続され、前記出力段は２つ
の増幅器分岐の共通の結合点に接続された電流源を含む
第２の差動増幅器を有し、前記電流源は前記同調信号に
より制御され、前記第２の増幅器の出力端子は前記第１
の演算トランスコンダクタンス増幅器の出力端子であ
る。
トランスコンダクタンス増幅器が入力および出力段を含
み、前記入力段が第１の差動増幅器とこの第１の増幅器
の入力端子である第１の入力端子からなり、前記第１の
増幅器のトランスコンダクタンス特性は減結合抵抗によ
り線形化され、前記第１の増幅器の出力端子は前記出力
段のそれぞれの入力端子に接続され、前記出力段は２つ
の増幅器分岐の共通の結合点に接続された電流源を含む
第２の差動増幅器を有し、前記電流源は前記同調信号に
より制御され、前記第２の増幅器の出力端子は前記第１
の演算トランスコンダクタンス増幅器の出力端子であ
る。
【００１９】このような本発明のＯＴＡは優れた線形性
を有するトランスコンダクタ特性を示すので特に有効で
あり、この線形はＯＴＡの同調により影響を受けない。
入力段は差動増幅器のよく知られた減結合技術により非
常に線形であり、一方この線形は制御可能な電流源によ
り発生される電流に比例する係数で信号を増幅する出力
段により悪影響を受けない第１近似値にある。
を有するトランスコンダクタ特性を示すので特に有効で
あり、この線形はＯＴＡの同調により影響を受けない。
入力段は差動増幅器のよく知られた減結合技術により非
常に線形であり、一方この線形は制御可能な電流源によ
り発生される電流に比例する係数で信号を増幅する出力
段により悪影響を受けない第１近似値にある。
【００２０】このＯＴＡはさらに同調システムがデ−タ
処理路に含まれるＯＴＡのトランスコンダクタンスの同
調に使用されることを可能にし、同調システムに含まれ
るＯＴＡのトランスコンダクタンスと同一ではない。こ
れらのＯＴＡが前述のタイプであるとトランスコンダク
タンスは減結合抵抗の抵抗値に反比例する。これらがさ
らに同じ同調信号により同調されるならば、この比例は
対応する劣化抵抗の抵抗値の比率として種々のＯＴＡと
の間で実証可能に達成される。このような抵抗比は電子
チップの高い正確度もよって得られ、後者の特徴もこの
ような電子チップの設計上非常に有益である。
処理路に含まれるＯＴＡのトランスコンダクタンスの同
調に使用されることを可能にし、同調システムに含まれ
るＯＴＡのトランスコンダクタンスと同一ではない。こ
れらのＯＴＡが前述のタイプであるとトランスコンダク
タンスは減結合抵抗の抵抗値に反比例する。これらがさ
らに同じ同調信号により同調されるならば、この比例は
対応する劣化抵抗の抵抗値の比率として種々のＯＴＡと
の間で実証可能に達成される。このような抵抗比は電子
チップの高い正確度もよって得られ、後者の特徴もこの
ような電子チップの設計上非常に有益である。
【００２１】特に前述のタイプのＯＴＡを使用すること
により、同調システムのＯＴＡは基準周波数と基準キャ
パシタのキャパシタンス値が以下明らかにされるように
決定される限り、異なった減結合抵抗を使用することに
よりデ−タ処理路のＯＴＡと異なることができる。後者
の利点は同調システムのパラメ−タ即ち基準キャパシタ
と基準周波数を選択することに使用され、その結果より
よい性能が達成されるかまたは前述の抵抗比が同じ同調
信号に基づく所望のトランスコンダクタンスを達成する
ように予め定められるデ−タ処理路で異なったＯＴＡの
間で同調システムを共有する。
により、同調システムのＯＴＡは基準周波数と基準キャ
パシタのキャパシタンス値が以下明らかにされるように
決定される限り、異なった減結合抵抗を使用することに
よりデ−タ処理路のＯＴＡと異なることができる。後者
の利点は同調システムのパラメ−タ即ち基準キャパシタ
と基準周波数を選択することに使用され、その結果より
よい性能が達成されるかまたは前述の抵抗比が同じ同調
信号に基づく所望のトランスコンダクタンスを達成する
ように予め定められるデ−タ処理路で異なったＯＴＡの
間で同調システムを共有する。
【００２２】さらにこの演算トランスコンダクタンス増
幅器の特徴は前記第１の増幅器が２つの増幅器分岐を含
み、それぞれ前記減結合抵抗と第１、第２のダイオ−ド
のそれぞれ１つの間で結合される入力トランジスタを含
み、前記各ダイオ−ドの１つと前記入力トランジスタの
各連結点は前記第１の増幅器の前記出力端子を構成し、
最後に述べた増幅器分岐は少なくとも１つの定電流源に
より供給され、最初に述べた増幅器分岐のそれぞれは前
記共通の連結点との間と前記第２の増幅器の前記各出力
端子の１つに接続されており、前記ダイオ−ドはダイオ
−ド接続されたトランジスタにより構成される。
幅器の特徴は前記第１の増幅器が２つの増幅器分岐を含
み、それぞれ前記減結合抵抗と第１、第２のダイオ−ド
のそれぞれ１つの間で結合される入力トランジスタを含
み、前記各ダイオ−ドの１つと前記入力トランジスタの
各連結点は前記第１の増幅器の前記出力端子を構成し、
最後に述べた増幅器分岐は少なくとも１つの定電流源に
より供給され、最初に述べた増幅器分岐のそれぞれは前
記共通の連結点との間と前記第２の増幅器の前記各出力
端子の１つに接続されており、前記ダイオ−ドはダイオ
−ド接続されたトランジスタにより構成される。
【００２３】入力段階の定電流源の使用はこの入力段の
電圧対電流比を固定し線形に維持し、一方ダイオ−ドの
使用は入力段の出力信号が出力段階へ通過されるときの
歪みを最少化する。
電圧対電流比を固定し線形に維持し、一方ダイオ−ドの
使用は入力段の出力信号が出力段階へ通過されるときの
歪みを最少化する。
【００２４】さらに本発明の別の観点は、前記整合キャ
パシタ上の前記電圧がロ−パスフィルタに供給され、こ
のロ−パスフィルタの出力信号は前記第１の増幅器と、
前記第１の演算トランスコンダクタンス増幅器と同様の
動作特性を有する少なくとも１つの第３の演算トランス
コンダクタンス増幅器に供給される同調信号であり、前
記第３の演算トランスコンダクタンス増幅器はフィルタ
に含まれ、ここで前記第３の増幅器と共に積分器を形成
する第３のキャパシタに関連され、前記第３の増幅器の
トランスコンダクタンスは最初に述べた増幅器のトラン
スコンダクタンスに比例し、前記第３のキャパシタのキ
ャパシタンス値と前記積分器の特性周波数の積は実質上
前記基準周波数と前記基準キャパシタのキャパシタンス
値の積に比例し、２つの比例の比例係数は実質上等し
い。
パシタ上の前記電圧がロ−パスフィルタに供給され、こ
のロ−パスフィルタの出力信号は前記第１の増幅器と、
前記第１の演算トランスコンダクタンス増幅器と同様の
動作特性を有する少なくとも１つの第３の演算トランス
コンダクタンス増幅器に供給される同調信号であり、前
記第３の演算トランスコンダクタンス増幅器はフィルタ
に含まれ、ここで前記第３の増幅器と共に積分器を形成
する第３のキャパシタに関連され、前記第３の増幅器の
トランスコンダクタンスは最初に述べた増幅器のトラン
スコンダクタンスに比例し、前記第３のキャパシタのキ
ャパシタンス値と前記積分器の特性周波数の積は実質上
前記基準周波数と前記基準キャパシタのキャパシタンス
値の積に比例し、２つの比例の比例係数は実質上等し
い。
【００２５】以下に証明される前述の観点は、本発明の
広範囲の応用と、前述のパラメ−タが最適の性能を達成
するように選択された自由度を示す。その上これらのパ
ラメ−タと同調システムで使用されるＯＴＡのタイプを
注意深く選択することにより単一の同調システムは前述
したようにデ−タ処理路に含まれる異なったＯＴＡとの
間で共有されることができる。
広範囲の応用と、前述のパラメ−タが最適の性能を達成
するように選択された自由度を示す。その上これらのパ
ラメ−タと同調システムで使用されるＯＴＡのタイプを
注意深く選択することにより単一の同調システムは前述
したようにデ−タ処理路に含まれる異なったＯＴＡとの
間で共有されることができる。
【００２６】本発明の別の特徴は前記フィルタが帯域通
過フィルタであり、前記基準周波数は前記フィルタの帯
域通過周波数領域の中心周波数に等しく、前記信号発生
手段は前記フィルタの品質係数と前記フィルタに含まれ
る少なくとも１つの第３の増幅器のトランスコンダクタ
ンスとの両者を同調するために使用される。
過フィルタであり、前記基準周波数は前記フィルタの帯
域通過周波数領域の中心周波数に等しく、前記信号発生
手段は前記フィルタの品質係数と前記フィルタに含まれ
る少なくとも１つの第３の増幅器のトランスコンダクタ
ンスとの両者を同調するために使用される。
【００２７】この方法で基準周波数を選択することによ
り、前述の周波数依存寄生は最初に述べたＯＴＡ増幅器
がフィルタまたは第３の増幅器、即ちフィルタの通過帯
域周波数領域で重要な周波数領域で同調されるとき同調
システムで最適に消去される。さらに前述の別出願特許
明細書から明らかなように、信号発生手段が２つの同調
システム、即ち品質係数同調システムと存在する周波数
の同調システムの間で共有されることを可能にする。
り、前述の周波数依存寄生は最初に述べたＯＴＡ増幅器
がフィルタまたは第３の増幅器、即ちフィルタの通過帯
域周波数領域で重要な周波数領域で同調されるとき同調
システムで最適に消去される。さらに前述の別出願特許
明細書から明らかなように、信号発生手段が２つの同調
システム、即ち品質係数同調システムと存在する周波数
の同調システムの間で共有されることを可能にする。
【００２８】本発明の前述した目的および他の目的およ
