JPH0618330B2 - 広帯域線形キャリア電流増幅器 - Google Patents
広帯域線形キャリア電流増幅器Info
- Publication number
- JPH0618330B2 JPH0618330B2 JP57146767A JP14676782A JPH0618330B2 JP H0618330 B2 JPH0618330 B2 JP H0618330B2 JP 57146767 A JP57146767 A JP 57146767A JP 14676782 A JP14676782 A JP 14676782A JP H0618330 B2 JPH0618330 B2 JP H0618330B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- amplifier
- amplifier circuit
- carrier current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 claims description 8
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 7
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000001010 compromised effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- OXYOBDANCFSCGB-UHFFFAOYSA-J silicon(4+) tetraformate Chemical compound [Si+4].[O-]C=O.[O-]C=O.[O-]C=O.[O-]C=O OXYOBDANCFSCGB-UHFFFAOYSA-J 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K6/00—Manipulating pulses having a finite slope and not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K6/02—Amplifying pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明の技術分野 本発明はＡＣ電力線に作用するように設計されたキヤリ
ア電流増幅器に関する。
ア電流増幅器に関する。
発明の技術的背景 この回路は，１９８１年８月３日に本発明者により出願
された出願番号第２８９，３３４（米国特許第４，４６
８，６３７号明細書）号の係属中の発明「低温度係数広
帯域電圧制御発振器（LOW TEMPERATURE COEFFICIENT WI
DE BANDWIDTH VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR）」に説
明されているように三角波信号を受信するために設計さ
れた。この出願は参照によりここに組み込まれた。この
発振器は，最も望ましいキヤリア電流帯域を含むかなり
広いレンジにわたつて電圧制御された周波数にある信号
を発生する。電力線は複雑なインピーダンスを示すの
で，このトランスミツタは大きく変化する抵抗性及び／
あるいは無効負荷に実質的な電力を供給できねばならな
い。
された出願番号第２８９，３３４（米国特許第４，４６
８，６３７号明細書）号の係属中の発明「低温度係数広
帯域電圧制御発振器（LOW TEMPERATURE COEFFICIENT WI
DE BANDWIDTH VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR）」に説
明されているように三角波信号を受信するために設計さ
れた。この出願は参照によりここに組み込まれた。この
発振器は，最も望ましいキヤリア電流帯域を含むかなり
広いレンジにわたつて電圧制御された周波数にある信号
を発生する。電力線は複雑なインピーダンスを示すの
で，このトランスミツタは大きく変化する抵抗性及び／
あるいは無効負荷に実質的な電力を供給できねばならな
い。
本発明の要約 本発明の目的は，良好な効率をもつて300KHz信号をＡＣ
電力線に供給できる増幅器を提供することである。
電力線に供給できる増幅器を提供することである。
本発明の別の目的は，短絡保護されしかも実質的にいか
なるインピーダンスの負荷も駆動できるような電流出力
を有する増幅器を提供することである。
なるインピーダンスの負荷も駆動できるような電流出力
を有する増幅器を提供することである。
本発明の別の目的は，ＡＣ電力線を駆動でき，しかも増
幅器がオフにされた時でも能動にある能動電力ラインサ
ージアレスタを備えた増幅器を提供することである。
幅器がオフにされた時でも能動にある能動電力ラインサ
ージアレスタを備えた増幅器を提供することである。
これらの目的及び他の目的は以下のように構成された集
積回路内に実現できる。すなわち，電流増幅器はＡＣ電
力線に接続された同調回路負荷を駆動するために結合さ
れている。出力段はツエナダイオードにより動作される
サージアレスタを含んでいる。このサージアレスタはツ
エナー電圧を超えるラインサージが存在する時に出力ト
ランジスタを導通させる。この電流増幅器は，出力信号
を検出しこの出力が所定のスレシホールドを超えた時に
駆動を調整する自動レベル制御ドライバーによつて駆動
される。自動レベル制御は，三角波入力を受信して正弦
波電流駆動を発生する整形回路によつて電流駆動され
る。サージアレスタの動作を損なわずにトランスミツタ
信号を使用禁止しかつオフチツプ素子で出力信号容量を
ブーストする手段が設けられている。
積回路内に実現できる。すなわち，電流増幅器はＡＣ電
力線に接続された同調回路負荷を駆動するために結合さ
れている。出力段はツエナダイオードにより動作される
サージアレスタを含んでいる。このサージアレスタはツ
エナー電圧を超えるラインサージが存在する時に出力ト
ランジスタを導通させる。この電流増幅器は，出力信号
を検出しこの出力が所定のスレシホールドを超えた時に
駆動を調整する自動レベル制御ドライバーによつて駆動
される。自動レベル制御は，三角波入力を受信して正弦
波電流駆動を発生する整形回路によつて電流駆動され
る。サージアレスタの動作を損なわずにトランスミツタ
