JPH0618398B2 - 選択信号発生回路 - Google Patents
選択信号発生回路Info
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- JPH0618398B2 JPH0618398B2 JP1195580A JP19558089A JPH0618398B2 JP H0618398 B2 JPH0618398 B2 JP H0618398B2 JP 1195580 A JP1195580 A JP 1195580A JP 19558089 A JP19558089 A JP 19558089A JP H0618398 B2 JPH0618398 B2 JP H0618398B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- frequency
- ratio
- frequency division
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、電話機のダイアリングに応じて選択信号を
発生する選択信号発生回路、特に選択信号としてＤＴＭ
Ｆ（Dual Tone Multi Frequency）信号を発生するもの
に関する。
発生する選択信号発生回路、特に選択信号としてＤＴＭ
Ｆ（Dual Tone Multi Frequency）信号を発生するもの
に関する。
［従来の技術］ 現在使用されている電話機においては、その選択信号と
してダイアルパルス信号形式のものと、ＤＴＭＦ信号形
式のものとがある。ダイアルパルス信号形式のものは、
回線を所定の周期で断続し、これを信号とするものであ
り、古くから用いられていた方式である。そして、ＤＴ
ＭＦ信号形式は、ダイアリングのための操作キー（１〜
０などの各ダイアル番号等に対応するキー）のそれぞれ
に対し、周波数の異なる２種類の特定周波数の信号を合
成したものを対応させたものである。
してダイアルパルス信号形式のものと、ＤＴＭＦ信号形
式のものとがある。ダイアルパルス信号形式のものは、
回線を所定の周期で断続し、これを信号とするものであ
り、古くから用いられていた方式である。そして、ＤＴ
ＭＦ信号形式は、ダイアリングのための操作キー（１〜
０などの各ダイアル番号等に対応するキー）のそれぞれ
に対し、周波数の異なる２種類の特定周波数の信号を合
成したものを対応させたものである。
そして、通常の場合、高周波信号を発振する発振器から
出力された高周波のクロック信号を分周して所定の周波
数信号を作成している。
出力された高周波のクロック信号を分周して所定の周波
数信号を作成している。
ここで、このＤＴＭＦ信号は、現在の規格においては、
第４図に示すような低群周波数（Ｒ１〜Ｒ４）と高群周
波数（Ｃ１〜Ｃ４）の中から１つずつを選択して作成さ
れる。すなわち、４行（Ｒｏｗ）、４列（Ｃｏｌｕｍ
ｎ）のマトリクスによって得られる１６の信号の１つず
つをそれぞれ１つの操作キーに対応させている。
第４図に示すような低群周波数（Ｒ１〜Ｒ４）と高群周
波数（Ｃ１〜Ｃ４）の中から１つずつを選択して作成さ
れる。すなわち、４行（Ｒｏｗ）、４列（Ｃｏｌｕｍ
ｎ）のマトリクスによって得られる１６の信号の１つず
つをそれぞれ１つの操作キーに対応させている。
そして、分周して得た信号を同図における標準周波数Ｆ
ｓ（Ｈｚ）に近付けるために、発振器の発振周波数Ｆを
3.579545 ＭＨｚという高い周波数に設定し、これを所
定の段数Ｎで分周することが行われている。このような
分周によって、図に示すようにほぼ標準周波数Ｆｓに近
い周波数の信号を得ることができる。
ｓ（Ｈｚ）に近付けるために、発振器の発振周波数Ｆを
3.579545 ＭＨｚという高い周波数に設定し、これを所
定の段数Ｎで分周することが行われている。このような
分周によって、図に示すようにほぼ標準周波数Ｆｓに近
い周波数の信号を得ることができる。
ここで、図においてΔＦは標準周波数Ｆｓと分周によっ
て得られた周波数との誤差であり、次式によって算出さ
れたものである。
て得られた周波数との誤差であり、次式によって算出さ
れたものである。
ΔＦ＝｛（Ｆ／Ｎ）／Ｆｓ・１００（％）｝ また、この誤差ΔＦはできるだけ小さい方が良く、現在
のところの誤差ΔＦが± 1.5％の範囲内に入らなければ
ならないという規制がある。
のところの誤差ΔＦが± 1.5％の範囲内に入らなければ
ならないという規制がある。
一方、上述のような高周波の発振器から発せられる信号
から直接分周を行いＤＴＭＦ信号を作成すると、高周波
でスイッチングする素子の数が非常に多くなり、これに
対応して回路全体の消費電流が大きくなってしまう。す
なわち、例えばカウンタなどによってカウントする周期
が小さくなれば、その状態変化毎に若干の貫通電流が流
れることを避けられず、これに応じて消費電流が大きく
