JPH06165511A - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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- JPH06165511A JPH06165511A JP4307441A JP30744192A JPH06165511A JP H06165511 A JPH06165511 A JP H06165511A JP 4307441 A JP4307441 A JP 4307441A JP 30744192 A JP30744192 A JP 30744192A JP H06165511 A JPH06165511 A JP H06165511A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- speed switching
- parallel
- igbt
- power supply
- Prior art date
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- Pending
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 直流電源１と並列にフィルタコンデンサ３，
４が接続され、直流電源１を２分圧している。更にフィ
ルタコンデンサ３，４と並列にＩＧＢＴ５，６，７，８
が接続され、各ＩＧＢＴ５，６，７，８にはフリーホイ
ールダイオード９，10，11，12が並列に接続されてい
る。又フィルタコンデンサ３，４の間からＩＧＢＴ５，
６及びＩＧＢＴ７，８との間にスイッチング素子14，15
が接続され、スイッチング素子14，15にはフリーホイー
ルダイオード16，17が接続されている。ＩＧＢＴ６，７
の間には誘導電動機13が接続されている。 【効果】 本発明によれば、ＩＧＢＴのオフ時に発生す
るサージ電圧をフィルタコンデンサの端子間電圧にクラ
ンプすることができるので、スナバ回路の責務を低減
し、インバータ回路の効率向上、小形化を図ることがで
きる。
４が接続され、直流電源１を２分圧している。更にフィ
ルタコンデンサ３，４と並列にＩＧＢＴ５，６，７，８
が接続され、各ＩＧＢＴ５，６，７，８にはフリーホイ
ールダイオード９，10，11，12が並列に接続されてい
る。又フィルタコンデンサ３，４の間からＩＧＢＴ５，
６及びＩＧＢＴ７，８との間にスイッチング素子14，15
が接続され、スイッチング素子14，15にはフリーホイー
ルダイオード16，17が接続されている。ＩＧＢＴ６，７
の間には誘導電動機13が接続されている。 【効果】 本発明によれば、ＩＧＢＴのオフ時に発生す
るサージ電圧をフィルタコンデンサの端子間電圧にクラ
ンプすることができるので、スナバ回路の責務を低減
し、インバータ回路の効率向上、小形化を図ることがで
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は中性点クランプ方式のイ
ンバータ回路に関する。
ンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】鉄道車両などの駆動システムは、従来直
流電動機が用いられていたが、パワーエレクトロニクス
の発達に伴い、インバータで３相交流に変換し保守の容
易な誘導電動機で駆動するシステムに置き換えられつつ
ある。しかしながらインバータで誘導電動機を駆動する
と特有な磁歪音が発生するため、この磁歪音を軽減する
ために高速スイッチング素子（例としてＩＧＢＴ）で中
性点クランプ方式のインバータ回路を構成することが考
えられてきた。
流電動機が用いられていたが、パワーエレクトロニクス
の発達に伴い、インバータで３相交流に変換し保守の容
易な誘導電動機で駆動するシステムに置き換えられつつ
ある。しかしながらインバータで誘導電動機を駆動する
と特有な磁歪音が発生するため、この磁歪音を軽減する
ために高速スイッチング素子（例としてＩＧＢＴ）で中
性点クランプ方式のインバータ回路を構成することが考
えられてきた。
【０００３】図３はＩＧＢＴを用いた中性点クランプ方
式によるインバータ回路の１相分の構成図である。電源
１に対して、フィルタコンデンサ３，４が電源１を２分
圧するように接続されている。又、電源１と並列にＩＧ
ＢＴ５，６，７，８が４個直列に接続され、各ＩＧＢＴ