信号を使用禁止しかつオフチツプ素子で出力信号容量を
ブーストする手段が設けられている。
発明の説明 第１図は本発明のトランスミツタのブロツク図である。
入力は端子９及び１０間に印加された三角波信号であ
る。この信号が整形段１１を通つた時に正弦波が発生さ
れる。このように発生された正弦波信号は電力増幅器１
４を駆動する自動レベル制御（ＡＬＣ）回路１２の１方
の入力端に印加される。タンク回路１５は端子１７及び
１８に正弦波電力出力信号を発生するように電力増幅器
１４により附勢される。端子１７及び１８はトランスミ
ツタ出力を表わす。コンデンサ１６はキヤリア周波数で
は低インピーダンスを有するがＤＣ及び低い電力ライン
周波数（６０Hz）ではかなり高いインピーダンスを有す
るように選ばれている。そのため，端子１７及び１８は
キヤリア電流伝送システムを提供するために電力ライン
に接続されている。ＡＬＣ回路１２はタンク回路１５の
両端間の出力信号から得られる第２の入力を有してい
る。コンデンサ１３は出力ピーク信号に比例して充電さ
れ，ＡＬＣ回路１２を介して送信される信号を低減する
ように作用する。これが，電力線信号負荷にかなり無関
係に所望の出力電圧を維持するように機能する負帰還ル
ープを形成する。負荷条件がこれを保証した時だけ全電
力がラインに供給されるつまり電力が浪費されない。
入力は端子９及び１０間に印加された三角波信号であ
る。この信号が整形段１１を通つた時に正弦波が発生さ
れる。このように発生された正弦波信号は電力増幅器１
４を駆動する自動レベル制御（ＡＬＣ）回路１２の１方
の入力端に印加される。タンク回路１５は端子１７及び
１８に正弦波電力出力信号を発生するように電力増幅器
１４により附勢される。端子１７及び１８はトランスミ
ツタ出力を表わす。コンデンサ１６はキヤリア周波数で
は低インピーダンスを有するがＤＣ及び低い電力ライン
周波数（６０Hz）ではかなり高いインピーダンスを有す
るように選ばれている。そのため，端子１７及び１８は
キヤリア電流伝送システムを提供するために電力ライン
に接続されている。ＡＬＣ回路１２はタンク回路１５の
両端間の出力信号から得られる第２の入力を有してい
る。コンデンサ１３は出力ピーク信号に比例して充電さ
れ，ＡＬＣ回路１２を介して送信される信号を低減する
ように作用する。これが，電力線信号負荷にかなり無関
係に所望の出力電圧を維持するように機能する負帰還ル
ープを形成する。負荷条件がこれを保証した時だけ全電
力がラインに供給されるつまり電力が浪費されない。
実際に，典型的な条件の下では，電力増幅器１４はＡ級
で動作し，約３５％の効率で出力電力を供給する。
で動作し，約３５％の効率で出力電力を供給する。
第２図の回路は＋端子２０と接地端子２２との間に接続
された１８Ｖ電源により動作される。１０Ｖ電源は＋端
子２１と接地端子２２との間に結合されている。実際の
問題として，１０Ｖ電源は１８Ｖラインにより動作され
る通常のオンチツプ電圧調整器（図示せず）から得られ
る。
された１８Ｖ電源により動作される。１０Ｖ電源は＋端
子２１と接地端子２２との間に結合されている。実際の
問題として，１０Ｖ電源は１８Ｖラインにより動作され
る通常のオンチツプ電圧調整器（図示せず）から得られ
る。
トランジスタ２５及び２６は端子９及び１０により駆動
される差動増幅器として動作される。抵抗２８及び２９
は，該増幅器の利得を下げるように機能し、該増幅器か
らの電流Ｉ1はトランジスタ２７を介して流れる。電流
源４５はトランジスタ４４を通して電流Ｉ2を通す。ト
ランジスタ４４はトランジスタ２７とのカツプリングに
よりダイオードとして動作する。抵抗３０ａは（同じ抵
抗３０ｂと共に）はトランジスタ４４のベースを接地に
接続し、トランジスタ４４のＶBE44（ベース、エミッタ
間電圧）に等しい電圧降下が生じるように電流を流す。
抵抗３１は電流Ｉ1が抵抗３０ａ内の電流９０％かつ電
流Ｉ6が１１０％であるように抵抗４１の値に対して選
択される。
される差動増幅器として動作される。抵抗２８及び２９
は，該増幅器の利得を下げるように機能し、該増幅器か
らの電流Ｉ1はトランジスタ２７を介して流れる。電流
源４５はトランジスタ４４を通して電流Ｉ2を通す。ト
ランジスタ４４はトランジスタ２７とのカツプリングに
よりダイオードとして動作する。抵抗３０ａは（同じ抵
抗３０ｂと共に）はトランジスタ４４のベースを接地に
接続し、トランジスタ４４のＶBE44（ベース、エミッタ
間電圧）に等しい電圧降下が生じるように電流を流す。
抵抗３１は電流Ｉ1が抵抗３０ａ内の電流９０％かつ電
流Ｉ6が１１０％であるように抵抗４１の値に対して選
択される。
端子９及び１０間に結合された信号源は1981年８月３日
に出願された出願番号第２８９，３３４号の発明者の係
属中の出願に開示されている形式の発振器の三角波出力
で望ましくは実現される。この三角波は約２ＶBEのピー
ク・ピーク振幅を有しているので，整形回路１１がその
非線形応答領域に良好に駆動される。信号ピークにおけ
るその低減した応答はトランジスタ２６のコレクタに三
角波入力電圧を変換して得られた正弦波信号電流Ｉ3を
出力する。テール電流及び信号駆動と共に抵抗２８及び
２９の値を適当に選択することにより，極めて近い近似
の正弦波形が実現できる。電流Ｉ3は電流Ｉ1＝０．９Ｖ
BE44／Ｒ30a の約９９％と１％の上側ピーク信号値と下
側ピーク信号値とを有している。
に出願された出願番号第２８９，３３４号の発明者の係
属中の出願に開示されている形式の発振器の三角波出力
で望ましくは実現される。この三角波は約２ＶBEのピー
ク・ピーク振幅を有しているので，整形回路１１がその
非線形応答領域に良好に駆動される。信号ピークにおけ
るその低減した応答はトランジスタ２６のコレクタに三
角波入力電圧を変換して得られた正弦波信号電流Ｉ3を
出力する。テール電流及び信号駆動と共に抵抗２８及び
２９の値を適当に選択することにより，極めて近い近似
の正弦波形が実現できる。電流Ｉ3は電流Ｉ1＝０．９Ｖ
BE44／Ｒ30a の約９９％と１％の上側ピーク信号値と下
側ピーク信号値とを有している。
トランジスタ２６のコレクタ電流Ｉ3は差動的に接続さ
れたトランジスタ３３及び３４内にテール電流として流
れる。電流源３５はツエナーダイオード３６を介して電
流Ｉ4 を流す。このダイオード３６は逆ブレークダウン