なってしまう。そして、消費電流が大きくなると、これ
ら回路を動かしている電源を電話回線から直接供給する
ことが困難になってしまうという問題点がある。
から直接分周を行いＤＴＭＦ信号を作成すると、高周波
でスイッチングする素子の数が非常に多くなり、これに
対応して回路全体の消費電流が大きくなってしまう。す
なわち、例えばカウンタなどによってカウントする周期
が小さくなれば、その状態変化毎に若干の貫通電流が流
れることを避けられず、これに応じて消費電流が大きく
なってしまう。そして、消費電流が大きくなると、これ
ら回路を動かしている電源を電話回線から直接供給する
ことが困難になってしまうという問題点がある。
また、上述のように3.579545 ＭＨｚの発振器を用い分
周を行った場合の誤差ΔＦはかなり小さいが、ＩＣに外
付される発振子のイニシャル時の誤差や経年変化による
誤差、さらには温度変化による発振周波数のズレ等によ
り、誤差が加わってしまう場合がある。そこで、誤差Δ
Ｆをさらに小さくしたいという要望もある。
周を行った場合の誤差ΔＦはかなり小さいが、ＩＣに外
付される発振子のイニシャル時の誤差や経年変化による
誤差、さらには温度変化による発振周波数のズレ等によ
り、誤差が加わってしまう場合がある。そこで、誤差Δ
Ｆをさらに小さくしたいという要望もある。
そこで、このような要望に応えるものとして、本出願人
は特開昭６２−１５４８３６号において、高精度のＤＴ
ＭＦ信号を得られる選択信号発生回路について提案し
た。
は特開昭６２−１５４８３６号において、高精度のＤＴ
ＭＦ信号を得られる選択信号発生回路について提案し
た。
すなわち、この提案の回路においては、２つの分周比に
よって得られる信号を合成し小数点分周を行い正確な周
波数の信号を得ている。
よって得られる信号を合成し小数点分周を行い正確な周
波数の信号を得ている。
ここで、この先に提案の選択信号発生回路について、第
５図に基づいて説明する。発振回路（図示せず）からの
高周波のパルス信号（例えば、3.579545ＭＨｚの周波数
の信号を１０分周して得た357.9545ｋＨｚの信号）は、
まずＲＯＷ分周カウンタ１０に入力される。このＲＯＷ
分周カウンタ１０は、例えば５つのＴ型フリップフロッ
プからなり、０〜３１（３２個）のカウントを行えるも
のである。
５図に基づいて説明する。発振回路（図示せず）からの
高周波のパルス信号（例えば、3.579545ＭＨｚの周波数
の信号を１０分周して得た357.9545ｋＨｚの信号）は、
まずＲＯＷ分周カウンタ１０に入力される。このＲＯＷ
分周カウンタ１０は、例えば５つのＴ型フリップフロッ
プからなり、０〜３１（３２個）のカウントを行えるも
のである。
そして、このＲＯＷ分周カウンタ１０のカウント結果に
ついての信号はＲＯＷ分周比１回路１２及びＲＯＷ分周
比２回路１４に供給される。すなわち、ＲＯＷ分周カウ
ンタ１０は、カウント結果についての３２個の信号を供
給することができるが、ＤＴＭＦ信号を発生するために
は、４つの信号を出力することができればよい。そこ
で、ＲＯＷ分周比１回路１２、ＲＯＷ分周比２回路１４
においては、それぞれ４つのアンド回路を有し、その１
つずつがＲＯＷ分周カウンタ１０の所定のカウント値に
よって作動状態に置かれるようになっている。
ついての信号はＲＯＷ分周比１回路１２及びＲＯＷ分周
比２回路１４に供給される。すなわち、ＲＯＷ分周カウ
ンタ１０は、カウント結果についての３２個の信号を供
給することができるが、ＤＴＭＦ信号を発生するために
は、４つの信号を出力することができればよい。そこ
で、ＲＯＷ分周比１回路１２、ＲＯＷ分周比２回路１４
においては、それぞれ４つのアンド回路を有し、その１
つずつがＲＯＷ分周カウンタ１０の所定のカウント値に
よって作動状態に置かれるようになっている。
どの時点で出力されるかは、操作キーに対応したＤＴＭ
Ｆ信号に応じて定められる分周比によって決定され、こ
の信号によって選択されたＲＯＷ分周比１回路１２また
はＲＯＷ分周比２回路１４の中の１つのアンド回路から
出力される。
Ｆ信号に応じて定められる分周比によって決定され、こ
の信号によって選択されたＲＯＷ分周比１回路１２また
はＲＯＷ分周比２回路１４の中の１つのアンド回路から
出力される。
すなわち、少数点分周を行わない場合には、分周比回路
を１つ設け、分周カウンタ１０のカウント値が分周比Ｎ
に対応するカウント値になった場合に分周比回路が作動
状態となり、これに応じた出力を発し、この出力信号に
よって分周カウントをリセットすればよい。ところが、
この提案の方法においては、少数点分周を行うため、１
つのサイン波の中で分周比を変更する。そこで、分周比
１回路１２、分周比２回路１４の２つの分周比回路を有
し、分周比の異なる信号を出力するようにし、これを切
換える。
を１つ設け、分周カウンタ１０のカウント値が分周比Ｎ
に対応するカウント値になった場合に分周比回路が作動