５，６，７，８と並列にフリーホイールダイオード９，
10，11，12が接続されている。フィルタコンデンサ３，
４の分圧点（中性点）からＩＧＢＴ５とＩＧＢＴ６との
間に、クランプダイオード16が、又ＩＧＢＴ７とＩＧＢ
Ｔ８との間にクランプダイオード17が接続されている。
更に各ＩＧＢＴ５，６，７，８には、スナバダイオード
18とスナバ抵抗20の並列回路にスナバコンデンサ19を接
続したスナバ回路が並列に接続されている。
式によるインバータ回路の１相分の構成図である。電源
１に対して、フィルタコンデンサ３，４が電源１を２分
圧するように接続されている。又、電源１と並列にＩＧ
ＢＴ５，６，７，８が４個直列に接続され、各ＩＧＢＴ
５，６，７，８と並列にフリーホイールダイオード９，
10，11，12が接続されている。フィルタコンデンサ３，
４の分圧点（中性点）からＩＧＢＴ５とＩＧＢＴ６との
間に、クランプダイオード16が、又ＩＧＢＴ７とＩＧＢ
Ｔ８との間にクランプダイオード17が接続されている。
更に各ＩＧＢＴ５，６，７，８には、スナバダイオード
18とスナバ抵抗20の並列回路にスナバコンデンサ19を接
続したスナバ回路が並列に接続されている。
【０００４】ＩＧＢＴ５，６，７，８はＧＴＯサイリス
タ、バイポーラトランジスタに比べてスイッチング速度
が速いため、スイッチング損失を軽減できるが、オフす
る時に電流の変化率が極めて大きくなり、回路の配線イ
ンダクタンスによりサージ電圧が発生する。例えばＩＧ
ＢＴ５がオフすると、サージ電圧がＩＧＢＴ５のコレク
タ−エミッタ間に生じるが、このサージ電圧はＩＧＢＴ
５のコレクタからフィルタコンデンサ３の正極、負極、
クランプダイオード16を経てＩＧＢＴ５のエミッタに戻
る電流ループでエネルギを放出できるため、フィルタコ
ンデンサ３の電圧にクランプされる。同様にＩＧＢＴ８
がオフすると、ＩＧＢＴ８のコレクタからクランプダイ
オード17、フィルタコンデンサ４の正極、負極を経てＩ
ＧＢＴ８のエミッタに戻る電流ループでエネルギを放出
し、サージ電圧はフィルタコンデンサ４の電圧にクラン
プされる。しかしＩＧＢＴ６又はＩＧＢＴ７がオフした
場合に生じるサージ電圧はエネルギを放出する電流ルー
プが形成されていないため、スナバ回路のスナバダイオ
ード18を経由してスナバコンデンサ19を充電することで
抑制していた。
タ、バイポーラトランジスタに比べてスイッチング速度
が速いため、スイッチング損失を軽減できるが、オフす
る時に電流の変化率が極めて大きくなり、回路の配線イ
ンダクタンスによりサージ電圧が発生する。例えばＩＧ
ＢＴ５がオフすると、サージ電圧がＩＧＢＴ５のコレク
タ−エミッタ間に生じるが、このサージ電圧はＩＧＢＴ
５のコレクタからフィルタコンデンサ３の正極、負極、
クランプダイオード16を経てＩＧＢＴ５のエミッタに戻
る電流ループでエネルギを放出できるため、フィルタコ
ンデンサ３の電圧にクランプされる。同様にＩＧＢＴ８
がオフすると、ＩＧＢＴ８のコレクタからクランプダイ
オード17、フィルタコンデンサ４の正極、負極を経てＩ
ＧＢＴ８のエミッタに戻る電流ループでエネルギを放出
し、サージ電圧はフィルタコンデンサ４の電圧にクラン
プされる。しかしＩＧＢＴ６又はＩＧＢＴ７がオフした
場合に生じるサージ電圧はエネルギを放出する電流ルー
プが形成されていないため、スナバ回路のスナバダイオ
ード18を経由してスナバコンデンサ19を充電することで
抑制していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＩＧＢ
Ｔ６，７オフ時のサージ電圧をスナバ回路のスナバコン
デンサ19を充電することで抑制すると、ＩＧＢＴ６，７
がオンした時にスナバコンデンサ19に蓄えられていた電
荷はスナバ抵抗20を介して全て放電し、損失として消費
されていた。この損失は、スナバコンデンサ19の容量を
Ｃ、ＩＧＢＴ６，７オフ時のコレクタ−エミッタ間電圧
をＶCE，ＩＧＢＴ６，７のスイッチング周波数をｆで表
わすと１／２ＣＶCE 2 ｆとなる。
Ｔ６，７オフ時のサージ電圧をスナバ回路のスナバコン
デンサ19を充電することで抑制すると、ＩＧＢＴ６，７
がオンした時にスナバコンデンサ19に蓄えられていた電
荷はスナバ抵抗20を介して全て放電し、損失として消費
されていた。この損失は、スナバコンデンサ19の容量を
Ｃ、ＩＧＢＴ６，７オフ時のコレクタ−エミッタ間電圧
をＶCE，ＩＧＢＴ６，７のスイッチング周波数をｆで表
わすと１／２ＣＶCE 2 ｆとなる。