で動作しこれによりトランジスタ３４のベースにほぼ７
Ｖを発生する。
れたトランジスタ３３及び３４内にテール電流として流
れる。電流源３５はツエナーダイオード３６を介して電
流Ｉ4 を流す。このダイオード３６は逆ブレークダウン
で動作しこれによりトランジスタ３４のベースにほぼ７
Ｖを発生する。
トランジスタ３７のコレクタ内を流れる電流I5はトラン
ジスタ３４のコレクタに送られ，電流I3のピーク値を少
し超えるように調整される。電流I3と電流Ｉ5 との間の
正確な関係は次のようである。つまり，電流Ｉ5 は，ト
ランジスタ３７,３８及び３９により定義される電流ミ
ラー内の等しくないが正確にその比が決ゆられた抵抗４
２及び４３を介して電流Ｉ6 の８６％に決められてい
る。次に電流Ｉ6 はＶBE44／Ｒ30aのあるパーセンテー
ジ（１１０％）にされている。このように，電流Ｉ5＝
０．９５ＶBE44／Ｒ30a である。しかし，電流Ｉ3は
０．９ＶBE44／Ｒ30a の１％〜９９％つまり約０．０１
〜０．８９ＶBE44／Ｒ30a である。従つて，差電流Ｉ5
−Ｉ3は０．０６〜０．９４ＶBE44／Ｒ30a に等しく，
トランジスタ４６のベースへの駆動信号電流としてブレ
ークダウンダイオード４５を通つて流れる。
ジスタ３４のコレクタに送られ，電流I3のピーク値を少
し超えるように調整される。電流I3と電流Ｉ5 との間の
正確な関係は次のようである。つまり，電流Ｉ5 は，ト
ランジスタ３７,３８及び３９により定義される電流ミ
ラー内の等しくないが正確にその比が決ゆられた抵抗４
２及び４３を介して電流Ｉ6 の８６％に決められてい
る。次に電流Ｉ6 はＶBE44／Ｒ30aのあるパーセンテー
ジ（１１０％）にされている。このように，電流Ｉ5＝
０．９５ＶBE44／Ｒ30a である。しかし，電流Ｉ3は
０．９ＶBE44／Ｒ30a の１％〜９９％つまり約０．０１
〜０．８９ＶBE44／Ｒ30a である。従つて，差電流Ｉ5
−Ｉ3は０．０６〜０．９４ＶBE44／Ｒ30a に等しく，
トランジスタ４６のベースへの駆動信号電流としてブレ
ークダウンダイオード４５を通つて流れる。
ダイオード３６及び４５がほゞ同じツエナー電圧を有し
ている場合には，トランジスタ３４のコレクタは常にそ
のベースより約ＶBE46分高いレベルにある。これにより
トランジスタ３４は飽和されない。このトランジスタ３
４は、レベルシフトダイオード４５を介してトランジス
タ４６のベース電流を供給する信号電流ドライバーとし
て機能する。
ている場合には，トランジスタ３４のコレクタは常にそ
のベースより約ＶBE46分高いレベルにある。これにより
トランジスタ３４は飽和されない。このトランジスタ３
４は、レベルシフトダイオード４５を介してトランジス
タ４６のベース電流を供給する信号電流ドライバーとし
て機能する。
トランジスタ４６がトランジスタ４４に整合しかつ負荷
源４７が電流Ｉ2の値に等しい電流Ｉ7の値を発生するな
らば，２つのトランジスタのＶBEの値は等しい。これ
は，トランジスタ４６のベースの電位がトランジスタ４
４のベースの電位と同じであることを意味する。帰還は
電流を０．０６〜０．９４ＶBE44／Ｒ30a にし，帰還抵
抗４８を介して流す。抵抗４８が抵抗３０ａに等しくさ
れているので，この抵抗の両端間で低下した電圧は０．
０６〜０．９４ＶBE44である。接地に対して（このため
抵抗４９の両端間で），電位はＶBE44−（０．０６〜
０．９４ＶBE44）つまり０．０６〜０．９４ＶBE44に等
しい。抵抗４９は抵抗４８に対して小さいので，この抵
抗４９を通る電流は電流Ｉ5 −Ｉ3の駆動信号に対して
大きくこのため大きいが制御された電流利得が得られ
る。帰還動作が出力トランジスタ５２にこの増幅した電
流を導通させ，負荷に比例した出力電圧がこのデバイス
のコレクタ内に発生される。
源４７が電流Ｉ2の値に等しい電流Ｉ7の値を発生するな
らば，２つのトランジスタのＶBEの値は等しい。これ
は，トランジスタ４６のベースの電位がトランジスタ４
４のベースの電位と同じであることを意味する。帰還は
電流を０．０６〜０．９４ＶBE44／Ｒ30a にし，帰還抵
抗４８を介して流す。抵抗４８が抵抗３０ａに等しくさ
れているので，この抵抗の両端間で低下した電圧は０．
０６〜０．９４ＶBE44である。接地に対して（このため
抵抗４９の両端間で），電位はＶBE44−（０．０６〜
０．９４ＶBE44）つまり０．０６〜０．９４ＶBE44に等
しい。抵抗４９は抵抗４８に対して小さいので，この抵
抗４９を通る電流は電流Ｉ5 −Ｉ3の駆動信号に対して
大きくこのため大きいが制御された電流利得が得られ
る。帰還動作が出力トランジスタ５２にこの増幅した電
流を導通させ，負荷に比例した出力電圧がこのデバイス
のコレクタ内に発生される。
トランジスタ４６は高利得インバータであり，出力と入
力との間に結合され電流駆動積分器を形成するコンデン
サ５０を有している。この周波数補償は利得−周波数に
おいて６db／oct．ロールオフを導入し，安定した増幅
器の構造を生じる。トランジスタ５１及び５２は一体に
結合されダーリントン対をなす。このダーリントン対は
タンク回路１５を駆動し，端子１７及び１８に出力信号
を発生する。
力との間に結合され電流駆動積分器を形成するコンデン
サ５０を有している。この周波数補償は利得−周波数に
おいて６db／oct．ロールオフを導入し，安定した増幅
器の構造を生じる。トランジスタ５１及び５２は一体に
結合されダーリントン対をなす。このダーリントン対は
タンク回路１５を駆動し，端子１７及び１８に出力信号
を発生する。
このダーリントン対の出力エミツタは抵抗４９を駆動す
る。抵抗４８はトランジスタ４６のベースへ負帰還を与
える。抵抗４８の両端の信号は等しくかつ位相がずれて
いるので，トランジスタ４６，５１及び５２から成る増
幅器の電流利得は抵抗４９に対する抵抗４８の比＋１に
等しい。２００の抵抗比とほゞ３００μＡピークの駆動
信号とによつて，６０ｍＡピークの信号電流がキヤリア
電流ライン信号を駆動するためにタンク回路１５に流れ
る。電流駆動が使用されているので，低すぎるインピー
ダンスの負荷が悪い影響を及ぼさず，高すぎるインピー
ダンスの負荷が存在する場合にはトランジスタ５２のコ
レクタの信号電圧が低下し自動レベル制御（ＡＬＣ）回
路を動作して，増幅器の飽和及び付随する信号歪を防止
する。
