JPH02284394A - 照明負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は照明負荷制御装置に関するものであり、照明負
荷の光出力を遠隔制御する用途に適するものである。

［従来の技術］ 第１０図は従来の照明負荷制御装置の概略構成図である
。交流電源ＡＣにつながる電力線には、複数の点灯装置
２０が並列的に接続されており、各点灯装置２０には照
明負荷２が接続されている。

また、交流電源ＡＣから給電される調光回路４は、信号
線を介して調光信号を各点灯装置２０に与えている。第
１１図は調光回路４が発生する調光信号の一例を示して
いる。この調光信号は所定周期の矩形波電圧よりなり、
１周期Ｔに占めるパルス幅ｔの割合で決まるオン・デユ
ーティ（ｔ／Ｔ）Ｘ　１００（％）により調光レベルを
伝達する。第１２図は調光信号におけるオン・デユーテ
ィの変化の様子を示している。同図（ａ）の調光信号で
はオン・デユーティが０％であり、同図（ｂ）の調光信
号ではオン・デユーティが５０％であり、同図（ｃ）の
調光信号ではオン・デユーティが１００％である。

今、オン・デユーティが０％の場合における照明負荷２
の光出力をαとし、オン・デユーティが１００％の場合
における光出力をβとすると、オン・デユーティの変化
に対して照明負荷２の光出力は第１３図に示すように変
化する。

ここで、調光回路４で発生する調光信号におけるパルス
幅ｔの区間の電圧レベルＶｓは、商用交流電圧に比べれ
ば低い電圧（例えばＤＣ６Ｖ〜２４Ｖ程度）が使用され
る。これは、調光回路４で使用するスイッチング素子の
小形化・低コスト化を実現し、信号線として耐圧の低い
電線を使用して、電力線との誤結線を防止するためであ
る。ところで、調光信号における電圧レベルＶｓが商用
交流電圧に比べて低い場合には、信号線に重畳するノイ
ズが無視できなくなる。そこで、調光信号のオン・デユ
ーティの変化範囲は第１３図に示すように０％〜１００
％の範囲ではなく、例えば、第１４図に示すように５％
〜９５％の範囲とし、最大値と最小値に余裕を持たせる
必要がある。ただし、５％〜９５％の範囲は、これに限
定されるものではなく、ノイズの影響を受けない範囲で
、出来るだけオン・デユーティの変化範囲は広く設定す
ることが好ましい。なお、第１３図又は第１４図に示す
特性では、調光信号のオン・デユーティが最小となった
ときに、光出力が最大となっているが、これは調光回路
４が万一故障したり、信号線が断線して調光信号が得ら
れなくなっても、定格光出力が得られるようにするため
である。また、調光回路４をオプションとして点灯装置
２０とは別にユーザーに提供する場合においても、調光
回路４を接続していない点灯装置２０は常に全点灯状態
となり、調光機能を有さない点灯装置として単独でも使
用できるので、好都合である。

以上のような調光信号を用いれば、特に調光回路４と点
灯装置２０の間の信号線が長く延長されて、調光信号が
長距離伝送される場合において、ノイズの重畳や伝送損
失の影響を低減することが可能となる。すなわち、信号
線が長い場合には、それだけノイズが重畳しやすくなり
、また、信号線の抵抗成分の増大により伝送ロスが増大
し、さらには、信号線間に存在する浮遊容量等の影響で
、信号の立ち上がり及び立ち下がりに伝達遅れが生じて
、波形に“なまり″が生じることがある６例えば、第１
５図（ａ）及び（ｃ）は、それぞれオン・デユーティが
最小及び最大の場合に調光回路４から送出される調光信
号の波形を示しているが、信号線が長い場合には、点灯
装置２０に供給される調光信号の波形は、それぞれ同図
（ｂ）及び（ｄ）に示すように伝達遅れを含む波形とな
る。したがって、調光信号におけるオン・デユーティを
０％に近付けても、信号線が長い場合には、調光信号が
十分に立ち上がることができなくなり、調光信号のオン
・デユーティが点灯装置２０に忠実に伝達されなくなる
ので、調光信号におけるオン・デユーティの最小値は例
えば５％程度に止どめているものである。同様に、調光
信号におけるオン・デユーティの最大値を１００％に近
付けても、信号線が長い場合には、調光信号が十分に立
ち下がることができなくなり、調光信号のオン・デユー
ティが点灯装置に忠実に伝達されなくなるので、調光信
号におけるオン・デユーティの最大値は例えば９５％程
度に止どめているものである。なお、第１５図（ｂ）及
び（ｄ）を比較すれば明らかなように、調光信号のオン
・デユーティが最小の場合には、オンデユーテイが最大
の場合に比べて、オン・デユーティの伝送誤差が遥かに
大きくなる。

