JPH06165490A - 少なくとも１つの出力側電圧の制御部を有するスイッチングレギュレータ - Google Patents

少なくとも１つの出力側電圧の制御部を有するスイッチングレギュレータ

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JPH06165490A
JPH06165490A JP5194722A JP19472293A JPH06165490A JP H06165490 A JPH06165490 A JP H06165490A JP 5194722 A JP5194722 A JP 5194722A JP 19472293 A JP19472293 A JP 19472293A JP H06165490 A JPH06165490 A JP H06165490A
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JP
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resistor
voltage
transistor
current
switching regulator
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JP5194722A
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Karl-Heinz Kramer
クラーマー カール−ハインツ
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Siemens Corp
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 スイッチングレギュレータとその三角波電圧
源を簡単に構成する。 【構成】 前記ランプ電圧源は補助トランジスタ（２
７）を有し、該補助トランジスタのエミッタ線路には、
電流測定抵抗（４）および該電流測定抵抗に直列に接続
された別の抵抗（３４）が配置されており、前記補助ト
ランジスタ（２７）のベースはコンデンサ（３２）に接
続されており、該コンデンサには、直流電圧源（ＵH）
に接続された少なくとも１つの充電電流分岐路と、電子
スイッチ（トランジスタ２８）を含む放電電流分岐路
（２６、２８）とが接続されており、放電電流分岐路
（２６、２８）の電子スイッチ（トランジスタ２８）は
制御回路（２０）によって、制御される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は請求項１の上位概念に記
載の、電力スイッチと、制御回路と、コンパレータとを
有し、前記電力スイッチは、主電流回路の一次側に電流
測定抵抗に対して直列に配置されており、前記制御回路
は、パルス発生器と、該パルス発生器に接続されたパル
ス幅変調器とを有し、かつ前記電力スイッチの制御端子
に、該電力スイッチを導通制御するスイッチオンパルス
列を出力し、前記コンパレータの一方の入力側はランプ
電圧源を介して電流測定抵抗と接続されている、少なく
とも１つの出力側電圧の制御部を有するスイッチングレ
ギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】このようなスイッチングレギュレータは
既に、ＷＯ９１／１６７５６から公知である。公知のス
イッチングレギュレータでは、ピーク値を電流制限する
ための装置が設けられている。この装置ではコンパレー
タの一方の入力側が基準電圧と、他方の入力側が電流測
定抵抗と接続されている。電流測定抵抗に直列に三角波
電圧源が配置されている。
【０００３】三角波電圧源は外部同期三角波信号を送出
する。この三角波信号は電流測定電圧に重畳される。外
部同期三角波信号のこのような重畳はそれ自体ドイツ公
開公報第２６１３８９６号公報から公知であり、電流測
定電圧をコンパレータを用いて評価する際に有利であ
る。これにより一方では所定の切換基準が得られ、他方
では分数周波（サブハーモニック）領域での安定性が高