る。抵抗４８はトランジスタ４６のベースへ負帰還を与
える。抵抗４８の両端の信号は等しくかつ位相がずれて
いるので，トランジスタ４６，５１及び５２から成る増
幅器の電流利得は抵抗４９に対する抵抗４８の比＋１に
等しい。２００の抵抗比とほゞ３００μＡピークの駆動
信号とによつて，６０ｍＡピークの信号電流がキヤリア
電流ライン信号を駆動するためにタンク回路１５に流れ
る。電流駆動が使用されているので，低すぎるインピー
ダンスの負荷が悪い影響を及ぼさず，高すぎるインピー
ダンスの負荷が存在する場合にはトランジスタ５２のコ
レクタの信号電圧が低下し自動レベル制御（ＡＬＣ）回
路を動作して，増幅器の飽和及び付随する信号歪を防止
する。
このＡＬＣ回路は次のように動作する。前述の条件に対
しては，最大の信号条件が考えられる。コンデンサ１３
はトランジスタ３３をターンオフするように放電され
る。抵抗５５はトランジスタ５２のコレクタ（タンク回
路１５の高インピーダンス点）をトランジスタ５６のコ
レクタに結合する。トランジスタ５６は通常とはコレク
タ、エミッタが逆の状態である逆使用状態で動作され
る。その通常のコレクタはエミツタとして使用され，そ
の通常のエミツタはコレクタとして使用される。このよ
うにエミツタの矢印は図示のように実際の電流の流れと
は逆の方向に向いている。トランジスタ５６のベースは
端子５７で基準電圧源に結合されている。典型的には，
この基準電圧は接地よりも約８ＶBE上にありつまり約
４．８Ｖである。トランジスタ５６のエミツタ（実際に
は反転されたコレクタ）はデユアルコレクタトランジス
タ５８に結合されている。トランジスタ５８の１方のコ
レクタは簡単に電流ミラーを形成するためにそのベース
に結合されている。２つのコレクタが等しい大きさであ
れば，電流ミラーは単位利得を有する。
しては，最大の信号条件が考えられる。コンデンサ１３
はトランジスタ３３をターンオフするように放電され
る。抵抗５５はトランジスタ５２のコレクタ（タンク回
路１５の高インピーダンス点）をトランジスタ５６のコ
レクタに結合する。トランジスタ５６は通常とはコレク
タ、エミッタが逆の状態である逆使用状態で動作され
る。その通常のコレクタはエミツタとして使用され，そ
の通常のエミツタはコレクタとして使用される。このよ
うにエミツタの矢印は図示のように実際の電流の流れと
は逆の方向に向いている。トランジスタ５６のベースは
端子５７で基準電圧源に結合されている。典型的には，
この基準電圧は接地よりも約８ＶBE上にありつまり約
４．８Ｖである。トランジスタ５６のエミツタ（実際に
は反転されたコレクタ）はデユアルコレクタトランジス
タ５８に結合されている。トランジスタ５８の１方のコ
レクタは簡単に電流ミラーを形成するためにそのベース
に結合されている。２つのコレクタが等しい大きさであ
れば，電流ミラーは単位利得を有する。
トランジスタ５６のベースが４．８Ｖでかつエミツタ
（反転コレクタ）が９．４Ｖであれば，差はたつた４．
６Ｖでありこれはツエナーブレークダウンレベルより十
分に低い。トランジスタ５６のコレクタ（反転エミツ
タ）が抵抗５５を介して１８Ｖ電源に戻されているの
で，普通に接続されたトランジスタ５６は使用できな
い。これは，通常のエミツター−ベースツエナーブレー
クダウンが超えられてしまうからである。反転接続はこ
れを避ける。逆使用トランジスタは低いベース−コレク
タ電流利得を有しているが，これは図示の共通ベース接
続では問題ではない。
（反転コレクタ）が９．４Ｖであれば，差はたつた４．
６Ｖでありこれはツエナーブレークダウンレベルより十
分に低い。トランジスタ５６のコレクタ（反転エミツ
タ）が抵抗５５を介して１８Ｖ電源に戻されているの
で，普通に接続されたトランジスタ５６は使用できな
い。これは，通常のエミツター−ベースツエナーブレー
クダウンが超えられてしまうからである。反転接続はこ
れを避ける。逆使用トランジスタは低いベース−コレク
タ電流利得を有しているが，これは図示の共通ベース接
続では問題ではない。
動作において，トランジスタ５２のコレクタにおける信
号が約４．２Ｖのレベルより下に振れた時に，この信号
がトランジスタ５６をオンにし，エミツタ電流が抵抗５
５内を流れる。この電流パルスはコンデンサ１３を充電
するようにトランジスタ５８により反射処理される（mi
rrored）。コンデンサ１３は充電された時にある点でト
ランジスタ３３をオンにし，電流Ｉ3の一部分がトラン
ジスタ34を介してトランジスタ４６を駆動するというそ
の通常の機能からそらされる。コンデンサ１３が充電さ
れた時に，その作用は，トランジスタ５２のコレクタに
おける信号の振幅がコンデンサの電荷を維持するために
トランジスタ５６をオンに保つのにかろうじて十分であ
るまで信号駆動を低減することである。トランジスタ３
３のベース電流及び／あるいは漏れ電流は通常はコンデ
ンサ１３を放電するように機能する。このようにコンデ
ンサ１３上の電荷は周囲条件及び負荷条件が変つたとし
てもタンク回路１５への信号の駆動を一定信号出力電圧
に起動的に調整する。
号が約４．２Ｖのレベルより下に振れた時に，この信号
がトランジスタ５６をオンにし，エミツタ電流が抵抗５
５内を流れる。この電流パルスはコンデンサ１３を充電
するようにトランジスタ５８により反射処理される（mi
rrored）。コンデンサ１３は充電された時にある点でト
ランジスタ３３をオンにし，電流Ｉ3の一部分がトラン
ジスタ34を介してトランジスタ４６を駆動するというそ
の通常の機能からそらされる。コンデンサ１３が充電さ
れた時に，その作用は，トランジスタ５２のコレクタに
おける信号の振幅がコンデンサの電荷を維持するために
トランジスタ５６をオンに保つのにかろうじて十分であ
るまで信号駆動を低減することである。トランジスタ３
３のベース電流及び／あるいは漏れ電流は通常はコンデ
ンサ１３を放電するように機能する。このようにコンデ
ンサ１３上の電荷は周囲条件及び負荷条件が変つたとし
てもタンク回路１５への信号の駆動を一定信号出力電圧
に起動的に調整する。
ツエナーダイオード６０は次のように電力線サージアレ
スタ動作を与えるようにダーリントン対に結合されてい
る。実際に，ダイオード６０は約４２Ｖのツエナーブレ
ークダウンを与えるために１６個のエミツター−ベース
ダイオードの組合せあるいは直列接続である。電力線サ
ージがコレクタにおいて約４３Ｖを超えるパルス電圧を