［発明が解決しようとする課題１ 第１８図は、上述のような調光信号を用いて照明負荷２
の光出力を連続的に制御可能とした点灯装置の具体回路
図である。その回路構成については後に詳述するが、そ
の動作は第１６図に示すように、外部から供給される調
光信号のオン・デユーティが０％〜１００％の範囲で変
化することにより、照明負荷２の光出力が最大光出力α
から最小光出力βまでの範囲で変化するようになってい
る。この点灯装置に、上述のようにオン・デユーティが
５％〜９５％の範囲で変化するような調光信号を与えた
場合には、照明負荷２の光出力の制御範囲は、第１７図
に示すように、点灯装置の最大光出力αから最小光出力
βまでの範囲よりも狭く制限されることになり、点灯装
置の最大光出力αや最小光出力βを出すことができない
という問題がある。また、調光回路４をオプションとし
て点灯装置とは別途提供する場合には、調光回路４を接
続しないで使用する場合に比べて、調光回路４を接続し
て使用する場合には、全点灯時の光出力が少し低下する
という問題がある。特に、調光回路４を接続した点灯装
置と調光回路４を接続しない点灯装置とを混在させて使
用する場合には、前者の最大光出力が後者の定格光出力
に比べて小さいことは目立ちやすく、その改善が強く望
まれていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、調光回路を接続したときの光出
力の低下を防止できるようにした照明負荷制御装置を提
供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、外部から供給される矩形波電圧の１周
期に占めるパルス幅の割合に応じて照明負荷２の光出力
を制御可能とした点灯装置と、信号線を介して点灯装置
に所定周期の矩形波電圧よりなる調光信号を伝送し、調
光信号におけるパルス幅の下限値を０よりも大きく設定
した調光回路４とからなる照明負荷制御装置において、
前記点灯装置は前記下限値以下のパルス幅に対応する照
明負荷２の光出力を最大光出力に設定する手段（ツェナ
ダイオードＺＤ、）を備えることを特徴とするものであ
る。

［作用］ 本発明にあっては、このように、調光信号の下限値以下
のパルス幅では、点灯装置における照明負荷２の光出力
を最大光出力に設定するようにしたので、調光回路４を
接続した場合における最大光出力は、調光回路４を接続
しない場合における定格光出力と同じとなるものである
。

［実施例］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅ、の
両端には、主スイツチング素子たるトランジスタＱ　２
．　Ｑ　３の直列回路が並列接続され、各トランジスタ
Ｑ２．Ｑ、にはそれぞれダイオードＤ。

Ｄ２が逆並列接続されている。トランジスタＱ２の両端
には、直流成分をカットするための結合コンデンサＣｄ
と、負荷電流を帰還するための電流トランスＣＴとを介
して、負荷回路が接続されている。負荷回路は、放電灯
よりなる照明負荷２と、限流及び共振用のインダクタＬ
１、共振用のコンデンサＣ２、共振及び予熱電流通電用
のコンデンサＣ１を含むＬＣ共振回路にて構成されてお
り、負荷電流は振動電流となる。この振動電流は電流ト
ランスＣＴの１次巻線を介して流れる。したがって、電
流トランスＣＴの２次巻線には、負荷回路に流れる振動
電流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起
電圧を抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エ
ミッタ間に印加して、トランジスタＱ２をスイッチング
させる。トランジスタＱ、のベースには、制御回路３の
出力信号が供給されている。制御回路３においては、ト
ランジスタＱ、の両端電圧を抵抗Ｒ，，Ｒ，により検出
して、トランジスタＱ、の両端電圧が立ち下がってから
所定時間トランジスタＱ、をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ、が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣ１が
抵抗Ｒ１を介して充電され、その充電電圧が２端子サイ
リスタＱ、のブレークオーバー電圧に達すると２端子サ
イリスタＱ１がオンし、トランジスタＱ、のベースに２
端子サイリスタＱ１を介してベース電流を流してトラン
ジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。