められる。
【０００４】公知のコンバータの変形実施例では、測定
抵抗が、上位の電圧制御部を有する電流制御部の実際値
発生器としても同時に用いられる。この変形実施例では
電圧実際値が電流制御の目標値である。
【０００５】このような電流モード制御では、デューテ
ィ比制御に対するスイッチオフ基準として用いられる電
流信号が必要であり、この電流信号として制御回路は、
電流測定抵抗での電圧降下または電流変成器の負荷電圧
を使用する。
【０００６】欧州特許出願第０３０２４３３号公報から
さらに、電流依存特性を有する磁気構成素子、例えばい
わゆる非線形チョークを備えたフォワード方式コンバー
タまたはブロッキングコンバータが公知である。このチ
ョークのインダクタンスは直流電流負荷の減少と共に低
減する。
【０００７】ブロッキングコンバータでは、電流依存特
性を有するフェライトコアを備えた蓄積変成器によって
負荷の弱い際に二次回路での電流通流時間が格段に延長
される。このことはコンバータの種々の特性を改善し、
特に重畳される交流電圧とスパークノイズは格段に小さ
くなる。
【０００８】フォワード方式コンバータでは例えば、大
負荷領域および複数の出力側回路を有する場合に動作の
欠落を回避すべきならば、電流依存特性を有する蓄積チ
ョークを平均値形成するローパスフィルタに使用するの
が有利である。このような電流依存特性を有する磁気構
成素子は非常に小さな閾値を許容し、従って電流供給装
置での内部損失を非常に小さく保持することができる。
【０００９】コンバータが出力側で僅かしか負荷されな
いならば、電流測定抵抗では比較的小さな電圧しか降下
しない。遮断基準として用いる電流測定電圧の値を負荷
の小さな動作の際にも十分に正確な遮断が保証されるよ
うに選択すれば、このことは最大定格負荷の際に電流測
定抵抗で相応に高い電力が損失されることを意味する。
【００１０】電流依存性インダクタンスを有する磁気構
成素子の利点を上位の電流制御部を有する有利な電圧制
御部（電流モード制御）と関連して利用しようとする
と、負荷が小さい際に、電流非依存性インダクタンスを
使用した場合よりも電流測定電圧および電流測定電圧の
時間的上昇が小さいという問題が生じる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、スイ
ッチングレギュレータとその三角波電圧源をできるだけ
簡単に構成することである。特に三角波電圧は、電圧制
御部を有するフォワード方式コンバータおよび／または
ブロッキングコンバータにおいて、下位の電流制御部
（電流モード制御）により、電流依存性インダクタンス
を有する磁気的構成素子と関連して比較的大きな負荷領
域でのスイッチング動作の安定性を保証することを可能
にするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、ランプ電圧源は補助トランジスタを有し、該補助ト
ランジスタのエミッタ線路には、電流測定抵抗および該
電流測定抵抗に直列に接続された別の抵抗が配置されて
おり、前記補助トランジスタのベースはコンデンサに接
続されており、該コンデンサには、直流電圧源に接続さ
れた少なくとも１つの充電電流分岐路と、電子スイッチ
を含む放電電流分岐路とが接続されており、放電電流分
岐路の電子スイッチは制御回路によって、スイッチオン
パルスの持続時間の間、当該電子スイッチは遮断状態と
なり、該スイッチオンパルスの休止期間中の所定時間の
間、導通状態となるように制御され、前記コンパレータ
の一方の入力側は前記別の抵抗に接続されているように
構成して解決される。
【００１３】本発明により、スイッチングレギュレータ
が簡単にランプ電圧源により補足されるという利点が得
られる。
【００１４】本発明の有利な実施例は従属請求項に記載
されている。
【００１５】請求項２の構成では、補助トランジスタの
エミッタ線路に配置された付加的抵抗が、電流測定抵抗
に付加的に印加される電流を定める。付加的抵抗によ
り、補助トランジスタのベースに印加される電圧を、補
助トランジスタのパラメータ変化が実質的に影響を与え
ない大きさに選択することができる。