発生した場合には，ツエナーダイオード６０は導通し始
めトランジスタ５１及びトランジスタ５２をオンにす
る。トランジスタ５２が適当にバラストされた複数のエ
ミツタを使用することにより高いピーク電流を処理する
ように構成されていれば，このトランジスタ５２は短か
い持続時間の電力サージをその消費定格内で十分に阻止
(arrest)できる。抵抗６１はトランスミツタが使用禁止
された場合であつてもサージアレスタ動作を可能にする
ために存在する。
スタ動作を与えるようにダーリントン対に結合されてい
る。実際に，ダイオード６０は約４２Ｖのツエナーブレ
ークダウンを与えるために１６個のエミツター−ベース
ダイオードの組合せあるいは直列接続である。電力線サ
ージがコレクタにおいて約４３Ｖを超えるパルス電圧を
発生した場合には，ツエナーダイオード６０は導通し始
めトランジスタ５１及びトランジスタ５２をオンにす
る。トランジスタ５２が適当にバラストされた複数のエ
ミツタを使用することにより高いピーク電流を処理する
ように構成されていれば，このトランジスタ５２は短か
い持続時間の電力サージをその消費定格内で十分に阻止
(arrest)できる。抵抗６１はトランスミツタが使用禁止
された場合であつてもサージアレスタ動作を可能にする
ために存在する。
トランジスタ６３はトランスミツタ使用禁止制御であ
る。そのコレクターエミツタはトランジスタ４６のそれ
と並行であり，そのベースは使用禁止トグル端子６４に
結合されている。使用禁止トグル端子６４が低にあるか
あるいは開放である時（後者の場合には抵抗６５は端子
６４を低に引く），トランジスタ６３がオフになり，回
路が前述のように動作する。しかし，端子６４が高にあ
れば，トランジスタ６３は導通状態にありこれによつて
トランジスタ５１のベースを低あるいはオフに引きそし
てこのトランジスタを使用禁止する。しかし，抵抗６１
が存在するために，ツエナーダイオード６０と共に前述
されたように，トランジスタ５１及び５２のサージアレ
スタ能力はそこなわれない。
る。そのコレクターエミツタはトランジスタ４６のそれ
と並行であり，そのベースは使用禁止トグル端子６４に
結合されている。使用禁止トグル端子６４が低にあるか
あるいは開放である時（後者の場合には抵抗６５は端子
６４を低に引く），トランジスタ６３がオフになり，回
路が前述のように動作する。しかし，端子６４が高にあ
れば，トランジスタ６３は導通状態にありこれによつて
トランジスタ５１のベースを低あるいはオフに引きそし
てこのトランジスタを使用禁止する。しかし，抵抗６１
が存在するために，ツエナーダイオード６０と共に前述
されたように，トランジスタ５１及び５２のサージアレ
スタ能力はそこなわれない。
先に指摘されたように，第２図の回路は信号源として約
６０ｍＡ（ピーク電流）をタンク回路１５に供給するこ
とができる。しかし，パツド66及び６７は，それ以上の
出力が望まれる場合にはブースト能力を与える。通常パ
ツド６６及び６７はワイヤ６８で一体にくくられてい
る。ワイヤー６８が取り除かれたならば，点線で示され
たアウトボードのトランジスタ６９が加えられる。この
デバイスは好適には大電流かつ大電力動作用の適当なヒ
ートシンクマウントを備えるＮＰＮ大電力トランジスタ
である。トランジスタ６９が回路に結合された時に，ア
ウトボードの抵抗７０が抵抗４９に並列に加えられる。
これは抵抗４８の従つて増幅器電流利得の定格を増大さ
せる。ベースプルダウン抵抗７１も，抵抗６２がトラン
ジスタ５２に機能するのと同じ機能を行なうために加え
られる。市販のトランジスタを用いて，出力電流は大き
さの等級に応じて増大できる。これを行なうためには，
パツド６７から接地への抵抗は同様の要因によつて低減
されるべきである。
６０ｍＡ（ピーク電流）をタンク回路１５に供給するこ
とができる。しかし，パツド66及び６７は，それ以上の
出力が望まれる場合にはブースト能力を与える。通常パ
ツド６６及び６７はワイヤ６８で一体にくくられてい
る。ワイヤー６８が取り除かれたならば，点線で示され
たアウトボードのトランジスタ６９が加えられる。この
デバイスは好適には大電流かつ大電力動作用の適当なヒ
ートシンクマウントを備えるＮＰＮ大電力トランジスタ
である。トランジスタ６９が回路に結合された時に，ア
ウトボードの抵抗７０が抵抗４９に並列に加えられる。
これは抵抗４８の従つて増幅器電流利得の定格を増大さ
せる。ベースプルダウン抵抗７１も，抵抗６２がトラン
ジスタ５２に機能するのと同じ機能を行なうために加え
られる。市販のトランジスタを用いて，出力電流は大き
さの等級に応じて増大できる。これを行なうためには，
パツド６７から接地への抵抗は同様の要因によつて低減
されるべきである。
通常は０．２Ｗの出力信号が端子１７及び１８で使用で
きるが，ブーストされた値は約２Ｗである。サージアレ
スタ能力もブーストによつて増大されるが，他の回路は
前述のように動作する。
きるが，ブーストされた値は約２Ｗである。サージアレ
スタ能力もブーストによつて増大されるが，他の回路は
前述のように動作する。
例 第２図の回路ＰＮ接合分離を用いた通常のモノリシツク
シリコン形式で製造された。これらのＮＰＮトランジス
タは全てバーチヤル構造を用いた大電流利得デバイスで
ある。ＰＮＰトランジスタは全て大電流利得のラテラル
構造のものである。最小信号歪及び３００ＫＨｚでの全
体のベストパーフオマンスを得るために，全ての信号増
幅段はＮＰＮトランジスタだけを用いている。次の要素
の値が用いられた。
シリコン形式で製造された。これらのＮＰＮトランジス
タは全てバーチヤル構造を用いた大電流利得デバイスで
ある。ＰＮＰトランジスタは全て大電流利得のラテラル
構造のものである。最小信号歪及び３００ＫＨｚでの全
体のベストパーフオマンスを得るために，全ての信号増
幅段はＮＰＮトランジスタだけを用いている。次の要素
の値が用いられた。
抵抗３１及び４１の正確な値は絶対的ではないが，電流
Ｉ1及びＩ6の値を設定する比を表わしている。同じこと
が抵抗４２及び４３についても言え，これは電流Ｉ6と
Ｉ5との比を決定する。
Ｉ1及びＩ6の値を設定する比を表わしている。同じこと
が抵抗４２及び４３についても言え，これは電流Ｉ6と
Ｉ5との比を決定する。
前述の３００ＫＨｚの三角波形は端子９及び10に結合さ
れ，タンク回路１５は同じ周波数に同調されている。３