【０００６】従ってＩＧＢＴを用いて中性点クランプ方
式によるインバータ回路を構成しても、ＩＧＢＴオフ時
のサージ電圧を抑制するためのスナバコンデンサ容量を
確保した上に、更にスイッチング周波数を上げると、こ
れに比例する損失が発生するため、損失に耐えるだけの
容量をもつスナバコンデンサ、スナバ抵抗を設置する必
要があった。又インバータ自体の効率を低下してしまう
ため、スイッチング周波数の高周波化を阻害していた。
式によるインバータ回路を構成しても、ＩＧＢＴオフ時
のサージ電圧を抑制するためのスナバコンデンサ容量を
確保した上に、更にスイッチング周波数を上げると、こ
れに比例する損失が発生するため、損失に耐えるだけの
容量をもつスナバコンデンサ、スナバ抵抗を設置する必
要があった。又インバータ自体の効率を低下してしまう
ため、スイッチング周波数の高周波化を阻害していた。
【０００７】そこで本発明は上記問題点を除去し、スナ
バ回路の責務を軽減しスイッチング周波数の高周波化を
図る中性点クランプ方式のインバータ回路を提供するこ
とを目的とする。
バ回路の責務を軽減しスイッチング周波数の高周波化を
図る中性点クランプ方式のインバータ回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明では、直流電源と、この直流電源と並列に接続
され、直流電源を２分圧するフィルタコンデンサと、４
個の高速スイッチング素子を直列に接続し、各高速スイ
ッチング素子にフリーホイールダイオードを並列に接続
して構成される１相分を、直流電源と並列に複数組接続
した変換部と、４個の高速スイッチング素子のうち、直
流電源の正極側の２個の高速スイッチング素子を上アー
ムとし、直流電源の負極側の２個の高速スイッチング素
子を下アームとし、上アームと下アームとの間に負荷が
接続される出力端が設けられ、上アームの直流電源側の
第１の高速スイッチング素子と出力端側の第２の高速ス
イッチング素子間を、第１のスイッチング素子とフリー
ホイールダイオードからなる並列回路を介して、フィル
タコンデンサの分圧点と接続し、下アームの出力端側の
第３の高速スイッチング素子と直流電源側の第４の高速
スイッチング素子間を、第２のスイッチング素子とフリ
ーホイールダイオードからなる並列回路を介して、フィ
ルタコンデンサの分圧点と接続して構成される。
に本発明では、直流電源と、この直流電源と並列に接続
され、直流電源を２分圧するフィルタコンデンサと、４
個の高速スイッチング素子を直列に接続し、各高速スイ
ッチング素子にフリーホイールダイオードを並列に接続
して構成される１相分を、直流電源と並列に複数組接続
した変換部と、４個の高速スイッチング素子のうち、直
流電源の正極側の２個の高速スイッチング素子を上アー
ムとし、直流電源の負極側の２個の高速スイッチング素
子を下アームとし、上アームと下アームとの間に負荷が
接続される出力端が設けられ、上アームの直流電源側の
第１の高速スイッチング素子と出力端側の第２の高速ス
イッチング素子間を、第１のスイッチング素子とフリー
ホイールダイオードからなる並列回路を介して、フィル
タコンデンサの分圧点と接続し、下アームの出力端側の
第３の高速スイッチング素子と直流電源側の第４の高速
スイッチング素子間を、第２のスイッチング素子とフリ
ーホイールダイオードからなる並列回路を介して、フィ
ルタコンデンサの分圧点と接続して構成される。
【０００９】
【作用】上述した構成により、１相分の４個の高速スイ
ッチング素子のうち第２の高速スイッチング素子が遮断
した時に、第１のスイッチング素子が導通し、第２の高
速スイッチング素子から発生したサージ電圧は、第２の
高速スイッチング素子のコレクタから、第１のスイッチ
ング素子、フィルタコンデンサを介して第２の高速スイ
ッチング素子のエミッタへ流れる電流ループでエネルギ
が放出される。又第３の高速スイッチング素子が遮断し
た時に、第２のスイッチング素子が導通し、第３の高速
スイッチング素子から発生したサージ電圧は、第３の高
速スイッチング素子のコレクタから、フィルタコンデン
サ、第２のスイッチング素子を介して第３の高速スイッ
チング素子のエミッタへ流れる電流ループでエネルギが
放出される。従って、第２，第３の高速スイッチング素
子が遮断した時に発生するサージ電圧をフィルタコンデ
ンサの端子間電圧に抑制できる。
ッチング素子のうち第２の高速スイッチング素子が遮断