以下、第１図実施例における主回路の動作について説明
する。電源を投入す・ると、起動回路によりトランジス
タＱ、がオンとなり、その両端電圧が°“Ｌｏｗ”レベ
ルになる。これにより、制御回路３がトリガーされて、
その出力が“Ｈｉｇｈ″レベルとなり、トランジスタＱ
、のオン状態が維持される。

トランジスタＱ、がオンすると、ダイオードＤ６が導通
して、コンデンサＣ３は充電されなくなるので、起動回
路は停止する。このとき、電流トランスＣＴの２次巻線
は、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間に逆バイア
スの電圧を印加するような極性に巻かれているので、ト
ランジスタＱ２はオフ状態を維持する０次に、所定時間
の経過後に、制御回路３の出力は“Ｌｏｗ”レベルとな
り、トランジスタＱ、はオフ状態になる。トランジスタ
Ｑ、がオフすると、トランジスタＱ、のコレクタ電流が
減少することによりインダクタＬ１の残留インダクタン
スは逆の誘起電圧を発生し、インダクタＬ。

に流れる振動電流は同一方向に流れようとするので、ダ
イオードＤ、が導通する。また、電流トランスＣＴの２
次巻線が逆の誘起電圧を発生することにより、トランジ
スタＱ２が順バイアスされて、トランジスタＱ、はオン
状態となる。ダイオードＤ、の電流がゼロになると、コ
ンデンサＣｄの蓄積電荷を電源としてトランジスタＱ２
に電流が流れる。このとき、インダクタし、のコアは飽
和磁束に向かって直線的に磁化される。やがて、コアが
飽和磁束に達すると、インダクタンスは急激にゼロの方
向に向かい、その結果、トランジスタＱ２のコレクタ電
流の時間変化分は無限大となる。トランジスタＱ２のコ
レクタ電流がベース電流のｈｆｅ倍に達すると、トラン
ジスタＱ２は不飽和状態となり、電流トランスＣＴから
帰還されるベース電流が減少してトランジスタＱ２はオ
フする。トランジスタＱ２がオフした後も、インダクタ
し、に流れる振動電流は同一方向に流れようとするので
、ダイオードＤ２が導通し、負荷回路、コンデンサＣｄ
、直流電源Ｅ１の経路で電流が流れる。ダイオードＤ２
が導通すると、トランジスタＱコの両端電圧はゼロにな
るので、制御回路３がトリガーされて、制御回路３の出
力がＨｉｇｈ”レベルになり、トランジスタＱ、は順バ
イアスされる。ダイオードＤ２に流れる振動電流がゼロ
になった後は、直流電源Ｅ１より、コンデンサＣｄ、負
荷回路、トランジスタＱ、の経路で電流が流れる。以下
、上述の動作を繰り返すことにより、インバータの発振
動作が継続される。

調光回路４から制御回路３に供給される調光信号として
は、周波数が一定で、オン・デユーティ（１周期に占め
る“Ｈｉｇｈ”レベルの期間の割合）が５％〜９５％の
範囲で可変とされた矩形波電圧が用いられる。制御回路
３は、このような調光信号を調光回路４から供給されて
、トランジスタＱ３のオン時間を制御するものであり、
汎用の集積回路（例えば日本電気製μＰＤ４５３８）よ
りなる単安定マルチバイブレークＩＣ，を備えている。

この単安定マルチバイブレータＩ　Ｃ＋は、立ち下がり
トリガー入力端子Ｂが“Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏｗ
レベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“Ｈｉｇ
ｈ”レベル、出力端子ｑが“Ｌｏｗ”レベルとなる０本
実施例にあっては、トランジスタＱ、の両端電圧を抵抗
Ｒｓ　、　Ｒ４の直列回路で分圧することにより検出し
、単安定マルチバイブレータＩ　Ｃ＋のトリガー信号と
している。単安定マルチバイブレータＩ　Ｃ＋の出力端
子Ｑが“Ｈｉｇｈ″レベルになる時間（出力端子ｑが“
Ｌｏｗ”レベルになる時間）は、抵抗Ｒ２とコンデンサ
Ｃ４の時定数で決定される。

出力端子Ｑは駆動用のトランジスタＱ、のベースに接続
され、出力端子ｑは駆動用のトランジスタＱ、のベース
に接続されている。トランジスタＱ。

のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に、トランジスタＱ５
のエミッタは直流電源Ｅ２の負極（グランドライン）に
、それぞれ接続され、トランジスタＱ。