状態となり、これに応じた出力を発し、この出力信号に
よって分周カウントをリセットすればよい。ところが、
この提案の方法においては、少数点分周を行うため、１
つのサイン波の中で分周比を変更する。そこで、分周比
１回路１２、分周比２回路１４の２つの分周比回路を有
し、分周比の異なる信号を出力するようにし、これを切
換える。
例えば、分周比１７と１６の組み合わせならば、ＲＯＷ
分周比回路１２の中の１つのアンド回路がカウント値１
７で出力を行い、ＲＯＷ分周比２回路の中の１つのアン
ド回路がカウント値１６で出力を行うように設定すれば
よい。
分周比回路１２の中の１つのアンド回路がカウント値１
７で出力を行い、ＲＯＷ分周比２回路の中の１つのアン
ド回路がカウント値１６で出力を行うように設定すれば
よい。
このような切換えを達成するために、ＲＯＷ分周比１回
路１２、ＲＯＷ分周比２回路１４は、スイッチ１６に接
続されている。このスイッチ１６は、ＲＯＷ分周比１回
路１２、ＲＯＷ分周比２回路１４のいずれか一方の出力
信号を選択するためのものであり、この選択結果に基づ
く信号をＲＯＭアドレスカウンタ１８に供給する。
路１２、ＲＯＷ分周比２回路１４は、スイッチ１６に接
続されている。このスイッチ１６は、ＲＯＷ分周比１回
路１２、ＲＯＷ分周比２回路１４のいずれか一方の出力
信号を選択するためのものであり、この選択結果に基づ
く信号をＲＯＭアドレスカウンタ１８に供給する。
そして、ＲＯＭアドレスカウンタ１８はスイッチ１６か
ら出力される信号をカウントアップしていき、これをＳ
ＩＮ波ＲＯＭ２０のアドレス信号とする。すなわち、Ｓ
ＩＭ波ＲＯＭ２０においては、入力されるアドレス値に
応じてサイン波に対応する波高値を記憶している。そこ
で、例えばこの波高値が３２個のＸ軸データに対応する
Ｙ軸データとすれば、入力信号が０〜３１に変化するの
に対応して所定のサインカーブのデジタル値を３２個出
力することができる。
ら出力される信号をカウントアップしていき、これをＳ
ＩＮ波ＲＯＭ２０のアドレス信号とする。すなわち、Ｓ
ＩＭ波ＲＯＭ２０においては、入力されるアドレス値に
応じてサイン波に対応する波高値を記憶している。そこ
で、例えばこの波高値が３２個のＸ軸データに対応する
Ｙ軸データとすれば、入力信号が０〜３１に変化するの
に対応して所定のサインカーブのデジタル値を３２個出
力することができる。
そして、このＳＩＮ波ＲＯＭ２０からの出力はＤ／Ａ
（デジタルアナログ）変換器２２に供給されここにおい
てアナログ信号に変換されてＤＴＭＦ信号用の交流信号
が得られる。このＤ／Ａ変換器２２からのアナログ出力
は、所定のサインカーブとなっており、その周波数はＲ
ＯＷ分周比１回路１２またはＲＯＷ分周比２回路１４か
らの出力が３２個得られたのを１周期とした周波数とな
っている。そこで、ＲＯＷ分周比１回路１２、ＲＯＷ分
周比２回路１４におけるそれぞれ４つのアンド回路がオ
ンする時期を設定すれば、上述のＲ１〜Ｒ４の周波数の
信号が得られることとなる。
（デジタルアナログ）変換器２２に供給されここにおい
てアナログ信号に変換されてＤＴＭＦ信号用の交流信号
が得られる。このＤ／Ａ変換器２２からのアナログ出力
は、所定のサインカーブとなっており、その周波数はＲ
ＯＷ分周比１回路１２またはＲＯＷ分周比２回路１４か
らの出力が３２個得られたのを１周期とした周波数とな
っている。そこで、ＲＯＷ分周比１回路１２、ＲＯＷ分
周比２回路１４におけるそれぞれ４つのアンド回路がオ
ンする時期を設定すれば、上述のＲ１〜Ｒ４の周波数の
信号が得られることとなる。
なお、ＲＯＷ分周カウンタ１０は所望の値に至った場合
に０にリセットされなければならないため、スイッチ１
６からの出力がフィードバックされ、この出力がハイと
なった時にリセットされるようになっている。
に０にリセットされなければならないため、スイッチ１
６からの出力がフィードバックされ、この出力がハイと
なった時にリセットされるようになっている。
一方、ＲＯＷ分周比１回路１２、ＲＯＷ分周比２回路１
４の出力値は比率カウンタ２４にも供給される。この比
率カウンタ２４はスイッチ１６の切換えタイミングを決
定するためのものであり、例えば１６個のカウントを行
える４つのＴ型フリップフロップからなっている。そし
て、０〜１５の出力値をＲＯＷ比率発生回路２６に供給
する。このＲＯＷ比率発生回路２６は４つのアンド回路
を有しており、比率カウンタ２４のカウント値が所定の
値となったときにそれぞれ対応するアンド回路がハイの
出力をする。そして、この出力信号をスイッチ１６に供
給し、この出力信号によってスイッチ１６を切換える。
４の出力値は比率カウンタ２４にも供給される。この比
率カウンタ２４はスイッチ１６の切換えタイミングを決
定するためのものであり、例えば１６個のカウントを行
える４つのＴ型フリップフロップからなっている。そし
て、０〜１５の出力値をＲＯＷ比率発生回路２６に供給