した時に、第１のスイッチング素子が導通し、第２の高
速スイッチング素子から発生したサージ電圧は、第２の
高速スイッチング素子のコレクタから、第１のスイッチ
ング素子、フィルタコンデンサを介して第２の高速スイ
ッチング素子のエミッタへ流れる電流ループでエネルギ
が放出される。又第３の高速スイッチング素子が遮断し
た時に、第２のスイッチング素子が導通し、第３の高速
スイッチング素子から発生したサージ電圧は、第３の高
速スイッチング素子のコレクタから、フィルタコンデン
サ、第２のスイッチング素子を介して第３の高速スイッ
チング素子のエミッタへ流れる電流ループでエネルギが
放出される。従って、第２，第３の高速スイッチング素
子が遮断した時に発生するサージ電圧をフィルタコンデ
ンサの端子間電圧に抑制できる。
【００１０】
【実施例】本発明の実施例を図面を参照し詳細に説明す
る。図１は本発明の一実施例を示す高速スイッチング素
子としてＩＧＢＴを用いた中性点クランプ方式によるイ
ンバータ回路の構成図である。
る。図１は本発明の一実施例を示す高速スイッチング素
子としてＩＧＢＴを用いた中性点クランプ方式によるイ
ンバータ回路の構成図である。
【００１１】直流電源１と並列にリアクトル２を介して
フィルタコンデンサ３，４が接続されている。このフィ
ルタコンデンサ３，４と並列に４つのＩＧＢＴ５，６，
７，８が接続され、各ＩＧＢＴ５，６，７，８には並列
にフリーホイールダイオード９，10，11，12が接続され
ている。更に各ＩＧＢＴ５，６，７，８には従来の技術
で述べたとおり、ここでは図示を省略するが、スナバ抵
抗とスナバコンデンサからなるスナバ回路が接続されて
いる。ＩＧＢＴ６とＩＧＢＴ７との接続点には負荷とし
て誘導電動機13が接続されている。フィルタコンデンサ
３，４は電源電圧１を２分圧しており、フィルタコンデ
ンサ３とフィルタコンデンサ４の間（分圧点）から、Ｉ
ＧＢＴ５とＩＧＢＴ６及びＩＧＢＴ７とＩＧＢＴ８との
間にスイッチング素子14，15（ここではＩＧＢＴを用い
る）が接続され、スイッチング素子14，15には並列にフ
リーホイールダイオード16，17が接続されている。
フィルタコンデンサ３，４が接続されている。このフィ
ルタコンデンサ３，４と並列に４つのＩＧＢＴ５，６，
７，８が接続され、各ＩＧＢＴ５，６，７，８には並列
にフリーホイールダイオード９，10，11，12が接続され
ている。更に各ＩＧＢＴ５，６，７，８には従来の技術
で述べたとおり、ここでは図示を省略するが、スナバ抵
抗とスナバコンデンサからなるスナバ回路が接続されて
いる。ＩＧＢＴ６とＩＧＢＴ７との接続点には負荷とし
て誘導電動機13が接続されている。フィルタコンデンサ
３，４は電源電圧１を２分圧しており、フィルタコンデ
ンサ３とフィルタコンデンサ４の間（分圧点）から、Ｉ
ＧＢＴ５とＩＧＢＴ６及びＩＧＢＴ７とＩＧＢＴ８との
間にスイッチング素子14，15（ここではＩＧＢＴを用い
る）が接続され、スイッチング素子14，15には並列にフ
リーホイールダイオード16，17が接続されている。
【００１２】スイッチング素子14，15がオフの時は従来
の中性点クランプ方式インバータとして動作する。つま
り直流電源１を２Ｅとして、フィルタコンデンサ３，４
間電圧をＥとすると、図２に示すようなスイッチング状
態によって相電圧を得る。このスイッチングのタイミン
グを各段毎に電気的に 120°ずらして行なえば、誘導電
動機13には線間電圧が２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの電
圧ステップをもつ矩形波交流電圧が得られる。
の中性点クランプ方式インバータとして動作する。つま
り直流電源１を２Ｅとして、フィルタコンデンサ３，４
間電圧をＥとすると、図２に示すようなスイッチング状
態によって相電圧を得る。このスイッチングのタイミン
グを各段毎に電気的に 120°ずらして行なえば、誘導電
動機13には線間電圧が２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの電
圧ステップをもつ矩形波交流電圧が得られる。
【００１３】図２に示すモードが１から２に移った時に
はＩＧＢＴ５がオンからオフに変化する。この時、サー
ジ電圧がＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間に生じる
が、このサージ電圧は従来の技術で述べたとおり、ＩＧ
ＢＴ５のコレクタからフィルタコンデンサ３の正極、負