００ＫＨｚの正弦波が端子１７及び１８に存在する。ブ
ーストなしには（トランジスタ６９あるいは抵抗７０及
びジヤンパー６８を全く設けずに），出力電力は約０．
２Ｗである。この回路は１ｍｓの持続時間まで１００Ｖ
を超える振幅の０．５Ａのラインサージを阻止(arrest)
するように設計されている。
れ，タンク回路１５は同じ周波数に同調されている。３
００ＫＨｚの正弦波が端子１７及び１８に存在する。ブ
ーストなしには（トランジスタ６９あるいは抵抗７０及
びジヤンパー６８を全く設けずに），出力電力は約０．
２Ｗである。この回路は１ｍｓの持続時間まで１００Ｖ
を超える振幅の０．５Ａのラインサージを阻止(arrest)
するように設計されている。
第１図は本発明の回路のブロツク図，第２図は本発明の
集積回路形式の回路図である。 ９，１０：入力端子、１１：正弦波整形回路 １２：自動レベル制御回路 １４：電力増幅器、１５：タンク回路 １７，１８：出力端子
集積回路形式の回路図である。 ９，１０：入力端子、１１：正弦波整形回路 １２：自動レベル制御回路 １４：電力増幅器、１５：タンク回路 １７，１８：出力端子
Claims (9)
- 【請求項１】キャリア電流信号をＡＣ電流線に供給する
キャリア電流増幅回路であって、 入力部と出力部とを備え、電流利得がｎである高利得電
流増幅器と、 前記増幅器の出力部を前記ＡＣ電力線に結合する出力手
段であって、前記ＡＣ電力線が前記増幅器の直列負荷と
なるように結合される同調トランスを備えた出力手段
と、 前記増幅器の入力部に結合され、前記増幅器の出力部に
おける信号レベルに応答して該信号レベルが一定に維持
されるように制御する自動レベル制御手段と、 から構成されていることを特徴とするキャリア電流増幅
回路。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のキャリア電流
増幅回路であって、前記出力手段が、前記キャリア電流
信号の周波数に同調された共振タンク回路を含むことを
特徴とするキャリア電流増幅回路。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項記載のキャリア電流
増幅回路であって、前記増幅器が、前記出力手段を駆動
するダーリントントランジスタを駆動するように結合さ
れたエミッタ接地トランジスタ段を備え、該ダーリント
ントランジスタのエミッタには直列抵抗が結合され、ま
た、該ダーリントントランジスタのエミッタと前記エミ
ッタ接地のトランジスタのベースとの間に結合され負帰
還を与える抵抗を備えることを特徴とするキャリア電流
増幅回路。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項記載のキャリア電流
増幅回路であって、前記増幅器の電流利得ｎは、前記分
流抵抗と前記直列抵抗との比＋１であることを特徴とす
るキャリア電流増幅回路。 - 【請求項５】特許請求の範囲第３項記載の増幅回路であ
って、前記出力手段と前記ダーリントントランジスタの
入力との間にはツェナーダイオードが接続されており、
前記出力手段のラインサージが該ツェナーダイオードの
ブレークダウン電圧を超えると該ダーリントントランジ
スタをターンオンさせて該サージを抑圧するように構成
されていることを特徴とするキャリア電流増幅回路。 - 【請求項６】特許請求の範囲第５項記載の増幅回路であ
って、前記ツェナーダイオードのブレークダウン電圧が
該増幅回路の通常動作電圧よりも大きくなるように選択
されていることを特徴とするキャリア電流増幅回路。 - 【請求項７】特許請求の範囲第１項記載の増幅回路であ
って、該増幅回路は更に、三角波を受け取ってこれを正
弦波に整形する正弦波整形手段を有し、該正弦波整形手
段からの正弦波が前記自動レベル制御手段に供給される
ことを特徴とするキャリア電流増幅回路。 - 【請求項８】特許請求の範囲第７項記載の増幅回路であ
って、前記正弦波整形手段は、１対の差動接続されたト
ランジスタを含み、該トランジスタはそれぞれのエミッ
タに電流制限抵抗が接続されていることを特徴とするキ
ャリア電流増幅回路。 - 【請求項９】特許請求の範囲第１項記載の増幅回路であ
って、前記自動レベル制御手段は、逆使用ＮＰＮトラン
ジスタの入力を受信するように接続されており、該トラ
ンジスタのエミッタが電流制限抵抗を介して前記増幅器
の出力部に接続され、コレクタが該自動レベル制御手段
に接続されており、ベースが所定のバイアス電位に接続
されていて、該トランジスタがそのブレークダウン電圧
以下で動作するように構成されていることを特徴とする
キャリア電流増幅回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US295905 | 1981-08-24 | ||
| US06/295,905 US4451801A (en) | 1981-08-24 | 1981-08-24 | Wideband linear carrier current amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5866432A JPS5866432A (ja) | 1983-04-20 |
| JPH0618330B2 true JPH0618330B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=23139721
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57146767A Expired - Lifetime JPH0618330B2 (ja) | 1981-08-24 | 1982-08-24 | 広帯域線形キャリア電流増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4451801A (ja) |
| JP (1) | JPH0618330B2 (ja) |
| DE (1) | DE3230512A1 (ja) |
| FR (1) | FR2511819B1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4636771A (en) * | 1984-12-10 | 1987-01-13 | Westinghouse Electric Corp. | Power line communications terminal and interface circuit associated therewith |