のエミッタとトランジスタＱ５のコレクタは、トランジ
スタＱ３のベースに接続されている。したがって、単安
定マルチバイブレータＩＣ，は、トランジスタＱ、のオ
ン期間を決めるためのタイマー回路として動作する。単
安定マルチバイブレータＩＣ，の時定数設定用の抵抗Ｒ
５とコンデンサＣ１の接続点には、ダイオードＤ、及び
抵抗Ｒ，並びにツェナダイオードＺ　Ｄ　＋を介してオ
ペアンプＩＣ２の出力が接続されている。また、ツェナ
ダイオードＺＤ、と抵抗Ｒ６との接続点は、抵抗Ｒ１ｆ
ｆを介してグランドラインに接続されている。オペアン
プＩＣ，は反転入力端子を出力端子に接続されたインピ
ーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加されたコ
ンデンサＣ６の電圧を低インピーダンス化して出力する
。コンデンサＣ６には電荷放電用の抵抗Ｒ１が並列接続
されており、オペアンプＩＣ，の出力電圧により充電さ
れる。オペアンプＩＣ１は反転入力端子を出力端子に接
続されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子
に印加されたコンデンサＣ６の電圧を低インピーダンス
化して出力する。コンデンサＣ６は、トランジスタＱ、
、Ｑ、を含むカレントミラー回路８からの定電流により
充電され、両端に並列接続されたトランジスタＱ６がオ
ンしたときに、電荷を放電される。カレントミラー回路
８からコンデンサＣ６に供給される定電流は、直流電源
Ｅ、からトランジスタＱ、を介して抵抗Ｒ１に流れる電
流と同じとなる。トランジスタＱｓのベースには、直流
電源Ｅ２の電圧を抵抗Ｒ２゜、Ｒ１により分圧して得ら
れた電圧により順バイアスが与えられる。抵抗Ｒ９の両
端にはトランジスタＱ、が並列接続されており、トラン
ジスタＱ、が調光回路４の出力によりオンされたときに
は、トランジスタＱ、の順バイアスは消失し、トランジ
スタＱ！はオフする。このとき、コンデンサＣ６はカレ
ントミラー回路８からの定電流により充電され、その充
電電圧Ｖは直線的に上昇する。コンデンサＣＧの充電電
圧Ｖ１の波形は、周波数が一定で、電圧上昇期間が調光
信号におけるパルス幅に等しい三角波となる。

したがって、調光信号におけるパルス幅が長くなるにつ
れて、コンデンサＣ６の充電電圧■、のビーク値は高く
なる。オペアンプＩＣ，、ＩＣｊとコンデンサＣ６及び
抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ，の充電電圧ＶＩのピーク保
持回路を構成しており、その出力電圧Ｖ２は、コンデン
サＣ６の充電電圧Ｖ、のビークの直流電圧となる。この
ため、出力電圧■。

は、調光回路４の調光信号におけるオン・デユーティ（
１周期に占めるパルス幅の割合）に比例して。

直線的に変化する電圧となる。この出力電圧ｖ２はツェ
ナダイオードＺ　Ｄ　＋と抵抗Ｒ，ｌ？よりなるレベル
シフト回路によってレベルシフトされて、制御電圧Ｖ３
となる。また、抵抗Ｒ６は制御抵抗であり、上記制御電
圧■、により抵抗Ｒ５と並列的に電流経路を形成し、制
御電圧Ｖ、の上昇に応じてコンデンサＣ１の充電電流を
増加させて、単安定マルチバイブレータＩＣＩの時定数
を小さく制御するものである。

次に、本実施例に用いる調光回路４の回路構成について
説明する。この調光回路４では、交流電源ＡＣより降圧
用のトランスＴｆ、全波整流用のダイオードブリッジＤ
Ｂ、限流用の抵抗Ｒを介して、平滑用の電解コンデンサ
Ｃを充電し、電圧規制用のツェナダイオードＺＤにより
定まる直流電源Ｅ３を得ている。直流電源Ｅ、は可変抵
抗ＶＲ，。

ＶＲ，ＶＲ２により分圧されて、基準電圧Ｖｒとしてコ
ンパレータエＣ，の非反転入力端子に印加される。直流
電源Ｅ、により給電される三角波発振器９は、第２図に
示すように、時間軸に対して直線的に増加する電圧Ｖｃ
をコンパレータＩＣ６の反転入力端子に印加する。コン
パレータＩＣ，の出力端子は、抵抗Ｒ１ｊを介してトラ
ンジスタＱ　＋　＋のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ、のエミッタは直流電源Ｅ３の負極に接続され
、コレクタは抵抗Ｒ８を介して直流電源Ｅ、の正極に接
続されると共に、抵抗Ｒ，Ｓを介してトランジスタＱ　
ｌ　２のベースに接続されている。トランジスタＱ　＋
　２のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に接続され、エミ
ッタは抵抗Ｒ４を介して直流電源Ｅ、の負極に接続され
ている。そして、抵抗Ｒ４の両端から調光信号Ｓｎが得
られる。つまり、トランジスタＱ　＋　＋と抵抗Ｒ＋、
Ｒ，によりエミッタ接地型の反転増幅回路を構成してお
り、トラン、ジスタＱ　＋　２と抵抗Ｒ３５゜Ｒｌｓに
よりコレクタ接地（エミッタホロア）型のインピーダン
ス変換回路を構成している。なお、調光回路４の出力段
にインピーダンス変換回路を配しているのは、制御回路
３と調光回路４とを接続する信号線が長く延長されるこ
とが多いので、調光信号の減衰を防止するために、調光
信号を低インピーダンス化しているものである。

以下、第２図を参照しながら調光回路４の動作について
説明する。第２図（ａ）は可変抵抗器ＶＲから得られる
基準電圧Ｖｒと、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃ
との関係を示している。基準電圧Ｖ「は高い電圧Ｖ、か
ら低い電圧ＶＬまで連続的に設定することができる。三
角波発振器９から得られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒ以下
であるときには、コンパレータＩｃｅの出力端子は“Ｈ
ｉｇｈ″゛レベルとなるので、トランジスタＱ　＋　＋
はオンとなり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号
Ｓｎは°”Ｌｏｗレベルとなる。一方、三角波発振器９
から得られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒよりも高くなると
、コンパレータＩｃｅの出力端子は“Ｌｏｗ”レベルと
なるので、トランジスタＱ　＋　＋はオフとなり、その
コレクタ電位が上昇して、調光信号Ｓｎは“）（ｉｇｈ
’”レベルとなる。これにより、第２図（ｂ）、（ｃ）
に示すような調光信号Ｓｎが得られる。同図（ｂ）は基
準電圧Ｖｒが高い電圧ｖＨである場合の調光信号Ｓｎで
あり、オン・デユーティが小さい、また、同図（ｃ）は
基準電圧Ｖｒが低い電圧ｖしてある場合の調光信号Ｓｎ
であり、オン・デユーティが大きい、基準電圧Ｖ「は可
変抵抗ＶＲを操作することにより高い電圧ＶＨから低い
電圧ＶＬまでの任意の電圧に設定することができるので
、調光信号Ｓｎのオン・デユーティは同図（ｂ）に示す
最小値（例えば５％）から同図（ｃ）に示す最大値（例
えば９５％）までの任意の大きさに設定することができ
る。なお、本実施例の調光回路４では、可変抵抗器ＶＲ
，，ＶＲ２の値を調整することにより基準電圧Ｖ「の上
限及び下限の電圧Ｖ、、ＶＬを個別に設定できるので、
オン・デユーティの最小値と最大値を自由に設定するこ
とができる。

本実施例において、調光信号のオン・デユーティを５％
〜９５％の範囲で変化させると、ピーク保持回路の出力
電圧■２は第３図の破線で示すように変化するが、制御
電圧■、は同図の実線で示すように変化する０図中、Ｖ
ｏはツェナダイオードＺＤ、のツェナ電圧である。同図
から明らかなように、ツェナダイオードＺＤ、のツェナ
電圧ＶＤを適切に設定すれば、調光信号のオン・デユー
ティが所定値以下のときに、制御電圧■、が最小値（−
〇）となるようにすることができる、実施例では、調光
信号のオン・デユーティの下限値は５％であるが、若干
の余裕を持たせて、調光信号のオンデユーテイが７〜８
％以下では、制御電圧■、が最小値となるように設計し
ている。このため、第４図に示すように、調光信号のオ
ン・デユーティが７〜８％以下では、最大光出力αが得
られるものである。

一方、第１８図従来例にあっては、ツェナダイオードＺ
Ｄ、と抵抗ＲＣｔよりなるレベルシフト回路を備えてい
ないので、調光信号のオン・デユーティを５％〜９５％
の範囲で変化させると、ピーク保持回路の出力電圧■２
は第７図の実線で示すように変化し、これがそのまま制
御電圧となる。

したがって、第８図に示すように、調光回路４による調
光範囲の最大値ＭＡＸは点灯装置の最大光出力αよりも
小さくなり、調光範囲の最小値ＭＩＮは点灯装置の最小
光出力βよりも大きくなる。

第１図実施例は、この問題を解決したものであり、ツェ
ナダイオードＺＤ、と抵抗Ｒａｔよりなるレベルシフト
回路により制御電圧をＶ３＝Ｖ、−Ｖｏとし、ツェナ電
圧ＶＤを適当に設定することにより、第４図に示すよう
に、調光回路４による調光範囲の最大値ＭＡＸを点灯装
置の最大光出力αと一致させたものである。

ところで、第４図の特性図では、調光回路４による調光
範囲の最小値ＭＩＮと点灯装置の最小光出力βとは一致
していない、これを一致させるには、コンデンサＣ６の
容量値を適当に設定すれば良い、すなわち、コンデンサ
Ｃ，の容量を変えれば、調光信号のオン・デユーティの
変化に対する制御電圧■、の変化率を変えることができ
るので、例えば、第５図の実線で示すような制御電圧■
３の傾きを得ることができる。この場合、第６図の実線
で示すように、調光回路４による調光範囲の最小値ＭＩ
Ｎと点灯装置の最小光出力βとを一致させることができ
る。

第９図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例にあっては、共振用のコンデンサＣ２と直列に
高周波トランスＴ、の１次巻線を接続し、放電灯よりな
る照明負荷２のフィラメント予熱電圧を高周波トランス
Ｔ１の２次巻線から供給している点が第１図実施例と相
違する。この場合、コンデンサＣ２に流れる共振電流は
、放電灯に流れるランプ電流に比べて約９０度位相が進
んだ波形となるので、特願昭６３−１２８７２０号に開
示されているように、放電灯のフィラメントにはダブル
スポットが形成される。このため、放電灯のランプ電流
を定格電流よりも多く流すことが可能となり、放電灯を
定格値よりも高出力で点灯させることができる。したが
って、調光範囲が広くなるという利点がある。また、調
光範囲を定格出力以内に止どめる場合には、放電灯の寿
命が長くなるという利点が得られる。

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハー
フブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、これ
に限らず、一方式のインバータ回路や定電流チョークを
備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他の
インバータ回路を用いても良い、さらに、インバータ回
路の制御方式についてもデユーティ制御についてのみ説
明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いても
良く、要は調光信号がデユーティ可変の矩形波電圧であ
れば本発明を適用できるものである。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、調光回路から点灯装
置に信号線を介してパルス幅可変の矩形波電圧よりなる
調光信号を伝送する照明負荷制御装置において、調光信
号におけるパルス幅の下限値以下では照明負荷の光出力
を最大光出力に設定するようにしたから、点灯装置に調
光回路を接続して光出力を最大に設定した場合には、調
光回路を接続しないで点灯装置を使用する場合と同じ光
出力を得ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図乃至第６図は同上の動作説明図、第
７図及び第８図は本発明に対する比較例の動作説明図、
第９図は本発明の第２実施例の回路図、第１０図は従来
例のブロック回路図、第１１図及び第１２図は同上に用
いる調光信号の波形図、第１３図乃至第１７図は同上の
動作説明図、第１８図は従来例の具体回路図である。 ２は照明負荷、４は調光回路、ＺＤ、はツェナダイオー
ド、Ｒ１７は抵抗である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）外部から供給される矩形波電圧の１周期に占める
   パルス幅の割合に応じて照明負荷の光出力を制御可能と
   した点灯装置と、信号線を介して点灯装置に所定周期の
   矩形波電圧よりなる調光信号を伝送し、調光信号におけ
   るパルス幅の下限値を０よりも大きく設定した調光回路
   とからなる照明負荷制御装置において、前記点灯装置は
   前記下限値以下のパルス幅に対応する照明負荷の光出力
   を最大光出力に設定する手段を備えることを特徴とする
   照明負荷制御装置。
2. （２）調光回路におけるパルス幅の可変範囲は、点灯装
   置における光出力の可変範囲と対応していることを特徴
   とする請求項１記載の照明負荷制御装置。