び特徴は添付図面を伴った後述の実施例の説明を参照し
て十分に理解されるであろう。
び特徴は添付図面を伴った後述の実施例の説明を参照し
て十分に理解されるであろう。
【００２９】
【実施例】図１で示されている同調可能な４次フィルタ
ＢＩＱＵＡＤは通常接頭符号ＯＴＡで示された演算トラ
ンスコンダクタンス増幅器と通常接頭符号Ｃで示された
キャパシタとをそれぞれ含む対により構成されているア
ナログ連続時間フィルタである。このようなＯＴＡ−Ｃ
の対は既知のＯＴＡ−Ｃフィルタ形態の基本的なブロッ
クを形成し、これらの対は古典的な基本的積分器にほか
ならない。ＯＴＡ−Ｃフィルタは有益な特性が認められ
ており、それ故例えば自動車通信分野等のアナログオン
チップフィルタで広く使用されている。このタイプのフ
ィルタの特別の利点はそこに含まれるＯＴＡのトランス
コンダクタンスを同調することにより簡単に同調できる
ことである。この同調は構成の不正確にもかかわらず満
足な性能を達成するのに臨界的である。
ＢＩＱＵＡＤは通常接頭符号ＯＴＡで示された演算トラ
ンスコンダクタンス増幅器と通常接頭符号Ｃで示された
キャパシタとをそれぞれ含む対により構成されているア
ナログ連続時間フィルタである。このようなＯＴＡ−Ｃ
の対は既知のＯＴＡ−Ｃフィルタ形態の基本的なブロッ
クを形成し、これらの対は古典的な基本的積分器にほか
ならない。ＯＴＡ−Ｃフィルタは有益な特性が認められ
ており、それ故例えば自動車通信分野等のアナログオン
チップフィルタで広く使用されている。このタイプのフ
ィルタの特別の利点はそこに含まれるＯＴＡのトランス
コンダクタンスを同調することにより簡単に同調できる
ことである。この同調は構成の不正確にもかかわらず満
足な性能を達成するのに臨界的である。
【００３０】前述した文献ではこのようなＯＴＡ−Ｃフ
ィルタの周波数応答特性は２つの分離した同調システム
により所望の応答に同調できることが開示されている。
第１の同調システムは前述の積分器に含まれるＯＴＡの
トランスコンダクタンスに対する周波数同調信号を発生
する。
ィルタの周波数応答特性は２つの分離した同調システム
により所望の応答に同調できることが開示されている。
第１の同調システムは前述の積分器に含まれるＯＴＡの
トランスコンダクタンスに対する周波数同調信号を発生
する。
【００３１】所望の特性の積分周波数を達成するため積
分器に含まれるＯＴＡのトランスコンダクタンスを同調
するこのような周波数同調システムは後述されているよ
うに本発明の主題である。第２の同調システムはフィル
タの品質係数を所望の値に同調するように使用される別
の同調信号を発生する。システムを同調する特定の品質
係数は前述の別出願特許明細書（発明の名称“Quality
factor tuning systemand current rectifier used the
rein ”）に記載されている。
分器に含まれるＯＴＡのトランスコンダクタンスを同調
するこのような周波数同調システムは後述されているよ
うに本発明の主題である。第２の同調システムはフィル
タの品質係数を所望の値に同調するように使用される別
の同調信号を発生する。システムを同調する特定の品質
係数は前述の別出願特許明細書（発明の名称“Quality
factor tuning systemand current rectifier used the
rein ”）に記載されている。
【００３２】このような同調システムは共通してマスタ
−スレ−ブ原理により動作する。これは前述の同調信号
が情報デ−タ処理のデ−タ路に含まれ“マスタ−”フィ
ルタと呼ばれる少なくとも１つのフィルタに供給され、
同調システム自体はこのマスタ−フィルタの少なくとも
一部の“スレ−ブ”フィルタと呼ばれるレプリカを含
む。スレ−ブフィルタは同調信号を発生するための基準
として同調システムにより使用される。ここで説明した
周波数同調システムではマスタ−フィルタは図１で示さ
れているフィルタＢＩＱＵＡＤであり、スレ−ブフィル
タはこのフィルタＢＩＱＵＡＤ即ちＯＴＡ３−Ｃ１また
はＯＴＡ５−Ｃ２の１つの積分部分のレプリカとして考
えられる。同調の正確性を改良するため同一の電子チッ
プ上の同調システムとマスタ−フィルタを集積すること
は普通のことである。
−スレ−ブ原理により動作する。これは前述の同調信号
が情報デ−タ処理のデ−タ路に含まれ“マスタ−”フィ
ルタと呼ばれる少なくとも１つのフィルタに供給され、
同調システム自体はこのマスタ−フィルタの少なくとも
一部の“スレ−ブ”フィルタと呼ばれるレプリカを含
む。スレ−ブフィルタは同調信号を発生するための基準
として同調システムにより使用される。ここで説明した
周波数同調システムではマスタ−フィルタは図１で示さ
れているフィルタＢＩＱＵＡＤであり、スレ−ブフィル
タはこのフィルタＢＩＱＵＡＤ即ちＯＴＡ３−Ｃ１また
はＯＴＡ５−Ｃ２の１つの積分部分のレプリカとして考
えられる。同調の正確性を改良するため同一の電子チッ
プ上の同調システムとマスタ−フィルタを集積すること
は普通のことである。
【００３３】しかし本発明による周波数同調システムは
積分器に含まれるＯＴＡのトランスコンダクタンスの上
記同調に限定されないが、同調システムに含まれるＯＴ
Ａはレプリカであることに注意すべきである。この同調
システムはより通常ではＯＴＡのトランスコンダクタン
スを基準キャパシタのキャパシタンスと基準周波数を適
切な値に選択することにより所望の値に同調するのに応
用可能である。さらに以下に明らかなように、同調シス
テムが高く限定される周波数同調システムとして使用さ
れる場合に、ＯＴＡも基準キャパシタもデ−タ処理路で
同調されるために積分器のそれぞれ対応する装置の正確
なレプリカである必要はない。
積分器に含まれるＯＴＡのトランスコンダクタンスの上
記同調に限定されないが、同調システムに含まれるＯＴ
Ａはレプリカであることに注意すべきである。この同調
システムはより通常ではＯＴＡのトランスコンダクタン
スを基準キャパシタのキャパシタンスと基準周波数を適
切な値に選択することにより所望の値に同調するのに応
用可能である。さらに以下に明らかなように、同調シス
テムが高く限定される周波数同調システムとして使用さ
れる場合に、ＯＴＡも基準キャパシタもデ−タ処理路で
同調されるために積分器のそれぞれ対応する装置の正確
なレプリカである必要はない。
【００３４】図１で示されているフィルタは５個のトラ
ンスコンダクタンス増幅器ＯＴＡ１〜ＯＴＡ５と２個の
キャパシタＣ１、Ｃ２を備えた４次フィルタＢＩＱＵＡ
Ｄである。フィルタＢＩＱＵＡＤは同様の名称の信号Ｖ
Ｉが供給される差動電圧入力端子ＶＩを有し、同様の名
称の電圧出力端子ＶＯを横切るフィルタされた差動出力
電圧ＶＯを発生する。ＢＩＱＵＡＤの全ての中間信号は
２つの対応する端子に差動的に供給される平衡信号であ
り、ＢＩＱＵＡＤの構成部分はこれらの差動信号で動作
することに注意すべきである。このことは以下の説明を
通して包含的に理解される。
ンスコンダクタンス増幅器ＯＴＡ１〜ＯＴＡ５と２個の
キャパシタＣ１、Ｃ２を備えた４次フィルタＢＩＱＵＡ
Ｄである。フィルタＢＩＱＵＡＤは同様の名称の信号Ｖ
Ｉが供給される差動電圧入力端子ＶＩを有し、同様の名
称の電圧出力端子ＶＯを横切るフィルタされた差動出力
電圧ＶＯを発生する。ＢＩＱＵＡＤの全ての中間信号は
２つの対応する端子に差動的に供給される平衡信号であ
り、ＢＩＱＵＡＤの構成部分はこれらの差動信号で動作
することに注意すべきである。このことは以下の説明を
通して包含的に理解される。
【００３５】電圧入力端子ＶＩはフィルタの通過帯域利
得Ｇを決定する入力トランスコンダクタンス増幅器ＯＴ
Ａ１の入力に接続される。ＯＴＡ１の出力端子を横切っ
て第１のキャパシタＣ１が接続され、この出力端子はさ
らに電圧出力端子ＶＯならびに第１の制動演算トランス
コンダクタンス増幅器ＯＴＡ２の入力端子の両者に接続
される。増幅器ＯＴＡ２の出力端子はＯＴＡ１の出力端
子、即ち電圧出力端子ＶＯと第１のフィルタ演算トラン
スコンダクタンス増幅器ＯＴＡ３の入力端子との両方に
接続されている。ＯＴＡ３の出力端子を横切って第２の
キャパシタＣ２は接続され、この出力端子はさらに第２
の制動演算トランスコンダクタンス増幅器ＯＴＡ４に接
続されている。ＯＴＡ４の出力端子はＯＴＡ３の出力端
子と第２のフィルタ演算トランスコンダクタンス増幅器
ＯＴＡ５の入力端子との両者に接続され、第２のフィル
タの演算トランスコンダクタンスの増幅器ＯＴＡ５の出
力端子はフィルタＢＩＱＵＡＤの出力端子ＶＯである。
得Ｇを決定する入力トランスコンダクタンス増幅器ＯＴ
Ａ１の入力に接続される。ＯＴＡ１の出力端子を横切っ
て第１のキャパシタＣ１が接続され、この出力端子はさ
らに電圧出力端子ＶＯならびに第１の制動演算トランス
コンダクタンス増幅器ＯＴＡ２の入力端子の両者に接続
される。増幅器ＯＴＡ２の出力端子はＯＴＡ１の出力端
子、即ち電圧出力端子ＶＯと第１のフィルタ演算トラン
スコンダクタンス増幅器ＯＴＡ３の入力端子との両方に
接続されている。ＯＴＡ３の出力端子を横切って第２の
キャパシタＣ２は接続され、この出力端子はさらに第２
の制動演算トランスコンダクタンス増幅器ＯＴＡ４に接
続されている。ＯＴＡ４の出力端子はＯＴＡ３の出力端
子と第２のフィルタ演算トランスコンダクタンス増幅器
ＯＴＡ５の入力端子との両者に接続され、第２のフィル
タの演算トランスコンダクタンスの増幅器ＯＴＡ５の出
力端子はフィルタＢＩＱＵＡＤの出力端子ＶＯである。
【００３６】トランスコンダクタンスを変更することに
よりＯＴＡ２、ＯＴＡ４は制御可能な制動を発生する。
この制動はＯＴＡ２、ＯＴＡ４の両者に接続された同じ
名称の同調端子ＶＴＱに供給される品質係数同調電圧Ｖ
ＴＱにより同調される。後者の同調電圧ＶＴＱの発生は
前述の別出願特許明細書の主題である。
よりＯＴＡ２、ＯＴＡ４は制御可能な制動を発生する。
この制動はＯＴＡ２、ＯＴＡ４の両者に接続された同じ
名称の同調端子ＶＴＱに供給される品質係数同調電圧Ｖ
ＴＱにより同調される。後者の同調電圧ＶＴＱの発生は
前述の別出願特許明細書の主題である。
【００３７】ＯＴＡ３、ＯＴＡ５、Ｃ１、Ｃ２は実際の
フィルタ作用を行い、ＯＴＡ３、ＯＴＡ５のトランスコ
ンダクタンスはフィルタＢＩＱＵＡＤの同じ名称の同調
端子ＶＴＦに供給され、ＯＴＡ３、ＯＴＡ５、ＯＴＡ１
に接続された周波数同調電圧ＶＴＦにより同調される。
ＯＴＡ３−Ｃ１とＯＴＡ５−Ｃ２の対は積分器を構成す
ることが知られている。周波数同調システムは本発明の
主題であり前述のトランスコンダクタンスにより対応す
る特徴積分周波数を好ましい値に同調する。後者の特徴
周波数は関連するキャパシタのキャパシタンス値に対す
るトランスコンダクタンスの値にすぎない。これらの特
徴周波数は後述するように共に帯域通過フィルタＢＩＱ
ＵＡＤの前述した中心周波数を決定する。既に説明した
ようにＯＴＡ１はまた周波数同調電圧ＶＴＦにより制御
され、その理由は後述する。ＶＴＦとＶＴＱは共に前述
の好ましい周波数応答特性を有するようにフィルタＢＩ
ＱＵＡＤを同調することに注意する必要がある。
フィルタ作用を行い、ＯＴＡ３、ＯＴＡ５のトランスコ
ンダクタンスはフィルタＢＩＱＵＡＤの同じ名称の同調
端子ＶＴＦに供給され、ＯＴＡ３、ＯＴＡ５、ＯＴＡ１
に接続された周波数同調電圧ＶＴＦにより同調される。
ＯＴＡ３−Ｃ１とＯＴＡ５−Ｃ２の対は積分器を構成す
ることが知られている。周波数同調システムは本発明の
主題であり前述のトランスコンダクタンスにより対応す
る特徴積分周波数を好ましい値に同調する。後者の特徴
周波数は関連するキャパシタのキャパシタンス値に対す
るトランスコンダクタンスの値にすぎない。これらの特
徴周波数は後述するように共に帯域通過フィルタＢＩＱ
ＵＡＤの前述した中心周波数を決定する。既に説明した
ようにＯＴＡ１はまた周波数同調電圧ＶＴＦにより制御
され、その理由は後述する。ＶＴＦとＶＴＱは共に前述
の好ましい周波数応答特性を有するようにフィルタＢＩ
ＱＵＡＤを同調することに注意する必要がある。
【００３８】ＯＴＡ１〜ＯＴＡ５はそれぞれ図２でより
詳細に示されている同一のブロックに対応し、通常演算
トランスコンダクタンス増幅器ＯＴＡと呼ばれる。制御
可能な制動を提供するため演算トランスコンダクタンス
増幅器ＯＴＡ２、ＯＴＡ４を使用することにより、２つ
の本質的な利点はＢＩＱＵＡＤのために得られる。最初
に電子チップの集積は設計される必要のある異なったブ
ロックが少ない程簡単であり、第２に能動要素による制
動がこの制動によりエネルギを導入することを可能に
し、必然的な寄生制動における消費に反作用し、この寄
生制動により設定される上記制限に品質係数の高めるこ
とを可能にすることを考慮する。後者はトランスコンダ
クタンスも負に作られており即ちＯＴＡ２、ＯＴＡ４が
エネルギをＢＩＱＵＡＤに供給することを意味する負性
抵抗を含むことに等しい。ＯＴＡの詳細な説明は図２を
参照して後述することを示す。
詳細に示されている同一のブロックに対応し、通常演算
トランスコンダクタンス増幅器ＯＴＡと呼ばれる。制御
可能な制動を提供するため演算トランスコンダクタンス
増幅器ＯＴＡ２、ＯＴＡ４を使用することにより、２つ
の本質的な利点はＢＩＱＵＡＤのために得られる。最初
に電子チップの集積は設計される必要のある異なったブ
ロックが少ない程簡単であり、第２に能動要素による制
動がこの制動によりエネルギを導入することを可能に
し、必然的な寄生制動における消費に反作用し、この寄
生制動により設定される上記制限に品質係数の高めるこ
とを可能にすることを考慮する。後者はトランスコンダ
クタンスも負に作られており即ちＯＴＡ２、ＯＴＡ４が
エネルギをＢＩＱＵＡＤに供給することを意味する負性
抵抗を含むことに等しい。ＯＴＡの詳細な説明は図２を
参照して後述することを示す。
【００３９】それぞれｇｍ１〜ｇｍ５でＯＴＡ１〜ＯＴ
Ａ５のトランスコンダクタンスを表して、フィルタＢＩ
ＱＵＡＤの動作を以下詳細に説明する。第１にダイナミ
ック領域を最大にするためにＣ１、Ｃ２は同一のキャパ
シタンス値Ｃを有するキャパシタとして設けられる。こ
のようにしてフィルタＢＩＱＵＡＤで生じた全ての信号
は同様の振幅を有し、ダイナミック領域がより高い振幅
でフィルタ部分の非線形効果により制限されることを回
避する。さらに同一のトランスコンダクタンスを有する
ように、即ちｇｍ３＝ｇｍ５＝ｇｍｒにＯＴＡ３および
ＯＴＡ５を構成するとき、フィルタＢＩＱＵＡＤの設計
は一層簡単でありＯＴＡ３とＯＴＡ５が前述した高さと
して積分器の部分を形成するからである。同様にＯＴＡ
２とＯＴＡ４は同一のトランスコンダクタンス、即ちｇ
ｍ２＝ｇｍ４＝ｇｍｄとして構成される。ｇｍｄは制動
トランスコンダクタンスを示す。後者の同一性はＯＴＡ
２とＯＴＡ４との両者がＶＴＱにより制御されるので各
トランスコンダクタンスの同調を維持し、一方ＯＴＡ
３、ＯＴＡ５の両者ともＶＴＦにより制御される。さら
にワ−ド周波数は周波数を示すか或いは通常知られてい
るように定数２Ｐｉにより周波数が関連される対応する
パルスを示すためにワ−ド周波数は識別不可能に使用さ
れることにも注意すべきである。
Ａ５のトランスコンダクタンスを表して、フィルタＢＩ
ＱＵＡＤの動作を以下詳細に説明する。第１にダイナミ
ック領域を最大にするためにＣ１、Ｃ２は同一のキャパ
シタンス値Ｃを有するキャパシタとして設けられる。こ
のようにしてフィルタＢＩＱＵＡＤで生じた全ての信号
は同様の振幅を有し、ダイナミック領域がより高い振幅
でフィルタ部分の非線形効果により制限されることを回
避する。さらに同一のトランスコンダクタンスを有する
ように、即ちｇｍ３＝ｇｍ５＝ｇｍｒにＯＴＡ３および
ＯＴＡ５を構成するとき、フィルタＢＩＱＵＡＤの設計
は一層簡単でありＯＴＡ３とＯＴＡ５が前述した高さと
して積分器の部分を形成するからである。同様にＯＴＡ
２とＯＴＡ４は同一のトランスコンダクタンス、即ちｇ
ｍ２＝ｇｍ４＝ｇｍｄとして構成される。ｇｍｄは制動
トランスコンダクタンスを示す。後者の同一性はＯＴＡ
２とＯＴＡ４との両者がＶＴＱにより制御されるので各
トランスコンダクタンスの同調を維持し、一方ＯＴＡ
３、ＯＴＡ５の両者ともＶＴＦにより制御される。さら
にワ−ド周波数は周波数を示すか或いは通常知られてい
るように定数２Ｐｉにより周波数が関連される対応する
パルスを示すためにワ−ド周波数は識別不可能に使用さ
れることにも注意すべきである。
【００４０】前述のことを考慮してフィルタＢＩＱＵＡ
Ｄの伝達関数は以下のようにラプラスドメインで次のよ
うに書かれることが実証される。
Ｄの伝達関数は以下のようにラプラスドメインで次のよ
うに書かれることが実証される。
【００４１】
【数１】 式（１）では異なった係数ａ，ｂ，ＷＯ，Ｚ，Ｊは以下
のようなＢＩＱＵＡＤの前述の限定されたパラメ−タに
関連される。
のようなＢＩＱＵＡＤの前述の限定されたパラメ−タに
関連される。
【００４２】
【数２】 よく知られたアナログフィルタ理論から、前述の係数は
以後説明するように解釈できる。しかし以下の式はＢＩ
ＱＵＡＤの品質係数Ｑが例えば10より大きいように比較
的大きいときに有効であることだけが明白である。しか
し後者の事実は以後説明する理論に限定されるものでは
なく、明瞭にする目的のみである。以下ではワ−ド周波
数は周波数を示すか或いは通常知られているように周波
数が定数２Ｐｉにより関連される対応するパルスを示す
ように識別不能に使用されることがさらに示される。
以後説明するように解釈できる。しかし以下の式はＢＩ
ＱＵＡＤの品質係数Ｑが例えば10より大きいように比較
的大きいときに有効であることだけが明白である。しか
し後者の事実は以後説明する理論に限定されるものでは
なく、明瞭にする目的のみである。以下ではワ−ド周波
数は周波数を示すか或いは通常知られているように周波
数が定数２Ｐｉにより関連される対応するパルスを示す
ように識別不能に使用されることがさらに示される。
【００４３】ＯＴＡ３、ＯＴＡ５、Ｃ１、Ｃ２からなる
共振器の特性周波数はＷＯでありこのＷＯもＯＴＡ３−
Ｃ１およびＯＴＡ５−Ｃ２の対の両者が同調されるより
高い前述の特徴共振器周波数である。このＷＯはさらに
以下の関係により帯域通過フィルタＢＩＱＵＡＤの中心
周波数に関連される。
共振器の特性周波数はＷＯでありこのＷＯもＯＴＡ３−
Ｃ１およびＯＴＡ５−Ｃ２の対の両者が同調されるより
高い前述の特徴共振器周波数である。このＷＯはさらに
以下の関係により帯域通過フィルタＢＩＱＵＡＤの中心
周波数に関連される。
【００４４】
【数３】 ここでＳｑｒｔは平方根演算子を示す。
【００４５】前述の式（７）から前述の別出願特許明細
書で詳細に説明されているように品質係数および制御可
能な制動ｇｍｄを所望の値に同調することにおいてＢＩ
ＱＵＡＤの特定の中心周波数を達成するためにｇｍｒを
所望の値に同調する周波数同調システム用に残されるこ
とが明白である。これは特定の対応するＷＯを得るため
ｇｍｒの同調を実際的に達成することができる。ＷＯは
ＯＴＡ−Ｃ積分器、ＯＴＡ３−Ｃ１およびＯＴＡ５−Ｃ
２の両者の特性集積周波数であるので、図３を参照に後
述する本発明の同調システムはＣとの比率がＷＯに等し
いようにトランスコンダクタンスｇｍｒを同調する周波
数同調信号ＶＴＦを発生しなければならない。
書で詳細に説明されているように品質係数および制御可
能な制動ｇｍｄを所望の値に同調することにおいてＢＩ
ＱＵＡＤの特定の中心周波数を達成するためにｇｍｒを
所望の値に同調する周波数同調システム用に残されるこ
とが明白である。これは特定の対応するＷＯを得るため
ｇｍｒの同調を実際的に達成することができる。ＷＯは
ＯＴＡ−Ｃ積分器、ＯＴＡ３−Ｃ１およびＯＴＡ５−Ｃ
２の両者の特性集積周波数であるので、図３を参照に後
述する本発明の同調システムはＣとの比率がＷＯに等し
いようにトランスコンダクタンスｇｍｒを同調する周波
数同調信号ＶＴＦを発生しなければならない。
【００４６】さらにＢＩＱＵＡＤの動作は既に説明した
別出願特許明細書で詳細に示されている。要約すると算
出されたｇｍｒに等しいようにｇｍｒをＶＴＧで同調
し、ｇｍ１をＶＴＦに同調し、最終的に中心周波数、す
なわちＷｃの通過帯域利得Ｇが所望の利得値と等しいよ
うにｇｍｄを同調すると、ＢＩＱＵＡＤが所望の算出周
波数応答特性を有すると言うことができる。
別出願特許明細書で詳細に示されている。要約すると算
出されたｇｍｒに等しいようにｇｍｒをＶＴＧで同調
し、ｇｍ１をＶＴＦに同調し、最終的に中心周波数、す
なわちＷｃの通過帯域利得Ｇが所望の利得値と等しいよ
うにｇｍｄを同調すると、ＢＩＱＵＡＤが所望の算出周
波数応答特性を有すると言うことができる。
【００４７】本発明の観点によって、ＯＴＡ１〜ＯＴＡ
５で使用される線形で同調可能なＯＴＡを図２を参照し
て以下詳細に説明する。このような多数のＯＴＡは文献
から知られており、本発明を伴って全て使用できるが以
後説明されるＯＴＡは特に有効であり、それ故本発明の
好ましい実施例で使用される。
５で使用される線形で同調可能なＯＴＡを図２を参照し
て以下詳細に説明する。このような多数のＯＴＡは文献
から知られており、本発明を伴って全て使用できるが以
後説明されるＯＴＡは特に有効であり、それ故本発明の
好ましい実施例で使用される。
【００４８】図２で示されている線形で同調可能なバイ
ポ−ラＯＴＡは第１、第２の差動電圧入力端子Ｖ１、Ｖ
２を有しており、それに同じ名称の電圧がそれぞれ供給
される。ＯＴＡは後者の電圧を同じ名称の出力端子上の
第１、第２の差動出力電流Ｉ１、Ｉ２に変換する。後者
の変換は差動出力電流と差動入力電圧比率を決定するＯ
ＴＡのトランスコンダクタンスｇｍにより特徴づけられ
る。ｇｍは同じ名称の同調入力電圧が供給される同調入
力端子ＶＴによって同調される。ＶＴは図１のフィルタ
ＢＩＱＵＡＤのＯＴＡの位置に応じてＶＴＱと同様にＶ
ＴＦにも対応する。
ポ−ラＯＴＡは第１、第２の差動電圧入力端子Ｖ１、Ｖ
２を有しており、それに同じ名称の電圧がそれぞれ供給
される。ＯＴＡは後者の電圧を同じ名称の出力端子上の
第１、第２の差動出力電流Ｉ１、Ｉ２に変換する。後者
の変換は差動出力電流と差動入力電圧比率を決定するＯ
ＴＡのトランスコンダクタンスｇｍにより特徴づけられ
る。ｇｍは同じ名称の同調入力電圧が供給される同調入
力端子ＶＴによって同調される。ＶＴは図１のフィルタ
ＢＩＱＵＡＤのＯＴＡの位置に応じてＶＴＱと同様にＶ
ＴＦにも対応する。
【００４９】ＯＴＡは一方で第２の端部がパワ−供給端
子ＶＤＤに接続されている抵抗ＲＤＤの第１の端部に接
続され、他方が図２で示されている接地端子に接続され
ている入力段階を構成する２つの並列な分岐を含む。第
１の分岐はダイオ−ド接続ｎｐｎトランジスタＴ３と、
Ｖ１により制御されるｎｐｎトランジスタＴ１と、電流
Ｉ／２を発生する記号的に表された電流源との直列接続
を有する。同様に第２の分岐はダイオ−ド接続ｎｐｎト
ランジスタＴ４と、Ｖ２により制御されるｎｐｎトラン
ジスタＴ２と電流Ｉ／２を発生する第２の記号的に表さ
れた電流源との直列接続を有する。２つの前述の各電流
源はＴ１／Ｔ２のエミッタ電極と接地端子との間にそれ
ぞれ接続される。エミッタ減結合抵抗ＲはさらにＴ１、
Ｔ２のエミッタ電極の間に接続される。
子ＶＤＤに接続されている抵抗ＲＤＤの第１の端部に接
続され、他方が図２で示されている接地端子に接続され
ている入力段階を構成する２つの並列な分岐を含む。第
１の分岐はダイオ−ド接続ｎｐｎトランジスタＴ３と、
Ｖ１により制御されるｎｐｎトランジスタＴ１と、電流
Ｉ／２を発生する記号的に表された電流源との直列接続
を有する。同様に第２の分岐はダイオ−ド接続ｎｐｎト
ランジスタＴ４と、Ｖ２により制御されるｎｐｎトラン
ジスタＴ２と電流Ｉ／２を発生する第２の記号的に表さ
れた電流源との直列接続を有する。２つの前述の各電流
源はＴ１／Ｔ２のエミッタ電極と接地端子との間にそれ
ぞれ接続される。エミッタ減結合抵抗ＲはさらにＴ１、
Ｔ２のエミッタ電極の間に接続される。
【００５０】ＯＴＡはさらに３つのｎｐｎトランジスタ
Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７のバイポ−ラ差動対である出力段を含
む。Ｔ５、Ｔ６はこの出力段の入力トランジスタであり
それぞれＴ３、Ｔ４のエミッタ電極で生じる電圧により
制御される。Ｔ５、Ｔ６のコレクタ電極はそれぞれ電流
出力端子Ｉ１とＩ２に接続され、一方それらのエミッタ
電極はＴ７のコレクタ電極に共通に接続されている。Ｔ
７は同調電圧ＶＴにより制御された電流量を発生する電
流源として動作し、そのエミッタ電極は接地端子に接続
されている。Ｔ７により発生されＶＴにより制御される
電流はＩ＋Ｄとして示されている。１次近似では図２で
示されているＯＴＡの総合的なトランスコンダクタンス
ｇｍは次の式（10）のように表される。
Ｔ５、Ｔ６、Ｔ７のバイポ−ラ差動対である出力段を含
む。Ｔ５、Ｔ６はこの出力段の入力トランジスタであり
それぞれＴ３、Ｔ４のエミッタ電極で生じる電圧により
制御される。Ｔ５、Ｔ６のコレクタ電極はそれぞれ電流
出力端子Ｉ１とＩ２に接続され、一方それらのエミッタ
電極はＴ７のコレクタ電極に共通に接続されている。Ｔ
７は同調電圧ＶＴにより制御された電流量を発生する電
流源として動作し、そのエミッタ電極は接地端子に接続
されている。Ｔ７により発生されＶＴにより制御される
電流はＩ＋Ｄとして示されている。１次近似では図２で
示されているＯＴＡの総合的なトランスコンダクタンス
ｇｍは次の式（10）のように表される。
【００５１】
【数４】 ここで式（10）は抵抗Ｒの抵抗がトランジスタＴ１、Ｔ
２により決定される抵抗の抵抗値よりも非常に大きい、
即ち各トランスコンダクタンスの逆数より大きい条件か
ら得られる。後者の条件は実際にＲが強くＯＴＡの入力
段を線形化する状態である。式（10）はさらに出力段に
より後続される１／Ｒに等しい線形化した利得を有する
入力段として解釈され、出力段は実際に既知のギルバ−
ト利得セルに類似しており、さらに差動入力信号を係数
（Ｉ＋Ｄ）／Ｉで増幅する。
２により決定される抵抗の抵抗値よりも非常に大きい、
即ち各トランスコンダクタンスの逆数より大きい条件か
ら得られる。後者の条件は実際にＲが強くＯＴＡの入力
段を線形化する状態である。式（10）はさらに出力段に
より後続される１／Ｒに等しい線形化した利得を有する
入力段として解釈され、出力段は実際に既知のギルバ−
ト利得セルに類似しており、さらに差動入力信号を係数
（Ｉ＋Ｄ）／Ｉで増幅する。
【００５２】ダイオ−ド接続されたトランジスタＴ３、
Ｔ４は入力段からの信号が式（10）から包含的に理解さ
れるように実質上歪みなしに出力段に伝送されることを
可能にすることが注目される。Ｔ３、Ｔ４の周波数依存
トランスコンダクタンスはＯＴＡの出力段の入力トラン
ジスタＴ５、Ｔ６の周波数依存トランスコンダクタンス
を消去することを可能にすることが技術的に知られてい
る。
Ｔ４は入力段からの信号が式（10）から包含的に理解さ
れるように実質上歪みなしに出力段に伝送されることを
可能にすることが注目される。Ｔ３、Ｔ４の周波数依存
トランスコンダクタンスはＯＴＡの出力段の入力トラン
ジスタＴ５、Ｔ６の周波数依存トランスコンダクタンス
を消去することを可能にすることが技術的に知られてい
る。
【００５３】ＯＴＡのトランスコンダクタンスｇｍはこ
のようにして本質的に抵抗Ｒに反比例することがさらに
明白である。このようなＯＴＡが電子チップ上に集積さ
れるとき、種々のトランスコンダクタンスは係数（Ｉ＋
Ｄ）／Ｉが実質上これらの種々の全てのトランスコンダ
クタンスに等しいように同じ同調電圧でこれらが同調す
るならば比較的高い正確度で達成することができる。こ
の相対的な正確度は抵抗比率が電子チップ上で達成でき
る正確度から得られる。
のようにして本質的に抵抗Ｒに反比例することがさらに
明白である。このようなＯＴＡが電子チップ上に集積さ
れるとき、種々のトランスコンダクタンスは係数（Ｉ＋
Ｄ）／Ｉが実質上これらの種々の全てのトランスコンダ
クタンスに等しいように同じ同調電圧でこれらが同調す
るならば比較的高い正確度で達成することができる。こ
の相対的な正確度は抵抗比率が電子チップ上で達成でき
る正確度から得られる。
【００５４】この比較的大きな正確度は周波数同調シス
テムのパラメ−タを選択する大きな自由度を可能にする
ので特に本発明に関連して便利である。ｇｍｔを同調シ
ステム（後述する）に含まれる演算トランスコンダクタ
ンス増幅器ＯＴＡのトランスコンダクタンス、ＣＴを基
準キャパシタのキャパシタンス値、Ｗｔを同調システム
に使用される基準周波数とすると、基準周波数Ｗｔとキ
ャパシタンス値Ｃｔとの積が比例定数Ｃと、所望の特性
の積分周波数との積に等しい所望の特性積分周波数に対
応して所望の値にｇｍｔを同調するのに十分である。前
述の比例定数はさらに同調システムで使用されるＯＴＡ
がｇｍｒに同調されるフィルタ増幅器ＯＴＡ３／ＯＴＡ
５と同じタイプである事実から“プロップ”ステムを示
す。結果としてプロップはフィルタ増幅器ＯＴＡ３／Ｏ
ＴＡ５の減結合抵抗と図３で示されている同調システム
に含まれるＯＴＡの減結合抵抗との比に対応する。
テムのパラメ−タを選択する大きな自由度を可能にする
ので特に本発明に関連して便利である。ｇｍｔを同調シ
ステム（後述する）に含まれる演算トランスコンダクタ
ンス増幅器ＯＴＡのトランスコンダクタンス、ＣＴを基
準キャパシタのキャパシタンス値、Ｗｔを同調システム
に使用される基準周波数とすると、基準周波数Ｗｔとキ
ャパシタンス値Ｃｔとの積が比例定数Ｃと、所望の特性
の積分周波数との積に等しい所望の特性積分周波数に対
応して所望の値にｇｍｔを同調するのに十分である。前
述の比例定数はさらに同調システムで使用されるＯＴＡ
がｇｍｒに同調されるフィルタ増幅器ＯＴＡ３／ＯＴＡ
５と同じタイプである事実から“プロップ”ステムを示
す。結果としてプロップはフィルタ増幅器ＯＴＡ３／Ｏ
ＴＡ５の減結合抵抗と図３で示されている同調システム
に含まれるＯＴＡの減結合抵抗との比に対応する。
【００５５】前述の式は増幅器ＯＴＡ３とＯＴＡ５のＯ
ＴＡが図１で示されているのと同一の同調信号ＶＴＦに
対応して正確に同調されるならば妥当である以下の関係
から実証される。
ＴＡが図１で示されているのと同一の同調信号ＶＴＦに
対応して正確に同調されるならば妥当である以下の関係
から実証される。
【００５６】
【数５】 前述の３つの式は以下のように簡単に書替えることがで
きる。
きる。
【数６】 これは前述した式にすぎない。式（11）は与えられたよ
うに前述の同調方式を使用しＷＯとＣを考慮すると、パ
ラメ−タＷｔ、Ｃｔと同調システムのプロップが非常に
自由に選択できることが非常に明らかであることを示し
ている。後者の自由度は例えば周波数同調システムの最
適の性能を達成するためにこれらのパラメ−タを決定す
るか或いは同一の電子チップのデ−タ処理路で使用され
る種々のＯＴＡとの間の同一の同調システムを共有する
ことに有益に使用され、これは種々のトランスコンダク
タンス値に同調される。さらにパラメ−タとの間の前述
の関係により、後述するように基準周波数で入力信号を
発生する同じ信号発生手段は現存する周波数同調システ
ムと前述の別出願特許明細書の品質係数同調システムと
の両者で使用される。後者の特許明細書では品質係数同
調システムの好ましい実施例は帯域通過フィルタＢＩＱ
ＵＡＤの中心周波数Ｗｃに等しい基準周波数を使用し、
従ってマスタ−フィルタ中の積分器の所望の特性積分周
波数と異なっているが、後者の品質係数同調システムの
基準周波数は、他のパラメ−タが前述の関係（11）を満
たすために変形されるならば後者の積分器を同調するた
め現存する周波数同調システムで使用されることができ
る。
うに前述の同調方式を使用しＷＯとＣを考慮すると、パ
ラメ−タＷｔ、Ｃｔと同調システムのプロップが非常に
自由に選択できることが非常に明らかであることを示し
ている。後者の自由度は例えば周波数同調システムの最
適の性能を達成するためにこれらのパラメ−タを決定す
るか或いは同一の電子チップのデ−タ処理路で使用され
る種々のＯＴＡとの間の同一の同調システムを共有する
ことに有益に使用され、これは種々のトランスコンダク
タンス値に同調される。さらにパラメ−タとの間の前述
の関係により、後述するように基準周波数で入力信号を
発生する同じ信号発生手段は現存する周波数同調システ
ムと前述の別出願特許明細書の品質係数同調システムと
の両者で使用される。後者の特許明細書では品質係数同
調システムの好ましい実施例は帯域通過フィルタＢＩＱ
ＵＡＤの中心周波数Ｗｃに等しい基準周波数を使用し、
従ってマスタ−フィルタ中の積分器の所望の特性積分周
波数と異なっているが、後者の品質係数同調システムの
基準周波数は、他のパラメ−タが前述の関係（11）を満
たすために変形されるならば後者の積分器を同調するた
め現存する周波数同調システムで使用されることができ
る。
【００５７】既に述べたように図３は図２で示されてい
るタイプの第１の演算トランスコンダクタンス増幅器Ｏ
ＴＡを含む周波数同調システムを示している。このＯＴ
Ａはデ−タ処理路に含まれるマスタ−フィルタＢＩＱＵ
ＡＤ（図１）の２つのフィルタ増幅器ＯＴＡ３とＯＴＡ
５に供給される周波数同調信号ＶＴＦで同調される。本
発明の実施例のＯＴＡはＯＴＡ３とＯＴＡ５の正確なレ
プリカであり、実質上ｇｍｒに整合するトランスコンダ
クタンスを有する。
るタイプの第１の演算トランスコンダクタンス増幅器Ｏ
ＴＡを含む周波数同調システムを示している。このＯＴ
Ａはデ−タ処理路に含まれるマスタ−フィルタＢＩＱＵ
ＡＤ（図１）の２つのフィルタ増幅器ＯＴＡ３とＯＴＡ
５に供給される周波数同調信号ＶＴＦで同調される。本
発明の実施例のＯＴＡはＯＴＡ３とＯＴＡ５の正確なレ
プリカであり、実質上ｇｍｒに整合するトランスコンダ
クタンスを有する。
【００５８】図１で示されているようにＶＴＦはさらに
ＢＩＱＵＡＤの入力演算トランスコンダクタンス増幅器
ＯＴＡ１に供給される。その理由は前述の別出願特許明
細書で明示されている。
ＢＩＱＵＡＤの入力演算トランスコンダクタンス増幅器
ＯＴＡ１に供給される。その理由は前述の別出願特許明
細書で明示されている。
【００５９】図３の同調システムはＢＩＱＵＡＤの通過
帯域周波数領域中の基準周波数Ｗｔで発振される前述の
信号発生手段ＬＯを含む。この好ましい実施例では、こ
の基準周波数Ｗｔは帯域通過フィルタＢＩＱＵＡＤの中
心周波数Ｗｃであるように選択される。結果としてＬＯ
は前述したように基準品質係数同調システムと共有され
ることができる。ＬＯは第１、第２の同調通路の平衡さ
れた入力端子に供給される平衡された出力電圧を有す
る。第１の同調通路は電圧対電流比またはｇｍｒに実質
上等しい利得を有する第１の増幅器ＯＴＡを具備し、第
２の同調通路は第２の、平衡した演算トランスコンダク
タンス増幅器Ｂ−ＯＴＡを有する。後者の第２の増幅器
Ｂ−ＯＴＡは固定した電圧対電流比またはＣｔと基準周
波数Ｗｔの積により決定される利得を有し、Ｃｔは図４
で示されているようにＢ−ＯＴＡの減結合インピ−ダン
スとして結合されるキャパシタＺのキャパシタンス値で
ある。前述のことからｐｒｏｐは実質上１に等しく、Ｗ
ｔは実質上Ｗｃに等しく、その結果Ｃｔは式（11）から
算出できることが知られていることに、注意すべきであ
る。
帯域周波数領域中の基準周波数Ｗｔで発振される前述の
信号発生手段ＬＯを含む。この好ましい実施例では、こ
の基準周波数Ｗｔは帯域通過フィルタＢＩＱＵＡＤの中
心周波数Ｗｃであるように選択される。結果としてＬＯ
は前述したように基準品質係数同調システムと共有され
ることができる。ＬＯは第１、第２の同調通路の平衡さ
れた入力端子に供給される平衡された出力電圧を有す
る。第１の同調通路は電圧対電流比またはｇｍｒに実質
上等しい利得を有する第１の増幅器ＯＴＡを具備し、第
２の同調通路は第２の、平衡した演算トランスコンダク
タンス増幅器Ｂ−ＯＴＡを有する。後者の第２の増幅器
Ｂ−ＯＴＡは固定した電圧対電流比またはＣｔと基準周
波数Ｗｔの積により決定される利得を有し、Ｃｔは図４
で示されているようにＢ−ＯＴＡの減結合インピ−ダン
スとして結合されるキャパシタＺのキャパシタンス値で
ある。前述のことからｐｒｏｐは実質上１に等しく、Ｗ
ｔは実質上Ｗｃに等しく、その結果Ｃｔは式（11）から
算出できることが知られていることに、注意すべきであ
る。
【００６０】ＯＴＡ、Ｂ−ＯＴＡの差動出力電流は電流
整流器Ｃ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２により整流されたシ
ングルエンドの電流ＩＯ１、ＩＯ２に変換される。ＩＯ
１、ＩＯ２はＣ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２のそれぞれの
差動入力電流の絶対値であり、整合キャパシタンスＣＭ
の第１の端部が接続した共通の結合点に供給され、ＣＭ
の第２の端部は接地端子に接続される。後述の説明から
明らかなように整流電流ＩＯ１、ＩＯ２の１つは常にＣ
Ｍを充電し、他はＣＭを放電する。
整流器Ｃ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２により整流されたシ
ングルエンドの電流ＩＯ１、ＩＯ２に変換される。ＩＯ
１、ＩＯ２はＣ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２のそれぞれの
差動入力電流の絶対値であり、整合キャパシタンスＣＭ
の第１の端部が接続した共通の結合点に供給され、ＣＭ
の第２の端部は接地端子に接続される。後述の説明から
明らかなように整流電流ＩＯ１、ＩＯ２の１つは常にＣ
Ｍを充電し、他はＣＭを放電する。
【００６１】前述の結合点に現れる電圧は第１の増幅器
ＯＴＡとマスタ−フィルタＢＩＱＵＡＤとの両者に供給
される周波数同調電圧ＶＴＦを発生するためロ−パスフ
ィルタＬＰによりロ−パスフィルタ処理される。Ｃ−Ｒ
ＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２、ＣＭ、ＬＰは共に整合手段ＭＭ
を形成し、電圧対電流比または第１、第２の同調通路の
利得は整合キャパシタＣＭにより比較される。
ＯＴＡとマスタ−フィルタＢＩＱＵＡＤとの両者に供給
される周波数同調電圧ＶＴＦを発生するためロ−パスフ
ィルタＬＰによりロ−パスフィルタ処理される。Ｃ−Ｒ
ＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２、ＣＭ、ＬＰは共に整合手段ＭＭ
を形成し、電圧対電流比または第１、第２の同調通路の
利得は整合キャパシタＣＭにより比較される。
【００６２】実質上図３で表されているのは２つの同調
通路の利得を比較する簡単で効率的で正確な方法であ
る。
通路の利得を比較する簡単で効率的で正確な方法であ
る。
【００６３】両者の同調通路の電流を整流することによ
りこれらの各通路は整合キャパシタＣＭを充電或いは放
電する。充電路の利得が放電路の利得よりも大きいとＣ
Ｍの電圧は増加しその逆も成立つ。負のフィ−ドバック
を達成するためにＶＴＦが得られるこのＣＭの電圧は常
に２つの同調通路の間の利得の差を減少する。
りこれらの各通路は整合キャパシタＣＭを充電或いは放
電する。充電路の利得が放電路の利得よりも大きいとＣ
Ｍの電圧は増加しその逆も成立つ。負のフィ−ドバック
を達成するためにＶＴＦが得られるこのＣＭの電圧は常
に２つの同調通路の間の利得の差を減少する。
【００６４】放電路のＯＴＡを含むことによりこのよう
な負のフィ−ドバックが達成されることが実証できる。
利得がＢ−ＯＴＡの利得を超過するとＣＭの電圧は減少
する。ＶＴＦは減少し、ＯＴＡの前述の説明から実証さ
れるようにＯＴＡのトランスコンダクタンスは減少す
る。
な負のフィ−ドバックが達成されることが実証できる。
利得がＢ−ＯＴＡの利得を超過するとＣＭの電圧は減少
する。ＶＴＦは減少し、ＯＴＡの前述の説明から実証さ
れるようにＯＴＡのトランスコンダクタンスは減少す
る。
【００６５】しかしＣＭを横切る電圧は理想的な定常状
態のｄｃ値に同調されない。第２の同調通路のキャパシ
タＺによる90度の位相シフトは常に逆位相のＩＯ１、Ｉ
Ｏ２を生じる。ＩＯ１、ＩＯ２間の差はＩＯ１、ＩＯ２
の振幅が等しいときでも同一のゼロであることはない。
しかしＣＭの電圧のこのような特性は、この電圧のリッ
プルが後述したＣ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２の整流およ
び特性により高調波内容を有するとき信頼できるトラン
スコンダクタンス値を得るのに十分である。このリップ
ルはロ−パスフィルタＬＰにより容易にフィルタされる
か、同調信号ＶＴＦがＢＩＱＵＡＤとＯＴＡに伝送され
るラインの寄生的なロ−パスフィルタに依存することが
できる。いずれの場合でも整合手段ＭＭの単純性は非常
に正確な定常状態を達成しない小さな欠点を超える利点
を示す。
態のｄｃ値に同調されない。第２の同調通路のキャパシ
タＺによる90度の位相シフトは常に逆位相のＩＯ１、Ｉ
Ｏ２を生じる。ＩＯ１、ＩＯ２間の差はＩＯ１、ＩＯ２
の振幅が等しいときでも同一のゼロであることはない。
しかしＣＭの電圧のこのような特性は、この電圧のリッ
プルが後述したＣ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ２の整流およ
び特性により高調波内容を有するとき信頼できるトラン
スコンダクタンス値を得るのに十分である。このリップ
ルはロ−パスフィルタＬＰにより容易にフィルタされる
か、同調信号ＶＴＦがＢＩＱＵＡＤとＯＴＡに伝送され
るラインの寄生的なロ−パスフィルタに依存することが
できる。いずれの場合でも整合手段ＭＭの単純性は非常
に正確な定常状態を達成しない小さな欠点を超える利点
を示す。
【００６６】電流整流器と、平衡した演算トランスコン
ダクタンス増幅器の構造ブロックＣ−ＲＥＣ、Ｂ−ＯＴ
Ａはそれぞれ図４を参照して詳細に説明される。これら
の構造ブロックはそれぞれＣ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ
２、Ｂ−ＯＴＡとして図３の同調システムで使用されて
いる。
ダクタンス増幅器の構造ブロックＣ−ＲＥＣ、Ｂ−ＯＴ
Ａはそれぞれ図４を参照して詳細に説明される。これら
の構造ブロックはそれぞれＣ−ＲＥＣ１、Ｃ−ＲＥＣ
２、Ｂ−ＯＴＡとして図３の同調システムで使用されて
いる。
【００６７】平衡された演算トランスコンダクタンス増
幅器Ｂ−ＯＴＡは同じ名称の電圧が供給される差動電圧
入力端子Ｖ11、Ｖ12を有する。Ｂ−ＯＴＡはこれらの電
圧Ｖ11、Ｖ12を平衡した出力電流を共に形成する第１、
第２の電流に変換する。これらの第１、第２の電流は電
流整流器Ｃ−ＲＥＣの第１、第２の電流入力端子に供給
される。本発明の観点によると、Ｃ−ＲＥＣはこれらの
電流を同じ名称の整流電流出力端子で得られるシングル
エンドの整流電流ＩＯに変換し、これは実質上電流入力
端子に存在する差動電流の完全値と等しい。この整流電
流ＩＯは予め定められた符号を有し、即ち整流した電流
出力端子ＩＯにより常にＣ−ＲＥＣを“出る”又は常に
Ｃ−ＲＥＣに“入る”。しかし電流整流器Ｃ−ＲＥＣの
別の観点によると、この符号はＣ−ＲＥＣの小部分によ
り決定され、後者の整流器は従って明白に後述するよう
に対応する相互接続パタ−ンでこれを構成することによ
り前述の品質係数同調システムで必要な充電または放電
のいずれかを行うのに適している。
幅器Ｂ−ＯＴＡは同じ名称の電圧が供給される差動電圧
入力端子Ｖ11、Ｖ12を有する。Ｂ−ＯＴＡはこれらの電
圧Ｖ11、Ｖ12を平衡した出力電流を共に形成する第１、
第２の電流に変換する。これらの第１、第２の電流は電
流整流器Ｃ−ＲＥＣの第１、第２の電流入力端子に供給
される。本発明の観点によると、Ｃ−ＲＥＣはこれらの
電流を同じ名称の整流電流出力端子で得られるシングル
エンドの整流電流ＩＯに変換し、これは実質上電流入力
端子に存在する差動電流の完全値と等しい。この整流電
流ＩＯは予め定められた符号を有し、即ち整流した電流
出力端子ＩＯにより常にＣ−ＲＥＣを“出る”又は常に
Ｃ−ＲＥＣに“入る”。しかし電流整流器Ｃ−ＲＥＣの
別の観点によると、この符号はＣ−ＲＥＣの小部分によ
り決定され、後者の整流器は従って明白に後述するよう
に対応する相互接続パタ−ンでこれを構成することによ
り前述の品質係数同調システムで必要な充電または放電
のいずれかを行うのに適している。
【００６８】Ｂ−ＯＴＡは入力電圧Ｖ11、Ｖ12によりそ
れぞれ制御される２つのバイポ−ラ入力トランジスタＴ
11、Ｔ12を含む。Ｔ11／Ｔ12のエミッタ電極は第２の端
部が接地端子に接続されている電流源Ｉ11／Ｉ12の第１
の端部に接続される。これらのエミッタ電極の間にキャ
パシタンス値Ｃｔを有する前述の基準キャパシタである
エミッタ減結合インピ−ダンスＺがトランスコンダクタ
ンス決定のため結合され、図２で示されている前述のＯ
ＴＡの入力段のトランスコンダクタンスと同様にＢ−Ｏ
ＴＡの利得が決定される。Ｔ11、Ｔ12のコレクタ電極は
電流整流器Ｃ−ＲＥＣの前述の第１、第２の電流入力端
子を構成する。
れぞれ制御される２つのバイポ−ラ入力トランジスタＴ
11、Ｔ12を含む。Ｔ11／Ｔ12のエミッタ電極は第２の端
部が接地端子に接続されている電流源Ｉ11／Ｉ12の第１
の端部に接続される。これらのエミッタ電極の間にキャ
パシタンス値Ｃｔを有する前述の基準キャパシタである
エミッタ減結合インピ−ダンスＺがトランスコンダクタ
ンス決定のため結合され、図２で示されている前述のＯ
ＴＡの入力段のトランスコンダクタンスと同様にＢ−Ｏ
ＴＡの利得が決定される。Ｔ11、Ｔ12のコレクタ電極は
電流整流器Ｃ−ＲＥＣの前述の第１、第２の電流入力端
子を構成する。
【００６９】前述よりＢ−ＯＴＡのトランスコンダクタ
ンスはコンダクタンスまたは基準周波数Ｗｔにおけるキ
ャパシタンスＣｔを有する基準キャパシタＺの電圧対電
流利得により理想的に与えられる結果となる。後者のコ
ンダクタンスは明白に前述の同調システムで必要なＷｔ
とＣｔとの積にほかならない。Ｂ−ＯＴＡのトランスコ
ンダクタンスとＺのコンダクタンスとの間の前述の式を
維持するために、ＷｔにおけるＺの抵抗値が技術でよく
知られているようにＢ−ＯＴＡの入力トランジスタＴ1
1、Ｔ12のトランスコンダクタンスの逆数よりも非常に
大きいことが必要であることに注意すべきである。しか
し式（11）から前述の状況が簡単に適合するようにＣ
ｔ、Ｗｔを選択するときに存在する大きな自由度が結果
として生じる。Ｃ−ＲＥＣはパワ−供給端子ＶＤＤと前
述のそれぞれの第１、第２の電流入力端子との間に接続
される第１、第２の並列分岐を含む。第１の分岐は第１
の負荷抵抗ＲＤＤ１とダイオ−ド接続されたｐｎｐトラ
ンジスタＴ17との直列接続を含み、第２の分岐は第２の
負荷抵抗ＲＤＤ２とｐｎｐトランジスタＴ18との直列接
続を含み、このベ−ス電極はトランジスタＴ17のベ−ス
とコレクタ電極の接続部に接続されている。Ｔ17、Ｔ18
のコレクタ電極はｎｐｎトランジスタＴ15／Ｔ16−Ｔ17
−Ｔ18とＴ13、Ｔ14のそれぞれを有する第１、第２のス
イッチ路によって第１、第２の入力端子に接続されてい
る。これらの第１、第２のスイッチ路はそれぞれ第１の
Ｔ15、Ｔ16と第２のＴ14、Ｔ13のスイッチ手段をそれぞ
れ含み、これらは第１のＴ15／Ｔ14と第２のＴ16／Ｔ13
をそれぞれ含み、後者のスイッチは４つの最後に述べた
ｎｐｎトランジスタである。第１のスイッチ手段の第１
のＴ15、第２のＴ16スイッチは第１、第２の電流入力端
子をＴ17のコレクタ電極にそれぞれ接続し、第２のスイ
ッチ手段の第１のＴ14、第２のＴ13スイッチは第１、第
２の電流入力端子をＴ18のコレクタ電極にそれぞれに接
続する。結果としてＴ18のコレクタ電極は整流ノ−ドと
して動作し、Ｃ−ＲＥＣの電流出力端子ＩＯに対応す
る。
ンスはコンダクタンスまたは基準周波数Ｗｔにおけるキ
ャパシタンスＣｔを有する基準キャパシタＺの電圧対電
流利得により理想的に与えられる結果となる。後者のコ
ンダクタンスは明白に前述の同調システムで必要なＷｔ
とＣｔとの積にほかならない。Ｂ−ＯＴＡのトランスコ
ンダクタンスとＺのコンダクタンスとの間の前述の式を
維持するために、ＷｔにおけるＺの抵抗値が技術でよく
知られているようにＢ−ＯＴＡの入力トランジスタＴ1
1、Ｔ12のトランスコンダクタンスの逆数よりも非常に
大きいことが必要であることに注意すべきである。しか
し式（11）から前述の状況が簡単に適合するようにＣ
ｔ、Ｗｔを選択するときに存在する大きな自由度が結果
として生じる。Ｃ−ＲＥＣはパワ−供給端子ＶＤＤと前
述のそれぞれの第１、第２の電流入力端子との間に接続
される第１、第２の並列分岐を含む。第１の分岐は第１
の負荷抵抗ＲＤＤ１とダイオ−ド接続されたｐｎｐトラ
ンジスタＴ17との直列接続を含み、第２の分岐は第２の
負荷抵抗ＲＤＤ２とｐｎｐトランジスタＴ18との直列接
続を含み、このベ−ス電極はトランジスタＴ17のベ−ス
とコレクタ電極の接続部に接続されている。Ｔ17、Ｔ18
のコレクタ電極はｎｐｎトランジスタＴ15／Ｔ16−Ｔ17
−Ｔ18とＴ13、Ｔ14のそれぞれを有する第１、第２のス
イッチ路によって第１、第２の入力端子に接続されてい
る。これらの第１、第２のスイッチ路はそれぞれ第１の
Ｔ15、Ｔ16と第２のＴ14、Ｔ13のスイッチ手段をそれぞ
れ含み、これらは第１のＴ15／Ｔ14と第２のＴ16／Ｔ13
をそれぞれ含み、後者のスイッチは４つの最後に述べた
ｎｐｎトランジスタである。第１のスイッチ手段の第１
のＴ15、第２のＴ16スイッチは第１、第２の電流入力端
子をＴ17のコレクタ電極にそれぞれ接続し、第２のスイ
ッチ手段の第１のＴ14、第２のＴ13スイッチは第１、第
２の電流入力端子をＴ18のコレクタ電極にそれぞれに接
続する。結果としてＴ18のコレクタ電極は整流ノ−ドと
して動作し、Ｃ−ＲＥＣの電流出力端子ＩＯに対応す
る。
【００７０】Ｃ−ＲＥＣはさらにｎｐｎトランジスタＴ
19、Ｔ20と負荷抵抗ＲＤＤ３とＲＤＤ４と電流源Ｉ13を
含む差動増幅装置を含む。この増幅装置のそれぞれの第
１、第２の入力端子であるＴ19、Ｔ20のベ−ス電極はＣ
−ＲＥＣの第１、第２の電流入力端子から制御される。
19、Ｔ20と負荷抵抗ＲＤＤ３とＲＤＤ４と電流源Ｉ13を
含む差動増幅装置を含む。この増幅装置のそれぞれの第
１、第２の入力端子であるＴ19、Ｔ20のベ−ス電極はＣ
−ＲＥＣの第１、第２の電流入力端子から制御される。
【００７１】図４より整流ノ−ドＩＯへの第１のスイッ
チ路はＴ15又はＴ16の主要なエミッタ・コレクタ路およ
びＴ17、Ｔ18により構成される電流ミラ−回路により発
生され、ＩＯへの第２のスイッチ路はＴ13、Ｔ14の主通
路により発生されることが明白である。さらにこれらの
両者のスイッチ路は前述の２つの平衡電流により使用さ
れることも明白である。
チ路はＴ15又はＴ16の主要なエミッタ・コレクタ路およ
びＴ17、Ｔ18により構成される電流ミラ−回路により発
生され、ＩＯへの第２のスイッチ路はＴ13、Ｔ14の主通
路により発生されることが明白である。さらにこれらの
両者のスイッチ路は前述の２つの平衡電流により使用さ
れることも明白である。
【００７２】Ｂ−ＯＴＡは固定した電圧対電流比又は基
準キャパシタにより決定される利得を有し、前述の同調
システムで必要な利得に対応する第１、第２の電流を提
供する。
準キャパシタにより決定される利得を有し、前述の同調
システムで必要な利得に対応する第１、第２の電流を提
供する。
【００７３】これらの電流はＣ−ＲＥＣの入力における
電圧の低下を生成し、Ｃ−ＲＥＣの電流入力端子におけ
る結果的な電圧は差動増幅装置Ｔ19、Ｔ20、ＲＤＤ３、
ＲＤＤ４、Ｉ13により増幅される。第１の電流即ちＣ−
ＲＥＣの第１の入力端子の電流が最大で、増幅装置の利
得は十分大きいと、スイッチＴ15、Ｔ13は閉じられ、一
方スイッチＴ14、Ｔ16は開いている。第１および最大の
電流は前述の第１のスイッチ路により整流ノ−ドＩＯに
到達し、一方第２の、最小の電流は第２のスイッチ路に
よりＩＯに到達する。ＩＯのこれらの２つの電流の引算
は進行方向の差動電流を生じる。同様に第２の電流、即
ちＣ−ＲＥＣの第２の入力端子の電流が最大であると
き、Ｔ16を通過する第１のスイッチ路によりＩＯに到達
し、一方第１の、最小の電流がＴ14を通ってＩＯに到達
することが実証できる。前述のことから電流出力端子Ｉ
Ｏで整流した差動電流が出力方向で存在することが明白
である。電流ミラ−回路Ｔ17、Ｔ18を第１のスイッチ路
の代わりに第２のスイッチ路に含むことにおいて同一の
整流電流が入来方向でＩＯに提供されることが容易に実
証できる。後者の事実は図３で示された放電整流器Ｃ−
ＲＥＣ１と充電整流器Ｃ−ＲＥＣ２との両者を同様に設
計することを可能にする。前述の能動整流器Ｃ−ＲＥＣ
はさらに整流とシングルエンド電流への変換が同時に行
われる事実により使用するハ−ドウェアが非常に少な
い。
電圧の低下を生成し、Ｃ−ＲＥＣの電流入力端子におけ
る結果的な電圧は差動増幅装置Ｔ19、Ｔ20、ＲＤＤ３、
ＲＤＤ４、Ｉ13により増幅される。第１の電流即ちＣ−
ＲＥＣの第１の入力端子の電流が最大で、増幅装置の利
得は十分大きいと、スイッチＴ15、Ｔ13は閉じられ、一
方スイッチＴ14、Ｔ16は開いている。第１および最大の
電流は前述の第１のスイッチ路により整流ノ−ドＩＯに
到達し、一方第２の、最小の電流は第２のスイッチ路に
よりＩＯに到達する。ＩＯのこれらの２つの電流の引算
は進行方向の差動電流を生じる。同様に第２の電流、即
ちＣ−ＲＥＣの第２の入力端子の電流が最大であると
き、Ｔ16を通過する第１のスイッチ路によりＩＯに到達
し、一方第１の、最小の電流がＴ14を通ってＩＯに到達
することが実証できる。前述のことから電流出力端子Ｉ
Ｏで整流した差動電流が出力方向で存在することが明白
である。電流ミラ−回路Ｔ17、Ｔ18を第１のスイッチ路
の代わりに第２のスイッチ路に含むことにおいて同一の
整流電流が入来方向でＩＯに提供されることが容易に実
証できる。後者の事実は図３で示された放電整流器Ｃ−
ＲＥＣ１と充電整流器Ｃ−ＲＥＣ２との両者を同様に設
計することを可能にする。前述の能動整流器Ｃ−ＲＥＣ
はさらに整流とシングルエンド電流への変換が同時に行
われる事実により使用するハ−ドウェアが非常に少な
い。
【００７４】最後に、スイッチおよび増幅装置の動作が
理想的でないため、Ｃ−ＲＥＣにより発生される整流電
流は正確な整流電流からややずれることが明白である。
しかしこの効果は前述の利得比較に悪影響を及ぼすこと
無く同調電圧ＶＴＦのリップルを高周波数帯域に押すの
みであることが立証できる。結果としてこの効果は本発
明による同調システムに欠点よりも利点をもたらす。
理想的でないため、Ｃ−ＲＥＣにより発生される整流電
流は正確な整流電流からややずれることが明白である。
しかしこの効果は前述の利得比較に悪影響を及ぼすこと
無く同調電圧ＶＴＦのリップルを高周波数帯域に押すの
みであることが立証できる。結果としてこの効果は本発
明による同調システムに欠点よりも利点をもたらす。
【００７５】本発明の原理が特定の装置に関連して前述
されたがこの説明は単なる例示であり本発明の技術的範
囲を限定するものではない。
されたがこの説明は単なる例示であり本発明の技術的範
囲を限定するものではない。
【図１】本発明による同調システムにより同調されるよ
うに構成された４次フィルタＢＩＱＵＡＤの概略図。
うに構成された４次フィルタＢＩＱＵＡＤの概略図。
【図２】図１で示されたフィルタＢＩＱＵＡＤのブロッ
クＯＴＡ１−５で使用される演算トランスコンダクタン
ス増幅器ＯＴＡの回路図。
クＯＴＡ１−５で使用される演算トランスコンダクタン
ス増幅器ＯＴＡの回路図。
【図３】図１のブロックＯＴＡ１、ＯＴＡ３、ＯＴＡ５
のトランスコンダクタンス同調のための本発明による同
調システムの概略図。
のトランスコンダクタンス同調のための本発明による同
調システムの概略図。
【図４】図３の同調システムで使用される平衡された演
算トランスコンダクタンス増幅器Ｂ−ＯＴＡと電流整流
器Ｃ−ＲＥＣの詳細図。
算トランスコンダクタンス増幅器Ｂ−ＯＴＡと電流整流
器Ｃ−ＲＥＣの詳細図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マーク・ゲリット・ステフェン・ヨゼフ・ ファン・ペメル ベルギー国、ビー − 2980 ゼルセル、 ドゥ・ハルステン ８
Claims (6)
- 【請求項１】 演算トランスコンダクタンス増幅器と基
準キャパシタとを具備し、演算トランスコンダクタンス
増幅器のトランスコンダクタンスを所望の値に同調する
同調信号を発生し、基準キャパシタのキャパシタンス値
と前記所望のトランスコンダクタンス値の比率が前記増
幅器の選択された基準周波数に実質上比例するように選
択されている同調システムにおいて、 整合手段および第１、第２の同調通路を含み、前記第１
の同調通路は出力信号が同調される前記トランスコンダ
クタンスを示す前記増幅器を含み、前記第２の同調通路
は前記キャパシタンスを含み、前記基準周波数で前記キ
ャパシタンスの電圧対電流比を示す基準信号を発生し、
前記整合手段は前記出力信号と前記基準信号とを比較
し、それによって前記同調信号を発生することを特徴と
する同調信号発生用の同調システム。 - 【請求項２】 同調システムは前記基準周波数を有する
基準入力信号を発生する信号発生手段を含み、前記入力
信号は前記第１、第２の両同調通路に供給される請求項
１記載の同調システム。 - 【請求項３】 第２の同調通路は、トランスコンダクタ
ンスが減結合インピ−ダンスとして含まれる前記基準キ
ャパシタにより決定される第２の演算トランスコンダク
タンス増幅器を含み、前記電圧対電流比が前記第２の増
幅器のトランスコンダクタンスであり、この第２の増幅
器のトランスコンダクタンスの値は実質上前記キャパシ
タンス値と前記基準周波数の積に比例する請求項２記載
の同調システム。 - 【請求項４】 前記第１、第２の同調通路が電圧対電流
変換を行い、前記同調通路の出力電流がさらに前記整合
手段に含まれたそれぞれの第１、第２の電流整流器によ
り第１、第２のシングルエンドの整流された電流に変換
され、前記整流した電流は前記整合手段に含まれる整合
キャパシタを充電および放電し、前記整合キャパシタを
充電する同調通路の１つは前記整合キャパシタの電圧が
前記同調信号を決定するために使用できるように決定さ
れる請求項１記載の同調システム。 - 【請求項５】 前記整合キャパシタの前記電圧は、出力
信号が前記同調信号であるロ−パスフィルタに供給さ
れ、前記同調信号は前記第１の増幅器に供給され、前記
第の演算トランスコンダクタンス増幅器と同様の動作特
性を有する少なくとも１つの第３の演算トランスコンダ
クタンス増幅器に供給され、 前記第３の演算トランスコンダクタンス増幅器はフィル
タに含まれ、前記第３の増幅器と共に積分器を形成する
第３のキャパシタに関連し、 前記第３の増幅器のトランスコンダクタンスは前記第１
の増幅器のトランスコンダクタンスに比例し、前記積分
器の特性周波数と前記第３のキャパシタのキャパシタン
ス値との積は実質上前記基準キャパシタのキャパシタン
ス値と前記基準周波数との積に比例し、２つの比例の比
例係数は実質上等しいことを特徴とする請求項４記載の
同調システム。 - 【請求項６】 前記フィルタは帯域通過フィルタであ
り、前記基準周波数は前記フィルタの帯域通過周波数領
域の中心周波数に等しく、前記信号発生手段は前記フィ
ルタの品質係数と前記フィルタに含まれる少なくとも１
つの前記第３の増幅器のトランスコンダクタンスとの両
者の同調に使用される請求項２乃至５のいずれか１項記
載の同調システム。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92202293A EP0579876B1 (en) | 1992-07-24 | 1992-07-24 | Frequency tuning system for an OTA-C pair |
| BE92202293:4 | 1992-07-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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Family
ID=8210807
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0579876B1 (ja) |
| JP (1) | JP3316038B2 (ja) |
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| ES (1) | ES2123538T3 (ja) |
| FI (1) | FI108585B (ja) |
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| US5625317A (en) * | 1994-08-08 | 1997-04-29 | Texas Instruments Incorporated | Tuning method for integrated continuous-time filters |
| DE69523281T2 (de) * | 1995-02-10 | 2002-07-11 | Alcatel, Paris | Linearer abstimmbarer Gm-C Integrator |
| US5650747A (en) * | 1995-10-05 | 1997-07-22 | Chen; Xiaole | Circuit technique for implementing programmable zeros in high speed CMOS filters |
| GB2307626B (en) * | 1995-11-24 | 2000-06-07 | Nokia Mobile Phones Ltd | A signal receiver |
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| US6310512B1 (en) | 1999-11-22 | 2001-10-30 | Cardiac Pacemakers, Inc. | Integrated self-adjustable continuous time band pass filter based upon Gm cell with bipolar transistors |
| US6287263B1 (en) | 1999-02-08 | 2001-09-11 | Cardiac Pacemakers, Inc. | System for processing bursted amplitude modulated signals using an impedance sensor |
| AU3485200A (en) * | 1999-02-08 | 2000-08-25 | Boris Briskin | Signal processing system using improved transconductance cell |
| US6137375A (en) * | 1999-05-28 | 2000-10-24 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Loss control loop circuit for controlling the output voltage of a voltage-controlled oscillator |
| US6954774B1 (en) * | 2001-12-20 | 2005-10-11 | Rockwell Collins | Bandpass filter with ability to tune a pass frequency, passband gain and filter Q |
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| US6917252B1 (en) | 2003-04-28 | 2005-07-12 | Adam S. Wyszynski | Fully integrated automatically-tuned RF and IF active bandpass filters |
| US7486338B1 (en) | 2003-04-28 | 2009-02-03 | Wyszynski Adam S | Fully integrated terrestrial TV tuner architecture |
| US7098731B1 (en) * | 2004-01-13 | 2006-08-29 | Wyszynski Adam S | Synthesis method for an active polyphase filter |
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|---|---|---|---|---|
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| NL8401370A (nl) * | 1984-05-01 | 1985-12-02 | Philips Nv | Filterschakeling. |
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- 1993-07-26 JP JP18421293A patent/JP3316038B2/ja not_active Expired - Fee Related
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