する。このＲＯＷ比率発生回路２６は４つのアンド回路
を有しており、比率カウンタ２４のカウント値が所定の
値となったときにそれぞれ対応するアンド回路がハイの
出力をする。そして、この出力信号をスイッチ１６に供
給し、この出力信号によってスイッチ１６を切換える。
すなわち、操作キーからのダイアリング信号に応じて所
定の分周比の信号を出力するのであるが、この従来例に
おいては、１つのサイン波を形成する際に、その途中で
分周比を切り換える。このため、出力されるサイン波は
完全なサイン波ではないが、分周比を小数点以下を持つ
数値とできるため、非常に精密な周波数の波が得られる
こととなる。例えばサイン波が３２個のデジタルデータ
から形成される場合、その中の２つのデータを分周比１
６のタイミングで構成し、残りの３０のデータを分周比
１７の周期で構成すれば、分周比は16.9375 となる。そ
して、分周比を16.9375 とすれば、周波数３５７．９５
４５ｋＨｚの信号をに対し、出力周波数を６９６．４１
とすることができ、その誤差は−０．０８％と非常に小
さなものとできる。このようにして４つのＤＴＭＦ信号
のための信号の周波数を非常に精度の高いものとするこ
とができる。
定の分周比の信号を出力するのであるが、この従来例に
おいては、１つのサイン波を形成する際に、その途中で
分周比を切り換える。このため、出力されるサイン波は
完全なサイン波ではないが、分周比を小数点以下を持つ
数値とできるため、非常に精密な周波数の波が得られる
こととなる。例えばサイン波が３２個のデジタルデータ
から形成される場合、その中の２つのデータを分周比１
６のタイミングで構成し、残りの３０のデータを分周比
１７の周期で構成すれば、分周比は16.9375 となる。そ
して、分周比を16.9375 とすれば、周波数３５７．９５
４５ｋＨｚの信号をに対し、出力周波数を６９６．４１
とすることができ、その誤差は−０．０８％と非常に小
さなものとできる。このようにして４つのＤＴＭＦ信号
のための信号の周波数を非常に精度の高いものとするこ
とができる。
［発明が解決しようとする課題］ 以上のように、先に提案の選択信号発生回路によれば、
分周比を小数点のついた値として決定することができ、
正確な周波数の信号を得ることができる。
分周比を小数点のついた値として決定することができ、
正確な周波数の信号を得ることができる。
しかしながら、この回路においては、比率カウンタ２
４、ＲＯＷ比率発生回路２６を新たに必要としている。
そして、上述の説明においてはＲＯＷ側についてのみ説
明したが実際にはＣＯＬＵＭＮ側の４つの周波数信号も
形成する必要がある。そこで、ＲＯＷ側と全く同様の回
路をもう１セット設けなければならない。そこで、比率
カウンタ２４、ＲＯＷ比率発生回路２６ももう１セット
必要となる。ＩＣの回路構成において、比率カウンタ２
４のようなフリップフロップはその占有面積が比較的広
く、またここにおける消費電力も大きい。そこで、ＩＣ
内部において設けるカウンタをできるだけ少なくしたい
という要望がある。
４、ＲＯＷ比率発生回路２６を新たに必要としている。
そして、上述の説明においてはＲＯＷ側についてのみ説
明したが実際にはＣＯＬＵＭＮ側の４つの周波数信号も
形成する必要がある。そこで、ＲＯＷ側と全く同様の回
路をもう１セット設けなければならない。そこで、比率
カウンタ２４、ＲＯＷ比率発生回路２６ももう１セット
必要となる。ＩＣの回路構成において、比率カウンタ２
４のようなフリップフロップはその占有面積が比較的広
く、またここにおける消費電力も大きい。そこで、ＩＣ
内部において設けるカウンタをできるだけ少なくしたい
という要望がある。
この発明は上述のような課題に鑑みなされたものであ
り、比較的簡単な回路構成によって、小数点分周出力を
得ることができる選択信号発生回路を提供することを目
的とする。
り、比較的簡単な回路構成によって、小数点分周出力を
得ることができる選択信号発生回路を提供することを目
的とする。
ここで、ＩＣにおける回路設計、レイアウト等は、その
効率化のため機能ブロック毎に行う。このため、その目
的が全く異なるサイン波発生のための回路と分周のため
の回路の設計は、全く別個に行われる。そこで、これら
別個の機能ブロック間における回路の共有についての発
想は非常に困難である。ところが、本発明者は先に提案
の選択信号発生装置を実際に製作していく過程で、製作
効率の改善について種々の検討を行い、ＲＯＭアドレス
カウンタと、比率カウンタの動作が均等であることを発
見し、この発明を完成するに至ったのである。
効率化のため機能ブロック毎に行う。このため、その目
的が全く異なるサイン波発生のための回路と分周のため
の回路の設計は、全く別個に行われる。そこで、これら
別個の機能ブロック間における回路の共有についての発
想は非常に困難である。ところが、本発明者は先に提案