| US4815106A (en) * | 1986-04-16 | 1989-03-21 | Adaptive Networks, Inc. | Power line communication apparatus |
| SE455455B (sv) * | 1986-11-11 | 1988-07-11 | Ericsson Telefon Ab L M | Slutsteg med automatisk nivakontroll for netsignalering |
| WO1992021177A1 (en) * | 1991-05-10 | 1992-11-26 | Echelon Corporation | Drive amplifier for power line communications |
| US5150075A (en) * | 1991-06-03 | 1992-09-22 | Motorola, Inc. | Power amplifier ramp up method and apparatus |
| DE69942933D1 (de) | 1999-09-30 | 2010-12-23 | St Microelectronics Srl | Pegelregulierung eines Signals, das von einem Sense-Empfänger produziert wird, der an eine Stromleitung angeschlossenen ist |
| DE10119040A1 (de) * | 2001-04-18 | 2002-12-05 | Siemens Ag | Vorrichtung zur Übertragung von Daten über das Stromversorgungsnetz |
| FI115875B (fi) * | 2001-12-10 | 2005-07-29 | Jorma Kullervo Romunen | Pienjänniteverkon tiedonsiirtojärjestelmän tasonsäätö leikkausperiaatteella |
| US7423460B2 (en) * | 2003-03-14 | 2008-09-09 | Nxp B.V. | Sine wave shaper with very low total harmonic distortion |
| FI20030471A0 (fi) * | 2003-03-31 | 2003-03-31 | Jorma Kullervo Romunen | Pienjänniteverkon viestinsiirtojärjestelmän lähetystason vakiointi syöttökaapelista huolimatta |
| KR100614654B1 (ko) * | 2005-01-04 | 2006-08-22 | 삼성전자주식회사 | 온도와 공정에 따른 출력 변화에 대해 효과적 전력보상을하는 무선 송신기 |
| CN101847973B (zh) * | 2010-05-26 | 2012-12-26 | 深圳市力合微电子有限公司 | 用于电力线载波通信系统接收端的自动增益控制电路 |
| CN101969296A (zh) * | 2010-10-26 | 2011-02-09 | 钜泉光电科技(上海)股份有限公司 | 基于电力线载波通信的阻抗自适应功率放大器电路及其实现方法 |
| CN102571152A (zh) * | 2012-03-02 | 2012-07-11 | 钜泉光电科技(上海)股份有限公司 | 电力载波通信发送功率的控制装置 |
| CN103546107A (zh) * | 2013-10-25 | 2014-01-29 | 苏州贝克微电子有限公司 | 一种宽带线性载流放大器 |
| CN107562308B (zh) * | 2017-08-14 | 2020-04-10 | 广州耐奇电气科技有限公司 | 一种能源信息管理系统及方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE693877C (de) * | 1935-02-05 | 1940-07-20 | Aeg | Einrichtung zum Hochfrequenzverkehr ueber Leitungen |
| DE861580C (de) * | 1942-11-26 | 1953-01-05 | Siemens Ag | Verfahren zur Daempfungs- bzw. Verstaerkungsregelung in Zwischenverstaerkern |
| DE1160505B (de) * | 1961-12-11 | 1964-01-02 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum Schutz von Verstaerkern mit nahezu lastunabhaengiger Ausgangsspannung gegen UEberlastung durch Rueckeinspeisung vom Ausgang her |
| US3168707A (en) * | 1961-12-27 | 1965-02-02 | Sylvania Electric Prod | Bypass arrangement for increasing circuit reliability |
| DE2508283B2 (de) * | 1975-02-26 | 1977-05-18 | TEKA DE Feiten & Guilleaume Fernmeldeanlagen GmbH, 8500 Nürnberg | Ueberlastungsschutzschaltung fuer transistor-leitungsverstaerker |
| JPS6014558B2 (ja) * | 1976-01-22 | 1985-04-13 | 株式会社東芝 | 有線テレビジヨン用警報信号発生装置 |
| US4205276A (en) * | 1978-12-04 | 1980-05-27 | National Semiconductor Corporation | Audio amplifier with low AM radiation |
| US4267518A (en) * | 1979-09-13 | 1981-05-12 | Sperry Corporation | Gain controllable amplifier stage |
| US4305044A (en) * | 1979-10-01 | 1981-12-08 | Rca Corporation | Amplifier circuit having controllable gain |
-
1981
- 1981-08-24 US US06/295,905 patent/US4451801A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-08-17 DE DE19823230512 patent/DE3230512A1/de not_active Ceased
- 1982-08-23 FR FR8214475A patent/FR2511819B1/fr not_active Expired
- 1982-08-24 JP JP57146767A patent/JPH0618330B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2511819B1 (fr) | 1987-02-27 |
| US4451801A (en) | 1984-05-29 |
| DE3230512A1 (de) | 1983-03-10 |
| JPS5866432A (ja) | 1983-04-20 |
| FR2511819A1 (fr) | 1983-02-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0618330B2 (ja) | 広帯域線形キャリア電流増幅器 | |
| US5554959A (en) | Linear power amplifier with a pulse density modulated switching power supply | |
| US4173739A (en) | Overload detecting circuit for a PWM amplifier | |
| WO1996013094A9 (en) | Power amplifier with switching power supply | |
| US3426290A (en) | Amplifier having series regulated voltage supply | |
| US5892404A (en) | Linear power amplifier with a pulse density modulated switching power supply | |
| US4721919A (en) | Class G bridge amplifier with unipolar supplies | |
| US6486739B1 (en) | Amplifier with self-bias boosting using an enhanced wilson current mirror biasing scheme | |
| US3976955A (en) | Protective circuit for pulse width modulated signal amplifier | |
| US4013964A (en) | Automatic gain control means for a single sideband radio receiver | |
| US4509022A (en) | Amplifier circuit with automatic gain control and hearing aid equipped with such a circuit | |
| US3678408A (en) | Transistor protective circuit | |
| US3462698A (en) | All npn transistor dc amplifier | |
| JPH02288607A (ja) | 演算増幅器用出力段 | |
| US4122401A (en) | High efficiency power amplifier circuit | |
| US2951991A (en) | Transistor servo amplifier | |
| US3493879A (en) | High power high fidelity solid state amplifier | |
| US4247948A (en) | Automatic modulation control in transmitter | |
| JP3323998B2 (ja) | 電源装置 | |
| US4072908A (en) | Audio amplifier with constant current consumption | |
| US4105944A (en) | Quiescent biasing of r-f power transistors for other than class A operation | |
| US3622900A (en) | Squelchable direct coupled transistor audio amplifier constructed in integrated circuit | |
| US4297601A (en) | Monostable multivibrator circuit and FM detector circuit employing predetermined load resistance and constant current to increase response rate of differential transistor pair | |
| JPS6318362B2 (ja) | ||
| JPH04369907A (ja) | 高周波増幅回路 |