極、フリーホイールダイオード16を経てＩＧＢＴ５のエ
ミッタに戻る電流ループでエネルギを放出できるため、
フィルタコンデンサ３の電圧にクランプされる。
はＩＧＢＴ５がオンからオフに変化する。この時、サー
ジ電圧がＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間に生じる
が、このサージ電圧は従来の技術で述べたとおり、ＩＧ
ＢＴ５のコレクタからフィルタコンデンサ３の正極、負
極、フリーホイールダイオード16を経てＩＧＢＴ５のエ
ミッタに戻る電流ループでエネルギを放出できるため、
フィルタコンデンサ３の電圧にクランプされる。
【００１４】又、モードが２から３に移った時はＩＧＢ
Ｔ６がオンからオフに変化する。この時、本実施例では
モードが２から３に移る直前にスイッチング素子14をオ
ンする。するとＩＧＢＴ６がオンからオフに変化した時
に発生するサージ電圧は、ＩＧＢＴ６のコレクタからス
イッチング素子14、コンデンサ４の正極、負極、フリー
ホイールダイオード12，11を経てＩＧＢＴ６のエミッタ
に戻る電流ループでエネルギを放出できるため、フィル
タコンデンサ４の電圧にクランプできる。そしてＩＧＢ
Ｔ６がオフしてしばらくの後スイッチング素子14をオフ
させる。この時には既にスイッチング素子14には電流が
流れていないため、スイッチング素子14にはサージ電圧
は発生しない。又、モードが２から１に移った時はＩＧ
ＢＴ７がオンからオフに変化する。この時本実施例では
モードが２から１に移る直前にスイッチング素子17をオ
ンする。するとＩＧＢＴ７がオンからオフに変化した時
に発生するサージ電圧は、ＩＧＢＴ７のコレクタからフ
リーホイールダイオード10，９、コンデンサ３の正極、
負極、スイッチング素子15を経てＩＧＢＴ７のエミッタ
に戻る電流ループでエネルギを放出できるため、フィル
タコンデンサ３の電圧にクランプできる。そしてＩＧＢ
Ｔ７がオフしてしばらくの後スイッチング素子15をオフ
させる。この時には既にスイッチング素子15には電流が
流れていないため、スイッチング素子15にはサージ電圧
は発生しない。従ってＩＧＢＴ６，７のオフ時に発生す
るサージ電圧をフィルタコンデンサ３，４の端子間電圧
にクランプすることができるので、スナバ回路の責務が
著しく軽減できる。又、スナバ回路の損失分として、サ
ージ電圧の抑制のためのスナバコンデンサの容量を小さ
くできるためスイッチング周波数を上げてもスナバコン
デンサの容量はそれほど大きくならない。従って高周波
化もはかれることができる。
Ｔ６がオンからオフに変化する。この時、本実施例では
モードが２から３に移る直前にスイッチング素子14をオ
ンする。するとＩＧＢＴ６がオンからオフに変化した時
に発生するサージ電圧は、ＩＧＢＴ６のコレクタからス
イッチング素子14、コンデンサ４の正極、負極、フリー
ホイールダイオード12，11を経てＩＧＢＴ６のエミッタ
に戻る電流ループでエネルギを放出できるため、フィル
タコンデンサ４の電圧にクランプできる。そしてＩＧＢ
Ｔ６がオフしてしばらくの後スイッチング素子14をオフ
させる。この時には既にスイッチング素子14には電流が
流れていないため、スイッチング素子14にはサージ電圧
は発生しない。又、モードが２から１に移った時はＩＧ
ＢＴ７がオンからオフに変化する。この時本実施例では
モードが２から１に移る直前にスイッチング素子17をオ
ンする。するとＩＧＢＴ７がオンからオフに変化した時
に発生するサージ電圧は、ＩＧＢＴ７のコレクタからフ
リーホイールダイオード10，９、コンデンサ３の正極、
負極、スイッチング素子15を経てＩＧＢＴ７のエミッタ
に戻る電流ループでエネルギを放出できるため、フィル
タコンデンサ３の電圧にクランプできる。そしてＩＧＢ
Ｔ７がオフしてしばらくの後スイッチング素子15をオフ
させる。この時には既にスイッチング素子15には電流が
流れていないため、スイッチング素子15にはサージ電圧
は発生しない。従ってＩＧＢＴ６，７のオフ時に発生す
るサージ電圧をフィルタコンデンサ３，４の端子間電圧
にクランプすることができるので、スナバ回路の責務が
著しく軽減できる。又、スナバ回路の損失分として、サ
ージ電圧の抑制のためのスナバコンデンサの容量を小さ
くできるためスイッチング周波数を上げてもスナバコン
デンサの容量はそれほど大きくならない。従って高周波