の選択信号発生装置を実際に製作していく過程で、製作
効率の改善について種々の検討を行い、ＲＯＭアドレス
カウンタと、比率カウンタの動作が均等であることを発
見し、この発明を完成するに至ったのである。
［課題を解決するための手段］ この発明にかかる選択信号発生回路は、操作キーより入
力された入力信号に応じて対応した周波数の選択信号を
出力する選択信号発生回路であって、高周波パルス信号
を発振する発振回路と、発振回路からの信号を第１の分
周比で分周する第１の分周回路と、発振回路からの信号
を第１の分周比と異なる第２の分周比で分周する第２分
周回路と、第１、第２分周回路からの信号のうちいずれ
か一方の信号を選択するスイッチと、スイッチからの信
号をカウントしカウント値が所定値に達する毎にカウン
ト値をリセットするＲＯＭアドレスカウンタと、ＲＯＭ
アドレスカウンタからのアドレス値に応じて所定のサイ
ン波に対応するデジタルデータを出力するサイン波ＲＯ
Ｍと、操作キーからの入力信号に応じて分周比を決定す
る信号を出力するキー入力コントロール回路と、このキ
ー入力コントロール回路から出力される分周比を決定す
る信号と、ＲＯＭアドレスカウンタから出力されるアド
レス値の両方が入力されこれらの論理演算によりスイッ
チの切換えタイミングを示す信号を出力する比率発生回
路と、を有し、比率発生回路の出力信号に応じてスイッ
チ切り換えることを特徴とする。
力された入力信号に応じて対応した周波数の選択信号を
出力する選択信号発生回路であって、高周波パルス信号
を発振する発振回路と、発振回路からの信号を第１の分
周比で分周する第１の分周回路と、発振回路からの信号
を第１の分周比と異なる第２の分周比で分周する第２分
周回路と、第１、第２分周回路からの信号のうちいずれ
か一方の信号を選択するスイッチと、スイッチからの信
号をカウントしカウント値が所定値に達する毎にカウン
ト値をリセットするＲＯＭアドレスカウンタと、ＲＯＭ
アドレスカウンタからのアドレス値に応じて所定のサイ
ン波に対応するデジタルデータを出力するサイン波ＲＯ
Ｍと、操作キーからの入力信号に応じて分周比を決定す
る信号を出力するキー入力コントロール回路と、このキ
ー入力コントロール回路から出力される分周比を決定す
る信号と、ＲＯＭアドレスカウンタから出力されるアド
レス値の両方が入力されこれらの論理演算によりスイッ
チの切換えタイミングを示す信号を出力する比率発生回
路と、を有し、比率発生回路の出力信号に応じてスイッ
チ切り換えることを特徴とする。
［作用］ この発明に係る選択信号発生回路は、上述のような構成
を有しており、ＲＯＭアドレスカウンタからのアドレス
値は、比率発生回路に供給される。そして、この比率発
生回路にはキー入力コントロール回路によって得られた
分周比に対応する切換えタイミングについての信号が供
給されている。そこで、この比率発生回路はＲＯＭアド
レスカウンタからの出力を利用して、切換えタイミング
を発生することができる。そして、この比率発生回路の
切換えタイミングによってスイッチが切り換えられるた
め、比率カウンタ不要となり、回路構成を簡略化し、Ｉ
Ｃ全体の効率化を図ることができる。
を有しており、ＲＯＭアドレスカウンタからのアドレス
値は、比率発生回路に供給される。そして、この比率発
生回路にはキー入力コントロール回路によって得られた
分周比に対応する切換えタイミングについての信号が供
給されている。そこで、この比率発生回路はＲＯＭアド
レスカウンタからの出力を利用して、切換えタイミング
を発生することができる。そして、この比率発生回路の
切換えタイミングによってスイッチが切り換えられるた
め、比率カウンタ不要となり、回路構成を簡略化し、Ｉ
Ｃ全体の効率化を図ることができる。
［実施例］ 以下、この発明の一実施例に係る選択信号発生回路につ
いて図面に基づいて説明する。
いて図面に基づいて説明する。
第１図は実施例の全体構成を示すブロック図であり、発
振回路５０は、 3.579545 ＭＨｚの周波数のパルス信号
を出力する。この発振回路５０の出力は１分周回路５２
によって１０分周され、 357.9545 ｋＨｚの周波数の信
号に変換される。そして、この１０分周回路５２からの
出力信号は、分周カウンタ５４（ＲＯＷ分周カウンタ５
４ａ及びＣＯＬ分周カウンタ５４ｂ）に供給される。
振回路５０は、 3.579545 ＭＨｚの周波数のパルス信号
を出力する。この発振回路５０の出力は１分周回路５２
によって１０分周され、 357.9545 ｋＨｚの周波数の信
号に変換される。そして、この１０分周回路５２からの
出力信号は、分周カウンタ５４（ＲＯＷ分周カウンタ５
４ａ及びＣＯＬ分周カウンタ５４ｂ）に供給される。
ここで、ＲＯＷ側とＣＯＬ側はそれぞれ同一の構成を有
しているため、図においては符号ａ，ｂをそれぞれ付
し、以下の説明においては、符号ａ，ｂを省略する。
しているため、図においては符号ａ，ｂをそれぞれ付