【００１６】請求項３の構成では、ＲＣ回路が有利には
コンパレータに供給される電流測定電圧に対する瀘波素
子として用いられる。
【００１７】請求項４によれば、補助トランジスタの入
力側に接続されたコンデンサに対して複数の充電電流分
岐路が設けられる。その際有利には、遮断基準の絶対値
が入力電圧に依存しない。
【００１８】三角波電圧源により得られる三角波電圧
は、瞬時値電流制限のための装置と共に使用すると有利
である。
【００１９】請求項８の手段により、出力電圧の制御部
を有するスイッチングレギュレータが下位の電流制御部
により得られ、この手段では僅かなコストで安定したス
イッチング動作が保証される。
【００２０】請求項９の構成では簡単に実現可能な手段
により、電圧制御部を有するコンバータにおいて安定し
たスイッチング動作が下位の電流制御部により、電流依
存性インダクタンスを有する磁気的構成素子と関連して
保証される。
【００２１】本発明を図１に示された実施例、および図
２から図４の線図に基づき詳細に説明する。
【００２２】
【実施例】図１に示されたスイッチングレギュレータは
入力側が入力直流電圧源１に接続され、負荷抵抗１５に
制御出力電圧ＵAを供給する。スイッチングレギュレー
タの一次側主電流回路は入力電圧源１の＋極から変成器
５の一次巻線２を介してトランジスタ３のコレクタへ、
さらにトランジスタ３のエミッタから電流測定抵抗４を
介して入力直流電圧源１の−極に至る。
【００２３】変成器５の二次巻線６とコンデンサ１０と
の間に整流ダイオード７が配置されている。整流ダイオ
ード７に続く並列分路にはフリーホイールダイオード８
が配置されている。フリーホイールダイオード８とコン
デンサ１０との間に直列分路にはチョーク９が配置され
ている。コンデンサ１０にはスイッチングレギュレータ
の出力電圧ＵAが印加される。コンデンサ１０に並列に
閾値を定める抵抗３５が接続されている。コンデンサ１
０に同様に並列な負荷抵抗１５には出力電圧ＵAが給電
される。
【００２４】コンデンサ１０に並列に分圧器１３が配置
されており、分圧器は実際値を制御増幅器２２の反転入
力側に送出する。フォトカップラダイオード１２は電圧
制御器２２の調整信号をフォトカップラトランジスタ１
４に伝送する。電圧制御器２２の非反転入力側には基準
電圧ＵRefが印加される。
【００２５】トランジスタ３は電力スイッチとして用い
る。入力電圧源１の−極は基準電位０Ｖに対する端子を
形成する。
【００２６】出力電圧ＵAを制御するのに用いる制御回
路２０はパルス発生器１８とこれに接続されたパルス幅
変調器１９を有する。制御回路２０はさらに同期パルス
源１７を有し、この同期パルス源はパルス発生器１８と
接続されていて、同期パルスを制御回路２０の出力側２
０１に出力する。
【００２７】パルス幅変調器１９は、制御回路２０に含
まれるドライバ１６を介してスイッチオンパルス列をト
ランジスタ３のベースに出力する。このスイッチオンパ
ルスはトランジスタ３を導通制御する。
【００２８】フォトカップラのフォトトランジスタ１４
は一方で基準電位０Ｖに接続され、他方でコンパレータ
２１の非反転入力側に接続されている。コンパレータ２
１は反転入力側が抵抗３４を介して電流測定抵抗４に接
続されている。コンパレータ２１の出力側は制御回路２
０に入力側２０２と接続されている。制御回路２０の入
力側はパルス幅変調器１９の制御入力側に接続されてい
る。
【００２９】コンパレータ２１は電流測定抵抗４で降下
する電圧の瞬時値を電圧比較器２２の出力電圧と比較す
る。ここから得られる、下位の電流制御部を有する電圧
制御が得られる。ここでは出力電圧Ｕ２の実際値が電流
制御部の目標値であり、電流モード制御とも称される。
【００３０】補助トランジスタ２７は付加的電流を電流
測定抵抗４に供給する。この電流はランプ状の経過を有
する。これは補助トランジスタ２７をエミッタ回路に接
続し、電流測定抵抗４を補助トランジスタ２７のエミッ
タ線路に配置し、補助トランジスタ２７のベースが、鋸
波状電圧を送出する電圧源に接続されることにより達成
される。
【００３１】鋸波状電圧はコンデンサ３２に発生する。