化もはかれることができる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
速スイッチング素子のオフ時に発生するサージ電圧をフ
ィルタコンデンサの端子間電圧にクランプすることがで
きるので、スナバ回路のスナバコンデンサの容量を減ら
すことができ、スナバ損失の低減がはかれる。これによ
りインバータ回路の効率が向上し、スナバ抵抗も低減で
きるので小形化を図ることもできる。
速スイッチング素子のオフ時に発生するサージ電圧をフ
ィルタコンデンサの端子間電圧にクランプすることがで
きるので、スナバ回路のスナバコンデンサの容量を減ら
すことができ、スナバ損失の低減がはかれる。これによ
りインバータ回路の効率が向上し、スナバ抵抗も低減で
きるので小形化を図ることもできる。
【図１】本発明の実施例を示すインバータ回路の構成図
である。
である。
【図２】インバータ回路を構成するＩＧＢＴのスイッチ
ング状態を示す図である。
ング状態を示す図である。
【図３】従来のインバータ回路の１アーム分を示す図で
ある。
ある。
１ 直流電源 ３，４ フィルタコンデンサ ５，６，７，８ ＩＧＢＴ ９，10，11，12 フリーホイールダイオード 14，15 スイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源と、 この直流電源と並列に接続され、前記直流電源を２分圧
するフィルタコンデンサと、 ４個の高速スイッチング素子を直列に接続し、各高速ス
イッチング素子にフリーホイールダイオードを並列に接
続して構成される１相分を、前記直流電源と並列に複数
組接続した変換部と、 前記４個の高速スイッチング素子のうち、前記直流電源
の正極側の２個の高速スイッチング素子を上アームと
し、前記直流電源の負極側の２個の高速スイッチング素
子を下アームとし、前記上アームと前記下アームとの間
に負荷が接続される出力端が設けられ、 前記上アームの前記直流電源側の第１の高速スイッチン
グ素子と前記出力端側の第２の高速スイッチング素子間
を、第１のスイッチング素子とフリーホイールダイオー
ドからなる並列回路を介して、前記フィルタコンデンサ
の分圧点と接続し、前記下アームの前記出力端側の第３
の高速スイッチング素子と前記直流電源側の第４の高速
スイッチング素子間を、第２のスイッチング素子とフリ
ーホイールダイオードからなる並列回路を介して、前記
フィルタコンデンサの分圧点と接続し、 前記第２の高速スイッチング素子が遮断した時に、前記
第１のスイッチング素子を導通させ、前記第３の高速ス
イッチング素子が遮断した時に、前記第２のスイッチン
グ素子を導通させることを特徴とするインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4307441A JPH06165511A (ja) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4307441A JPH06165511A (ja) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165511A true JPH06165511A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=17969115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4307441A Pending JPH06165511A (ja) | 1992-11-18 | 1992-11-18 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06165511A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004509591A (ja) * | 2000-09-13 | 2004-03-25 | アーベーベー・リサーチ・リミテッド | 能動的なクランピングスイッチを備える３レベル電力変換装置のための制御・調節方法、およびそのための装置 |
| JP2006087257A (ja) * | 2004-09-17 | 2006-03-30 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | マルチレベルコンバータ及びその制御方法 |