し、以下の説明においては、符号ａ，ｂを省略する。
分周カウンタ５４は、従来例のＲＯＷ分周カウンタ１０
と同様の構成を有しており、５つのＴ型フリップフロッ
プからなっている。そこで、分周カウンタ５４は、０〜
３１の信号を出力できる。そして、分周比１回路５６分
周比２回路５８、スイッチ６０、ＲＯＭアドレスカウン
タ６２、ＳＩＮ波ＲＯＭ６４、Ｄ／Ａ変換器６６は、そ
れぞれ従来例において説明したＲＯＷ分周比１回路１
２、ＲＯＷ分周比２回路１４、スイッチ１６、ＲＯＭア
ドレスカウンタ１８、サイン波ＲＯＭ２０、Ｄ／Ａ変換
器２２と同一の構成を有している。
と同様の構成を有しており、５つのＴ型フリップフロッ
プからなっている。そこで、分周カウンタ５４は、０〜
３１の信号を出力できる。そして、分周比１回路５６分
周比２回路５８、スイッチ６０、ＲＯＭアドレスカウン
タ６２、ＳＩＮ波ＲＯＭ６４、Ｄ／Ａ変換器６６は、そ
れぞれ従来例において説明したＲＯＷ分周比１回路１
２、ＲＯＷ分周比２回路１４、スイッチ１６、ＲＯＭア
ドレスカウンタ１８、サイン波ＲＯＭ２０、Ｄ／Ａ変換
器２２と同一の構成を有している。
そこで、入力されたダイアリング信号に応じた所定周波
数のＤＴＭＦ信号を出力することができる。なお、ダイ
アリング信号はキーパッド７０における操作キーの押下
がキー入力コントロール回路７２に入力され、これに応
じてＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４及びＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ
４のいずれかの信号線からハイの出力がされ、これに対
応した分周比１回路５６及び分周比２回路５８のアンド
回路がオンできる状態になっている。そして、分周比１
回路５６及び分周比２回路５８においては、分周カウン
タ５４からのカウント値が所定の値となった場合にハイ
の出力をし、これがスイッチ６０を介し出力されたとき
に分周カウンタ５４のリセットを行う。従って、分周比
１回路５６及び分周比２回路５８はそのいずれか一方が
ぞれ所定の分周比に対応したタイミングでスイッチ６０
を介しパルス信号を出力することとなる。
数のＤＴＭＦ信号を出力することができる。なお、ダイ
アリング信号はキーパッド７０における操作キーの押下
がキー入力コントロール回路７２に入力され、これに応
じてＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４及びＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ
４のいずれかの信号線からハイの出力がされ、これに対
応した分周比１回路５６及び分周比２回路５８のアンド
回路がオンできる状態になっている。そして、分周比１
回路５６及び分周比２回路５８においては、分周カウン
タ５４からのカウント値が所定の値となった場合にハイ
の出力をし、これがスイッチ６０を介し出力されたとき
に分周カウンタ５４のリセットを行う。従って、分周比
１回路５６及び分周比２回路５８はそのいずれか一方が
ぞれ所定の分周比に対応したタイミングでスイッチ６０
を介しパルス信号を出力することとなる。
ここで、この発明において特徴的なことは、アドレスカ
ウンタ６２のアドレス値が入力される比率発生回路８０
を有していることである。比率発生回路８０はＳＩＮ波
ＲＯＭ６４のアドレスを指定するためのカウンタである
ＲＯＭアドレスカウンタ６２のアドレス値が入力され、
これに対応したスイッチ切換えタイミングを作成する。
従って、この発明によれば、比率カウンタを別個に設け
ることなく、ＲＯＭアドレスカウンタ６２のカウント値
をそのまま利用してスイッチ６０の切換えタイミングを
決定することができる。
ウンタ６２のアドレス値が入力される比率発生回路８０
を有していることである。比率発生回路８０はＳＩＮ波
ＲＯＭ６４のアドレスを指定するためのカウンタである
ＲＯＭアドレスカウンタ６２のアドレス値が入力され、
これに対応したスイッチ切換えタイミングを作成する。
従って、この発明によれば、比率カウンタを別個に設け
ることなく、ＲＯＭアドレスカウンタ６２のカウント値
をそのまま利用してスイッチ６０の切換えタイミングを
決定することができる。
次に、第２図に基づいて動作について説明する。この実
施例においては、サイン波ＲＯＭ６４において０〜３１
の３２個のデジタルデータによってサイン波を形成する
ようにしている。すなわち、第２図（ａ）に示すように
０〜３１のアドレスに対応して、図における高さ方向の
デジタルデータを持っている。そして、この０〜３１に
至る１周期分のアドレスデータ発生タイミングを分周比
１回路５６及び分周比２回路５８からの出力によって制
御している。
施例においては、サイン波ＲＯＭ６４において０〜３１
の３２個のデジタルデータによってサイン波を形成する