このコンデンサの一方の端子は基準電位０Ｖに接続さ
れ、基準電位０Ｖに対して電圧を供給する他方の端子は
補助トランジスタ２７のベースと接続されている。トラ
ンジスタ２７のコレクタは補助電圧＋ＵHに接続され
る。
【００３２】トランジスタ２８が遮断されている際、コ
ンデンサ３２は電流ＩEとＩHにより充電される。これら
の電流は抵抗２４と２５を介してダイオード２９のアノ
ードへ、さらにそこからダイオード２９を介してコンデ
ンサ３２に流れる。
【００３３】コンデンサ３２はトランジスタ２８により
周期的に放電される。放電電流分岐路はトランジスタ２
７のベースから抵抗２６とトランジスタ２８のエミッタ
−コレクタ区間を介して入力電圧源１の−極へ至る。入
力電圧源１の−極とはトランジスタ２８のエミッタおよ
びコンデンサ３２の一方の端子が接続されている。
【００３４】トランジスタ２８のベースは分圧器のタッ
プに接続されている。分圧器は制御回路２０の出力側２
０１に接続されており、抵抗２３および３１からなる。
【００３５】トランジスタ２８は制御回路２０により次
のように制御される。すなわち、トランジスタ３を導通
制御するスイッチオンパルスの持続期間中はトランジス
タ２８は阻止状態へ、スイッチオンパルスの休止期間中
の少なくとも所定期間の間は導通状態へ制御される。有
利にはトランジスタ２８はクロックパルス列のそれぞれ
半周期の間阻止され、デューティ比を制限するためのト
ランジスタ３はその間いずれにしろ同様に阻止される。
【００３６】抵抗２６はトランジスタ２８のコレクタと
補助トランジスタ２７のベースとの間に接続される。抵
抗２６に並列にダイオード２９が接続されている。ダイ
オード２９は、トランジスタ２８が導通制御されている
ときに阻止され、トランジスタ２８が阻止状態にあると
きに導通するように極性付けられている。従ってダイオ
ード２９と抵抗２６の並列回路において、コンデンサ３
２の充電電流はダイオード２９を介して、コンデンサ３
２の放電電流は抵抗２６を介して流れる。
【００３７】ダイオード２９と抵抗２６からなる並列回
路は、トランジスタ２８がコンデンサ３２だけを放電す
ることができる場合、１つの接続により置換することが
できる。
【００３８】トランジスタ２８のコレクタと接続された
ダイオード２９の端子は抵抗２４を介して入力電圧源１
の＋極に、抵抗２５を介して補助電圧ＵHに接続され
る。ダイオード２９を介して流れるコンデンサ３２の充
電電流は従って、電流ＩEおよびＩHから合成され、それ
らのうち電流ＩEが抵抗２４を介して、電流ＩHが抵抗２
５を介して流れる。
【００３９】抵抗３４および３０を介してトランジスタ
２７のエミッタと接続されている電流測定抵抗４の端子
は、入力電圧源１の基準電位にある−極に対して電圧を
導く。電流測定抵抗４の電圧ガイド端子と補助トランジ
スタ２７のエミッタとの間には抵抗３０および３４から
なる直列回路が配置されている。ここで抵抗３０はトラ
ンジスタ２７のエミッタと、抵抗３４は電流測定抵抗４
と接続されている。抵抗３０の値は電流測定抵抗４の値
よりも格段に大きい。
【００４０】抵抗３０と３４の接続点はコンデンサ３３
を介して基準電位に導かれている。これにより電流測定
抵抗４と抵抗３０と間に、直列分路にある抵抗３４と並
列分路にあるコンデンサ３３を備えたＲＣ回路が配置さ
れる。
【００４１】制御回路に所属する電圧コンパレータ２１
はＡ／Ｄ変換器を形成する。電圧コンパレータ２１は電
圧ｕi（ｔ）を、制御器から送出された調整信号ｕ=と比
較し、各クロックＴ周期で上昇ランプｕi（ｔ）が調整
信号ｕ=と交差すると直ちに、調整素子として用いるト
ランジスタ３に対する遮断信号“ａｕｓ”を出力する。
電流測定電圧ｕiのランプは実質的に、蓄積チョーク９
の電流依存性インダクタンスにより決められる。
【００４２】確実な動作のためには、コンパレータ２１
のデッドタイムが過度に大きくならないように、前記の
交差が所定の最小勾配ｄｕi／ｄｔをもって行われる必
要がある。
【００４３】その他に、コンパレータ２１の入力側に所
要のＳ／Ｎ比を与えるため遮断基準は所定の最小の大き
さを有しなければならない。
【００４４】補助トランジスタ２７によるランプ電圧源
がなければ、アイドル時や入力電圧ＵVが小さい際に、
電流ランプの振幅もその勾配もコンパレータ２１の確実
なスイッチング動作に対して過度に小さいものとなろ
う。というのはこの場合、電流依存性チョークのインダ
クタンスは、例えば約２０倍も上昇するからである。一
方では入力電圧ＵVの小さい際、インダクタンスの変化
は小さくなる。これらのことにより、コンパレータ２１
には公称動作の場合よりも約４０倍も小さな遮断基準し
か使用されないこととなる。
【００４５】図２および図３は、図１の直流コンバータ
に対する入力電流ｉｐの時間経過および電流測定抵抗４
にて降下する電圧の時間経過を、チョーク９が電流依存
インダクタンスを有し、三角波電圧源が備えられていな
い場合について示す。
【００４６】図２によれば、電流ｉｐ（ｔ）は最大出力
電力Ｐの場合、投入接続時、すなわち時点ｔ０で所定の
初期値を有する。この初期値は電流測定抵抗４において
相応の電圧降下ｕi（ｔ）を生ぜしめる。時間ｔ１の間
に電流ｉｐは、電流ｉｐないし電圧ｕiから導出され
る、コンパレータ２１の反転入力側の電圧ｕ-が非反転
入力側の比較値Ｕ=を上回るまで上昇する。所定のデッ
ドタイムＴtotの経過後にコンパレータ２１は、トラン
ジスタ３を遮断させる“ａｕｓ”信号を出力する。
【００４７】電流ｉｐが上昇するランプは変成器５およ
び蓄積チョーク９の磁化要素ないし磁化電流により生じ
る。図２は、遮断基準の大きさおよび時間経過、コンパ
レータ２１に対する問題のないスイッチング信号を示
す。
【００４８】図３は、アイドル時の関係を電流ｉｐと電
圧ｕiについて図２よりも大きな縮尺で示す。
【００４９】アイドル時、すなわち負荷抵抗１５に送出
される電流Ｉｂ＝０の場合、一次電流ｉｐの初期値は非
常に小さい。
【００５０】電流依存特性を有するチョーク９はアイド
ル時に２０倍大きなインダクタンスをとる。チョーク９
の磁化電流成分は従ってこの動作状態では同様に小さ
い。従って時間ｔ１経過後のピーク値も小さいままであ
る。このため三角波電圧がない場合、電圧ｕ-と比較値
ｕ=の交差点がコンパレータ２１の入力側で不確実にな
り、付加的に“ａｕｕｓ”信号に対するデッドタイムが
比較的長くなる。両者は共にスイッチング動作を不安定
にする。
【００５１】図１のスイッチングレギュレータではこれ
に対して三角波電圧源が設けられている。補助トランジ
スタ２７は補助回路に含まれている。補助回路によって
ランプ状の補助電圧が形成される。この補助電圧はコン
パレータ２１の反転入力側のＳ／Ｎ比を向上させ、勾配
ｄｕ-／ｄｔを大きくし、延いてはコンパレータ２１の
デッドタイムを短縮する。補助電圧は付加ランプを形成
し、測定抵抗４にて電流ｉｐから得られるランプが非常
に小さくなる動作領域においても使用可能なスイッチン
グ基準が得られるようにする。
【００５２】トランジスタ１７はエミッタ回路に接続さ
れ、抵抗３０、３４および４の直列回路に所定のランプ
状電流ｉ３（ｔ）を重畳する。電流ｉ３によって、付加
ランプを形成し、電圧ｕi（ｔ）に重畳される電圧降下
が生じる。Ｒ３０≫（ＲＲ３４＋Ｒ４）を前提とすれ
ば、電流ｉ３（ｔ）は一次近似で、ｉ３（ｔ）＝ｕ３
（ｔ）／Ｒ３０により与えられる。ここで、Ｒ３０は抵
抗３０の値、Ｒ３４は抵抗３４の値、Ｒ４は抵抗４の値
である。
【００５３】有利な選定例では、Ｒ４＝５０ｍΩ、Ｒ３
４＝１００Ω、Ｒ３０＝２．７ｋΩである。
【００５４】電圧Ｕ２０１は制御回路の同期信号から取
り出される。制御回路は有利には集積スイッチング回路
である。同期出力側２０１には同期信号が発生する。同
期信号の電圧値は交互にＨ（ハイレベル）とＬ（ローレ
ベル）である。電圧値Ｈは半周期の間出力され、その間
トランジスタ３はそれぞれ導通制御することができる。
これに続く半周期では電圧はそれぞれ値Ｌである。
【００５５】ランプ状電圧ｕ３（ｔ）は和電流Ｉｓの流
入により電流測定抵抗４に形成される。電圧Ｕ２０１が
制御回路の同期出力側でＵ２０１＝Ｌであるかぎり、ト
ランジスタ２８は遮断される。トランジスタ２８が遮断
されている際、コンデンサ３２は電流Ｉｓを電圧ランプ
ｕ３に積分する。ここで、ｕ３（ｔ）＝Ｉｓ・ｔ１・１
／Ｃ３であり、ｔ１＝Ｔ／２、Ｃ３はコンデンサ３２の
キャパシタンスである。
【００５６】時間ｔ２＝Ｔ−ｔ１の間、Ｕ２０１＝Ｈで
ある。これによりトランジスタ２８は導通し、コンデン
サ３２は再び放電される。次のクロック周期ではまたＵ
２０１＝Ｌであり、この過程が新たに繰り返される。
【００５７】付加的ランプを定める電流Ｉｓは電流ＩＥ
とＩＨの和である。
【００５８】電流ＩＨは補助電圧ＵＨ（一定）から導出
される。電流ＩＥは入力電圧Ｕｖに比例する。これによ
り、入力電圧Ｕｖが比較的大きい際には比較的大きな勾
配のランプが重畳され、そのためトランジスタのスイッ
チオン持続時間ｔ１がこの場合のように比較的短くて
も、同じ高さの電圧ｕ-絶対値が得られるようになる。
これにより遮断基準ｕ-の絶対的高さは入力電圧Ｕｖに
依存しない。このことはＡ／Ｄ変換器として用いるコン
パレータ２１の確実な機能に対して特に有利である。
【００５９】図４のダイヤグラムａとｂは付加ランプの
作用を明らかにする。ダイヤグラムａによれば最大出力
Ｐの際に電圧ｕiのピーク値は２６０ｍＶの大きさであ
る。重畳された付加ランプにより電圧ｕ-が４４０ｍＶ
のピーク値に達し、これにより比較値ｕ=と申し分なく
交差することが保証される。
【００６０】アイドル時（Ｐ＝０）には電圧ｕiのピー
ク値は８ｍＶしかなく、これに重畳されたノイズは比較
的大きい。従ってｕ=との明確な交差が達成されない。
【００６１】重畳された付加ランプは、電圧ｕiから導
出された電圧ｕ-のピーク値を２００ｍＶの値まで上昇
させ、ランプ勾配も急峻にする。これによりこの動作状
態での比較値ｕ=0との明確な交差が得られ、従って確実
で規則的なスイッチング特性が達成される。
【００６２】トランジスタ４が時点ｔ１で“ａｕｓ”信
号により遮断された後、ｉｐ＝０となり延いてはｕi＝
０となる。付加ランプは電圧Ｕ２０１がＨに移行し、コ
ンデンサ３２が放電されるまでさらに上昇する。しかし
これはスイッチング機能に何の影響も与えない。
【００６３】
【発明の効果】本発明により、スイッチングレギュレー
タとその三角波電圧源が簡単に構成され、しかも三角波
電圧は、電圧制御部を有するフォワード方式コンバータ
および／またはブロッキングコンバータにおいて、下位
の電流制御部（電流モード制御）により、電流依存性イ
ンダクタンスを有する磁気的構成素子と関連して比較的
大きな負荷領域でのスイッチング動作の安定性を保証す
ることを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】本発明を説明するための線図である。
【図３】本発明を説明するための線図である。
【図４】本発明を説明するための線図である。
【符号の説明】
４ 電流測定抵抗 １７ パルス発生器 １９ パルス幅変調器 ２０ 制御回路 ２１ コンパレータ

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電力スイッチ（トランジスタ３）と、制
    御回路（２０）と、コンパレータ（２１）とを有し、 前記電力スイッチは、主電流回路の一次側に電流測定抵
    抗（４）に対して直列に配置されており、 前記制御回路は、パルス発生器（１７）と、該パルス発
    生器に接続されたパルス幅変調器（１９）とを有し、か
    つ前記電力スイッチ（トランジスタ３）の制御端子に、
    該電力スイッチを導通制御するスイッチオンパルス列を
    出力し、 前記コンパレータの一方の入力側はランプ電圧源を介し
    て電流測定抵抗（４）と接続されている、少なくとも１
    つの出力側電圧の制御部を有するスイッチングレギュレ
    ータにおいて、 前記ランプ電圧源は補助トランジスタ（２７）を有し、
    該補助トランジスタのエミッタ線路には、電流測定抵抗
    （４）および該電流測定抵抗に直列に接続された別の抵
    抗（３４）が配置されており、 前記補助トランジスタ（２７）のベースはコンデンサ
    （３２）に接続されており、 該コンデンサには、直流電圧源（ＵH）に接続された少
    なくとも１つの充電電流分岐路と、電子スイッチ（トラ
    ンジスタ２８）を含む放電電流分岐路（２６、２８）と
    が接続されており、 放電電流分岐路（２６、２８）の電子スイッチ（トラン
    ジスタ２８）は制御回路（２０）によって、 スイッチオンパルスの持続時間の間、当該電子スイッチ
    は遮断状態となり、該スイッチオンパルスの休止期間中
    の所定時間の間、導通状態となるように制御され、 前記コンパレータ（２１）の一方の入力側は前記別の抵
    抗（３４）に接続されていることを特徴とする、少なく
    とも１つの出力側電圧の制御部を有するスイッチングレ
    ギュレータ。
  2. 【請求項２】 電流測定抵抗(４)に直列に接続された抵
    抗(３４)と補助トランジスタ（２７）のエミッタとの間
    に付加的抵抗（３０）が配置されており、 該付加的抵抗（３０）の値は前記別の抵抗（４）の値よ
    りも大きい請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
  3. 【請求項３】 前記別の抵抗（３４）と前記付加的抵抗
    （３０）との接続点と、基準電位との間にコンデンサ
    （３３）が配置されている請求項２記載のスイッチング
    レギュレータ。
  4. 【請求項４】 一方の充電電流分岐路（抵抗２５）が固
    定の直流電圧（ＵH）に、他方の充電電流分岐路（抵抗
    ２４）が入力直流電圧（Ｕ１）の印加される電圧源
    （１）に接続されている請求項１から３までのいずれか
    １記載のスイッチングレギュレータ。
  5. 【請求項５】 エミッタ−コレクタ区間が放電電流分岐
    路にあるトランジスタ（２８）は、エミッタ側で基準電
    位に接続されており、 コレクタ側で抵抗（２４）を介して入力電圧（Ｕ１）
    に、また放電抵抗（２６）を介して、補助トランジスタ
    （２７）のベースと接続されたコンデンサ（３２）の端
    子に、さらに別の抵抗（２５）を介して固定直流電圧
    （ＵH）に接続されており、 ベース側で制御回路（２０）の同期出力側に接続されて
    おり、 放電電流分岐路（２６、２８）のトランジスタ（２８）
    のコレクタと補助トランジスタ（２７）のベースとの間
    に配置された抵抗（２６）に対して並列に、放電電流に
    対して順方向に極性付けられたダイオード（２９）が配
    置されている請求項４記載のスイッチングレギュレー
    タ。
  6. 【請求項６】 放電電流分岐路（２６、２８）に配置さ
    れたトランジスタ（２８）のベースは制御回路（２０）
    の同期出力側に接続されている請求項１から５までのい
    ずれか１記載のスイッチングレギュレータ。
  7. 【請求項７】 少なくとも１つの出力電圧（Ｕ２）を制
    御するための装置を有するスイッチングレギュレータ
    は、下位の電流制御部により形成され、 該電流制御部の目標値として出力電圧の実際値が用いら
    れる請求項１から６までのいずれか１記載のスイッチン
    グレギュレータ。
  8. 【請求項８】 電圧実際値を目標値と比較する電圧比較
    器が設けられており、 コンパレータ（２１）の一方の入力側は電圧比較器（２
    ２）の出力側と、コンパレータ（２１）の他方の入力側
    は電流測定抵抗（４）と接続されている請求項７記載の
    スイッチングレギュレータ。
  9. 【請求項９】 スイッチングレギュレータは、電流依存
    性インダクタンスを有する磁気的構成素子（蓄積チョー
    ク９）を含む請求項１から８までのいずれか１記載のス
    イッチングレギュレータ。
JP5194722A 1992-08-05 1993-08-05 少なくとも１つの出力側電圧の制御部を有するスイッチングレギュレータ Withdrawn JPH06165490A (ja)

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