| JP2006246576A (ja) * | 2005-03-01 | 2006-09-14 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | マルチレベルインバータ |
| JP2013059248A (ja) * | 2011-08-18 | 2013-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | ３レベル電力変換装置 |
| US8587660B2 (en) | 2010-07-30 | 2013-11-19 | General Electric Company | Image recording assemblies and coupling mechanisms for stator vane inspection |
| US8602722B2 (en) | 2010-02-26 | 2013-12-10 | General Electric Company | System and method for inspection of stator vanes |
| US8667856B2 (en) | 2011-05-20 | 2014-03-11 | General Electric Company | Sensor assemblies and methods of assembling same |
| JP2017005216A (ja) * | 2015-06-16 | 2017-01-05 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
-
1992
- 1992-11-18 JP JP4307441A patent/JPH06165511A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004509591A (ja) * | 2000-09-13 | 2004-03-25 | アーベーベー・リサーチ・リミテッド | 能動的なクランピングスイッチを備える３レベル電力変換装置のための制御・調節方法、およびそのための装置 |
| JP4943625B2 (ja) * | 2000-09-13 | 2012-05-30 | アーベーベー・リサーチ・リミテッド | 能動的なクランピングスイッチを備える３レベル電力変換装置のための制御・調節方法、およびそのための装置 |
| JP2006087257A (ja) * | 2004-09-17 | 2006-03-30 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | マルチレベルコンバータ及びその制御方法 |
| JP2006246576A (ja) * | 2005-03-01 | 2006-09-14 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | マルチレベルインバータ |
| US8602722B2 (en) | 2010-02-26 | 2013-12-10 | General Electric Company | System and method for inspection of stator vanes |
| US8587660B2 (en) | 2010-07-30 | 2013-11-19 | General Electric Company | Image recording assemblies and coupling mechanisms for stator vane inspection |
| US8667856B2 (en) | 2011-05-20 | 2014-03-11 | General Electric Company | Sensor assemblies and methods of assembling same |
| JP2013059248A (ja) * | 2011-08-18 | 2013-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | ３レベル電力変換装置 |
| JP2017005216A (ja) * | 2015-06-16 | 2017-01-05 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
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