ようにしている。すなわち、第２図（ａ）に示すように
０〜３１のアドレスに対応して、図における高さ方向の
デジタルデータを持っている。そして、この０〜３１に
至る１周期分のアドレスデータ発生タイミングを分周比
１回路５６及び分周比２回路５８からの出力によって制
御している。
例えば、第１の低群周波数信号（ＲＯＷ１）発生のため
の分周を行う場合には、最初の２個（０，１）のタイミ
ングは１７分周により、残りの３０個（２〜３１）のタ
イミングは１６分周によって行っている。この場合、Ｒ
ＯＷ分周比１回路５６ａにおいてはＲ１に対応したアン
ド回路がＲＯＷ分周カウンタ５４ａにおけるカウント値
が１７に達した時にハイを出力し、これがスイッチ６０
を介しＲＯＭアドレスカウンタ６２に供給される。そし
て、ＲＯＭアドレスカウンタ６２におけるカウント値が
２（アドレス値１）になった時にはＲＯＷ比率発生回路
８０ａはキーパッド７０からのＲ１の信号により、ハイ
が供給されているアンド回路がオンされ、このアンド回
路からの出力によってスイッチ６０ａを切り換える。す
ると、ＲＯＷ分周比２回路５８ａの出力がスイッチ６０
ａを介しＲＯＭアドレスカウンタ６２ａに供給されるこ
ととなる。そして、このＲＯＷ分周比２回路５８ａにお
いては、ＲＯＷ分周カウンタ５４ａからの出力値が１６
になった時にハイの出力をするようになっている。そこ
で、スイッチ６０ａがＲＯＷ分周比２回路５８ａ側に切
り換えられた場合には、分周比１６の分周が行われるこ
ととなる。
の分周を行う場合には、最初の２個（０，１）のタイミ
ングは１７分周により、残りの３０個（２〜３１）のタ
イミングは１６分周によって行っている。この場合、Ｒ
ＯＷ分周比１回路５６ａにおいてはＲ１に対応したアン
ド回路がＲＯＷ分周カウンタ５４ａにおけるカウント値
が１７に達した時にハイを出力し、これがスイッチ６０
を介しＲＯＭアドレスカウンタ６２に供給される。そし
て、ＲＯＭアドレスカウンタ６２におけるカウント値が
２（アドレス値１）になった時にはＲＯＷ比率発生回路
８０ａはキーパッド７０からのＲ１の信号により、ハイ
が供給されているアンド回路がオンされ、このアンド回
路からの出力によってスイッチ６０ａを切り換える。す
ると、ＲＯＷ分周比２回路５８ａの出力がスイッチ６０
ａを介しＲＯＭアドレスカウンタ６２ａに供給されるこ
ととなる。そして、このＲＯＷ分周比２回路５８ａにお
いては、ＲＯＷ分周カウンタ５４ａからの出力値が１６
になった時にハイの出力をするようになっている。そこ
で、スイッチ６０ａがＲＯＷ分周比２回路５８ａ側に切
り換えられた場合には、分周比１６の分周が行われるこ
ととなる。
そこで、サイン波ＲＯＭ６４ａから出力されるサイン波
はその分周比が、 Ｎ＝（１７×２＋１６×３０）／３２ ＝16.0625 となり、小数点分周を行うことができる。そして、この
分周比16.0625 によれば、第３図に示すように出力周波
数は 696.41 となる。これは誤差ΔＦが− 0.08 ％であ
ることを意味しており、非常に精度の高い周波数信号が
得られることとなる。
はその分周比が、 Ｎ＝（１７×２＋１６×３０）／３２ ＝16.0625 となり、小数点分周を行うことができる。そして、この
分周比16.0625 によれば、第３図に示すように出力周波
数は 696.41 となる。これは誤差ΔＦが− 0.08 ％であ
ることを意味しており、非常に精度の高い周波数信号が
得られることとなる。
その他の信号においても同様に小数点分周が行え、第３
図に示すように分周誤差ΔＦが非常に小さな信号を得る
ことができる。
図に示すように分周誤差ΔＦが非常に小さな信号を得る
ことができる。
［発明の効果］ 以上説明したように、この発明に係る選択信号発生回路
によれば、サイン波ＲＯＭのアドレス値を用い、分周比
変更タイミングのための比率発生を行っている。従っ
て、比率カウンタを別個に設けることなく、比率発生を
行うことができ、２つのカウンタが不要となり、回路が
大幅に縮小される。
によれば、サイン波ＲＯＭのアドレス値を用い、分周比
変更タイミングのための比率発生を行っている。従っ
て、比率カウンタを別個に設けることなく、比率発生を
行うことができ、２つのカウンタが不要となり、回路が
大幅に縮小される。
第１図はこの発明に係る選択信号発生回路の一実施例の
全体構成を示すブロック図、 第２図は同実施例における分周比及びサイン波の構成を
説明するための説明図、 第３図は同実施例における出力周波数の誤差等について
の表図、 第４図は従来例における出力周波数の誤差等についての
表図、 第５図は従来例の構成を示すブロック図である。 ５０……発振回路 ５４……分周カウンタ ５６……分周比１回路 ５８……分周比２回路 ６０……スイッチ ６２……ＲＯＭアドレスカウンタ ６４……ＳＩＮ波ＲＯＭ ７２……キー入力コントロール回路 ８０……比率発生回路
全体構成を示すブロック図、 第２図は同実施例における分周比及びサイン波の構成を
説明するための説明図、 第３図は同実施例における出力周波数の誤差等について
の表図、 第４図は従来例における出力周波数の誤差等についての
表図、 第５図は従来例の構成を示すブロック図である。 ５０……発振回路 ５４……分周カウンタ ５６……分周比１回路 ５８……分周比２回路 ６０……スイッチ ６２……ＲＯＭアドレスカウンタ ６４……ＳＩＮ波ＲＯＭ ７２……キー入力コントロール回路 ８０……比率発生回路
Claims (1)
- 【請求項１】操作キーより入力された入力信号に応じ
て、対応した周波数の選択信号を出力する選択信号発生
回路であって、 高周波パルス信号を発振する発振回路と、 発振回路からの信号を第１の分周比で分周する第１の分
周回路と、 発振回路からの信号を第１の分周比と異なる第２の分周
比で分周する第２分周回路と、 第１、第２分周回路からの信号のうち、いずれか一方の
信号を選択するスイッチと、 スイッチからの信号をカウントし、カウント値が所定値
に達する毎にカウント値をリセットするＲＯＭアドレス
カウンタと、 ＲＯＭアドレスカウンタからのアドレス値に応じて、所
定のサイン波に対応するデジタルデータを出力するサイ
ン波ＲＯＭと、 操作キーからの入力信号に応じて、分周比を決定する信
号を出力するキー入力コントロール回路と、 このキー入力コントロール回路から出力される分周比を
決定する信号と、ＲＯＭアドレスカウンタから出力され
るアドレス値の両方が入力され、これらの論理演算によ
り、スイッチの切換えタイミングを示す信号を出力する
比率発生回路と、 を有し、 比率発生回路の出力信号に応じてスイッチを切り換える
ことを特徴とする選択信号発生回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1195580A JPH0618398B2 (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 選択信号発生回路 |
| US07/932,127 US5398031A (en) | 1989-07-28 | 1992-08-18 | DTMF signal generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1195580A JPH0618398B2 (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 選択信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0360255A JPH0360255A (ja) | 1991-03-15 |
| JPH0618398B2 true JPH0618398B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=16343502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1195580A Expired - Fee Related JPH0618398B2 (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 選択信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0618398B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5398031A (en) * | 1989-07-28 | 1995-03-14 | Rohm Co., Ltd. | DTMF signal generating circuit |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2659361B2 (ja) * | 1985-12-26 | 1997-09-30 | ローム株式会社 | Ｄｔｍｆ型ダイヤラ |
| JPH01151349A (ja) * | 1987-12-08 | 1989-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｔｍｆ回路 |
| JPH02224558A (ja) * | 1989-02-27 | 1990-09-06 | Seiko Instr Inc | Ｄｔｍｆ発生回路 |
-
1989
- 1989-07-28 JP JP1195580A patent/JPH0618398B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0360255A (ja) | 1991-03-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |