JPH06188639A - 偶数項ミクサー - Google Patents

偶数項ミクサー

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JPH06188639A
JPH06188639A JP5196450A JP19645093A JPH06188639A JP H06188639 A JPH06188639 A JP H06188639A JP 5196450 A JP5196450 A JP 5196450A JP 19645093 A JP19645093 A JP 19645093A JP H06188639 A JPH06188639 A JP H06188639A
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signal
transistor
terminal
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mixing
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David E Bien
イー． ビエン デイビッド
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes

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  • Amplitude Modulation (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 出力信号の高調波成分を制限したアナログ信
号ミクサーであり、変換利得が大きく、ノイズが小さ
く、設計が容易である。 【構成】 二つのＡＣ入力信号を混合する偶数項混合器
が二つのバイポーラ接合トランジスタ１０２，１０４を
有しており、コレクタが相互接続されており且つベース
及びエミッタは交差接続されている。各トランジスタは
ＤＣエミッタバイアス電流を受取り、且つ両方のトラン
ジスタは、各々、二つのＡＣ入力信号Ｖ1 及びＶ2 を受
取る。各トランジスタは、二つのＡＣ入力信号Ｖ1 ，Ｖ
2 を混合し且つその結果を表わすコレクタ電流を発生す
る。二つのコレクタ電流は相互接続されたコレクタにお
いて加算され且つ抵抗ＲC を横断して出力電圧Ｖ0 を発
生する。その出力電圧は二つのＡＣ入力信号の混合結果
のうち偶数項を有するが事実上奇数項を有するものでは
ない。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ信号ミクサー
に関するものであって、更に詳細には、出力信号の高調
波成分を制限したアナログ信号ミクサー（混合器）に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】事実上全てのワイヤレス送信及び受信シ
ステムにおいて使用されている重要な部品はアナログ信
号ミクサー（混合器）である。ミクサー即ち混合器は、
信号を変調、復調及び周波数変換するために種々の態様
で使用される。混合器は、変調を伴って又は伴うことな
しに、信号をアップコンバート、即ち信号の周波数を高
い周波数へ変換させるために使用することが可能であ
り、更に、復調を伴って又は伴うことなしに、信号をダ
ウンコンバート、即ち信号の周波数を低い周波数へ変換
させるために使用することが可能である。
【０００３】図１を参照すると、一般的な従来の混合器
形態はマルチプライヤミクサー即ち乗算器混合器であ
り、それは多数の異なった態様で実現することが可能で
ある。乗算器混合器は、典型的に、ローカルオシレータ
（「ＬＯ」）信号Ｖ1 及び無線周波数（「ＲＦ」）信号
Ｖ2 を受取り、且つそれらを乗算させて出力信号Ｖ0 を
発生する。出力信号Ｖ0 の大きさ及び周波数は、入力信
号Ｖ1 及びＶ2 の夫々の大きさ及び周波数に依存する。
この依存性は次式で表わすことが可能である。
【０００４】 Ｖ0 ＝｜Ｖ1 ｜・ｃｏｓ（２πｆ1 ｔ）・｜Ｖ2 ｜ｃｏｓ（２πｆ2 ｔ） ＝（１／２）｜Ｖ1 ｜｜Ｖ2 ｜・｛ｃｏｓ［２π（ｆ1 −ｆ2 ）ｔ］ ＋ｃｏｓ［２π（ｆ1 ＋ｆ2 ）ｔ］｝ 尚、Ｖ0 ＝出力信号電圧 ｜Ｖ1 ｜＝キャリア信号電圧の大きさ ｆ1 ＝キャリア信号周波数（ヘルツ） ｜Ｖ2 ｜＝変調信号電圧の大きさ ｆ2 ＝変調信号周波数（ヘルツ） ｔ＝時間（秒） ｃｏｓ［ｓ］＝ｘの余弦関数 図２を参照すると、一つの従来の混合器の構成はギルバ
ート乗算器であって、それはカッド混合器とも呼称され
る。このタイプの混合器は、図示した如く、二つの抵抗
ＲC を介してＤＣバイアス電圧ＶCCを受取ると共にＤＣ
バイアス電流ＩEEを受取る。ＬＯ信号Ｖ1 が、各々が二
個のマッチしたトランジスタを有する並列差動増幅器へ
差動的に印加される。ＲＦ信号Ｖ2 が、図示した如く、
二つのマッチしたトランジスタを有する別の差動増幅器
へ差動的に印加される。図示した如く、並列差動増幅器
の出力端を横断して取られる出力信号Ｖ0 は、次式で示
す如く二つの入力信号Ｖ1 及びＶ2 の関数である。
【０００５】 Ｖ0 ＝ＩEEＲC ・ｔａｎｈ［Ｖ1 ／（２ＶT ）］・ｔａｎｈ［Ｖ2 ／２ＶT ）］ 尚、Ｖ0 ＝出力信号電圧 ＩEE＝エミッタＤＣ供給電流（アンペア） ＲC ＝コレクタ出力抵抗（Ω） Ｖ1 ＝｜Ｖ1 ｜・ｃｏｓ（２πｆ1 ｔ） ＶT ＝トランジスタべース・エミッタ接合順方向バイア
ススレッシュホールド電圧（≒２５ｍＶ） Ｖ2 ＝｜Ｖ2 ｜・ｃｏｓ（２πｆ2 ｔ） ｔａｎｈ［ｘ］＝ｘの双曲線正接関数 ギルバート乗算器混合器の利点としては、変換利得、入
力信号の直接乗算、及びモノリシックシリコン集積技術
との良好な適合性等がある。然しながら、欠点として
は、動作が「ノイズ」を有すること、２ＶT を超えた信
号レベルにおける歪（デジェネレーションが使用されな
い限り）、及び例えば３Ｖ未満のＶCCの場合の如く低電
圧条件下での動作がみすぼらしいこと等がある。
【０００６】図３を参照すると、別の従来の混合器構成
では、例えばバイポーラ接合トランジスタ（「ＢＪ
Ｔ」）等の半導体の非線形デバイス特性を使用してい
る。コレクタＶCC及びべースＶBBバイアス電圧を有する
コモンエミッタ形態におけるＢＪＴは、そのべースにお
いて、そのＬＯ信号Ｖ1 及びＲＦ信号Ｖ2 を加算された
状態で受取る。トランジスタの動作特性が本質的に非線
形性であるために、出力電圧Ｖ0 は次式で表わされる如
く入力信号Ｖ1 及びＶ2 の関数である。
【０００７】 Ｖ0 ＝ＶCC−ＩC ＲC ＝ＶCC−ＲC ＩS ｅx ＝ＶCC−ＲC ＩS ・［１＋Ｘ＋Ｘ2 ／２！＋Ｘ3 ／３！＋．．．］ ＝Ｋ0 ＋Ｋ1 （Ｖ1 ＋Ｖ2 ）＋Ｋ2 （Ｖ1 ＋Ｖ2 ）2 ＋Ｋ3 （Ｖ1 ＋Ｖ2 ）3 ＋．．． 尚、ＶCC＝ＤＣ電源電圧（コレクタへ） ＩC ＝コレクタ電流（アンペア） ＩS ＝ＢＪＴ飽和電流（アンペア） Ｘ＝（ＶBB＋Ｖ1 ＋Ｖ2 ）／ＶT ＶBB＝ＤＣ電源電圧（べースへ） ＫC ＝スカラ定数、尚、Ｃ∈｛０，１，２，．．．｝ ｎ！＝（ｎ）（ｎ−１）（ｎ−２）．．．（１）尚、ｎ
∈｛１，２，３，．．．｝ 「非線形デバイス」混合器の利点としては、変換利得、
設計の容易性及びノイズに関する良好な性能等がある。
然しながら、主要な欠点は、不所望の周波数項、即ち高
調波、即ち入力信号の混合結果の周波数の倍数における
信号エネルギ（例えば、入力信号周波数の周波数の倍数
における信号エネルギ、及び入力信号周波数の倍数、和
及び差の結合）を発生することである。
【０００８】図４を参照すると、別の従来の混合器構成
が示されており、この場合はダイオードリング混合器で
ある。四つのダイオード（又は、時折、八個のダイオー
ド）からなるリングが、図示した如く、二つの変圧器の
中央タップ型二次巻線へブリッジ形態で接続されてい
る。ＬＯ信号Ｖ1 及びＲＦ信号Ｖ2 がこれらの変圧器の
一次巻線へ印加され、且つ出力信号Ｖ0 は、図示した如
く、これら変圧器のうちの一方の中央タップから取られ
る。上述した非線形デバイス混合器と同様に、出力信号
Ｖ0 は二つの入力信号Ｖ1 及びＶ2 に依存している。
【０００９】ダイオードリング混合器の利点としては、
ノイズに関しての性能が良好であり、且つ使用周波数レ
ンジが広い（例えば、数ギガヘルツまで）ということで
ある。然しながら、欠点としては、高レベルのＬＯ信号
Ｖ1 が必要であり、且つ変圧器（又はハイブリットカッ
プラ）が必要であって、そのことはこの構成がモノリシ
ックシリコン集積化技術にとっては余り適したものでな
いものとしている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
とするところは、前述した従来の混合器のより多くの利
点を取込むと共に欠点をより少なくした改良した混合器
を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明に基づく混合器
は、ＡＣ入力信号を受取り且つ混合して、入力信号の混
合結果の偶数項及び奇数項を有するＡＣ出力信号を供給
する。偶数項の各々における出力信号エネルギは、奇数
項の隣接したものにおける出力信号エネルギよりも大き
い。第一混合要素がＡＣ入力信号を受取り且つ混合して
第一ＡＣ混合信号を供給する。第二混合要素がＡＣ入力
信号を受取り且つ混合して第二ＡＣ混合信号を供給す
る。第一及び第二混合要素へ接続されている結合要素
が、第一及び第二ＡＣ混合信号を受取り且つ結合してＡ
Ｃ出力信号を供給する。ＡＣ出力信号は、ＡＣ入力信号
の混合結果の偶数項と奇数項とを有しており、偶数項の
各々は、奇数項の隣接したものよりも大きさが大きい。
【００１２】本発明の好適実施例においては、第一及び
第二混合要素の各々が、二つの入力ポートと出力ポート
とを具備するトランジスタを有している。一方の入力ポ
ートがＡＣ入力信号のうちの一つを受取り、且つ他方の
入力ポートがカップリングインピーダンスを介して別の
ＡＣ入力信号を受取る。これら二つの出力ポートは、第
一及び第二ＡＣ混合信号を実質的に非リアクタンス性の
インピーダンス（例えば、抵抗）へ供給し、その中で結
合してＡＣ出力信号を供給する。
【００１３】本発明の別の好適実施例においては、第一
及び第二混合要素の各々が二つの相互に結合したトラン
ジスタを有しており、その各々は入力ポートを有してお
り且つその一方は出力ポートを有している。一つの入力
ポートはＡＣ入力信号のうちの一つを受取り、他方の入
力ポートは別のＡＣ入力信号を受取り、且つ出力ポート
はＡＣ混合信号のうちの一つを発生する。結合要素は、
ＡＣ混合信号を受取り且つ結合してＡＣ出力信号を発生
する抵抗を有している。
【００１４】本発明の好適実施例に基づく回路構成を有
する混合器は、好適には、殆どのビデオ、無線周波数
（「ＲＦ」）及びマイクロ波システムの典型的な特性イ
ンピーダンスに密接に近似した入力インピーダンスを有
する入力信号ポートを有しており、従って典型的な、標
準的ビデオ、ＲＦ及びマイクロ波回路、装置及び器具と
良好にインターフェースする。
【００１５】
【実施例】図５を参照すると、本発明に基づく混合器を
モデル化して示してある。二つのトランジスタＱA 及び
ＱB の各々は、二つのＡＣ信号源Ｖ1 及びＶ2 から二つ
のＡＣ入力信号を受取る。トランジスタＱA 及びＱB
は、それらの夫々のＡＣ入力信号を混合し且つ二つのＡ
Ｃ混合信号を発生し、それらの混合信号は負荷、即ち出
力端（インピーダンスＺ0 ）において結合されて出力電
圧Ｖ0 を供給する。
【００１６】図６を参照すると、トランジスタＱA 及び
ＱB は、選択的に幾つかのタイプのものとすることが可
能であり、即ち、バイポーラ接合トランジスタ（「Ｂ
Ｊ」）、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（「Ｍ
ＯＳＦＥＴ」）、接合電界効果トランジスタ（「ＪＦＥ
Ｔ」）、又はショットキーバリアゲート電界効果トラン
ジスタ（「ＭＥＳＦＥＴ」）とすることが可能であり、
それらの端子は図示した如くに接続される。然しなが
ら、どのトランジスタタイプを使用するか否かに拘ら
ず、各トランジスタは、図７に示した如くモデル化する
ことが可能である。このモデルによれば、各トランジス
タは、入力インピーダンスＺI を有しており、それを横
断して入力電圧ＶI を印加し、且つ出力電流発生器が出
力電流Ｉ0 を発生し、該出力電流は入力電圧ＶI の関数
であって、即ちＩ0 ＝ｆ（ＶI ）で表わせられる。前述
したトランジスタタイプの場合、この出力電流Ｉ0 と入
力電圧ＶI との間の関係は次のように表わすことが可能
である。
【００１７】 ＢＪＴ： Ｉ0 ＝ＩS ・ｅｓｐ［ＶI ／ＶTB］ ＭＯＳＦＥＴ：Ｉ0 ＝Ｂ（Ｗ／Ｌ）（ＶI −ＶTM）2 ＪＦＥＴ： Ｉ0 ＝ＩDSS （１−ＶI ／ＶTJ）2 ＭＥＳＦＥＴ：Ｉ0 ＝ＩDSM （１−ＶI ／ＶPM）2 尚、ＩS ＝ＢＪＴ飽和電流（アンペア） ＩDSS ＝ゲートとソースとを短絡させたＪＦＥＴドレイ
ン対ソース電流 ＩDSM ＝ゲートとソースとを短絡させたＭＥＳＦＥＴド
レイン対ソース電流 ＶTB＝ＢＪＴ熱電圧（２５℃において≒２５ｍＶ） ＶTM＝ＭＯＳＦＥＴスレッシュホールド電圧 ＶTJ＝ＪＦＥＴピンチオフ電圧 ＶPM＝ＭＯＳＦＥＴピンチオフ電圧 ＶB ＝ＭＯＳＦＥＴ導通定数≒μＣOXＷ／（２Ｌ） μ＝ＭＯＳＦＥＴチャンネル移動度 ＣOX＝ＭＯＳＦＥＴゲート酸化物容量（ファラッド） Ｗ＝ＭＯＳＦＥＴチャンネル幅（ミクロン） Ｌ＝ＭＯＳＦＥＴチャンネル長（ミクロン） 図８を参照すると、図５の混合器モデルにおいて図７の
一般化したトランジスタモデルを使用すると、出力電圧
Ｖ0 に対する一般式を次式の如くに表わすことが可能で
ある。
【００１８】 Ｖ0 ＝−Ｚ0 ［ｆ（ＶA ）＋ｆ（ＶB ）］ ＝−Ｚ0 ［ｆ（Ｖ1 −Ｖ2 ）＋ｆ（Ｖ2 −Ｖ1 ）］ ｆ（ＶA ）＋ｆ（ＶB ）を展開すると、 ｆ（ＶA ）＝ａ0 ＋ａ1 ＶA ＋ａ2 ＶA 2 ＋ａ3 ＶA 3
＋ａ4 ＶA 4 ・・・ ｆ（ＶB ）＝ｂ0 ＋ｂ1 ＶB ＋ｂ2 ＶB 2 ＋ｂ3 ＶB 3
＋ｂ4 ＶB 4 ・・・ 尚、ａ0＝０番目のスカラー係数 ｂ0＝０番目のスカラー係数 ａm＝ｍ番目のスカラー係数 ｂm＝ｍ番目のスカラー係数 ｍ∈｛１，２，３，４，．．．｝ 従って、
【００１９】
【数１】
【００２０】ａn ≒ｂn であると仮定し、尚ｎ∈｛０，
１，２，．．．｝であると、 Ｖ0 ≒−Ｚ0 ［２ａ0 ＋２ａ2 （Ｖ1 −Ｖ2 ）2 ＋２ａ
4 （Ｖ1 −Ｖ2 ）4＋．．．］ が得られる。従って、前述したことから理解される如
く、入力信号の混合結果のＤＣ項及び奇数項、例えば偶
数高調波が残存する一方、入力信号の混合結果の奇数項
は事実上除去される。然しながら、ａn ≒ｂn を仮定す
ることが出来ない場合であっても、奇数項は、偶数項と
相対的に実質的に抑圧される。何故ならば、それらのス
カラー係数は実質的に小さいからであって、即ち｜ａn
−ｂn ｜＜＜｜ａn ＋ｂn ｜だからである。
【００２１】前述したことから理解される如く、これら
二つの入力信号が同一の基本周波数を有している場合に
は、本発明に基づく混合器は周波数二倍器として使用す
ることが可能である。換言すると、事実上入力信号の混
合結果のうちの偶数項のみが発生され且つ二次の項は四
次の項及びそれより高い項と比較して大きさ有意性があ
るので、周波数の等しい入力の場合には、本発明混合器
は周波数二倍器として良好に機能することが可能であ
る。
【００２２】図９を参照すると、本発明に基づく混合器
の好適実施例が示されており、それは二つのＢＪＴ１０
２（「Ｑ1 」），１０４（「Ｑ2 」）を有しており、相
互に接続したコレクタが抵抗１０６（「ＲC 」）へ接続
されている。第一トランジスタＱ1 のエミッタは、抵抗
１１４Ｒ（「ＲE1」）及びコンデンサ１１４Ｃ
（「ＣE1」）からなる直列インピーダンス１１４を介し
て第二トランジスタＱ2 のベースへ接続されている。第
二トランジスタＱ2 のエミッタは、抵抗１１６Ｒ
「ＲE2」）及びコンデンサ１１６Ｃ（「ＣE2」）から構
成される直列インピーダンス１１６を介して第一トラン
ジスタＱ1 のベースへ接続している。トランジスタＱ1
及びＱ2 は、それらのコレクタにおいて、それらの共用
コレクタ抵抗ＲC を介してＤＣ電圧源１０８により、且
つそれらの夫々のエミッタにおいてＤＣ電流源１１０，
１１２によりバイアスされている。トランジスタＱ1 及
びＱ2 は、受動的部品、即ち抵抗ＲE1及びＲE2及びコン
デンサＣE1及びＣE2などのように、互いにマッチングさ
れている。ＤＣ電流源１１０，１１２は、トランジスタ
Ｑ1 及びＱ2 に対して等しいエミッタバイアス電流ＩE
を供給する。コンデンサＣE1及びＣE2は、トランジスタ
Ｑ1 及びＱ2 のベース回路及びエミッタ回路の間にＤＣ
分離を与えている。ＤＣバイアス電圧ＶCC及び電流ＩE
に対する好適な値及び受動的部品Ｒ1 ，Ｒ2 ，ＲC ，Ｒ
E1，ＲE2，ＣE1，ＣE2に対する好適な値は図９に示した
如きものである。
【００２３】一方のＡＣ入力信号Ｖ1 が、抵抗１１８
［「Ｒ1 」］（例えば、第一ＡＣ信号源１２２の内部即
ちソース抵抗）を介して、第一トランジスタＱ1 のベー
スへ印加され、且つ直列カップリングインピーダンス１
１６を介して第二トランジスタＱ2 のエミッタへ印加さ
れる。第二ＡＣ入力信号Ｖ2 が、抵抗１２０［「Ｒ
2 」］（例えば、第二ＡＣ信号源１２４の内部即ちソー
ス抵抗）を介して、第二トランジスタＱ2 のベースへ印
加され、且つ直列インピーダンス１１４を介して第一ト
ランジスタＱ1 のエミッタへ印加される。図示した如く
にＤＣバイアス信号ＶCC及びＩE 及びＡＣ入力信号Ｖ1
及びＶ2 が印加されると、トランジスタＱ1 及びＱ2 に
対する夫々のコレクタ電流ＩC1及びＩC2が発生される。
これらのクレクタ電流ＩC1及びＩC2は、夫々、トランジ
スタＱ1 及びＱ2 内の電流の混合から発生され、それら
は入力信号Ｖ1 及びＶ2 の印加から誘起される。これら
のコレクタ電流ＩC1及びＩC2はコレクタ抵抗ＲC におい
て結合される。その結果コレクタ抵抗ＲC を横断して発
生されるＡＣ信号電圧は出力信号Ｖ0 を構成する。
【００２４】図１０を参照すると、図９の混合器回路１
００に対するＡＣ信号モデルが示されており、且つ前述
した説明に基づいて、ＡＣ出力信号Ｖ0 は実質的に次式
に従って発生される。
【００２５】 Ｖ0 ＝−ＲC ・（ＩC1＋ＩC2） ＝−ＲC ＩS ・｛ｅｘｐ［（ＶBEO ＋Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ ＋ｅｘｐ［（ＶBEO −Ｖ1 ＋Ｖ2 ）／ＶT ］｝ ＝−ＲC ＩS ・ｅｘｐ［ＶBEO ／ＶT ］ ・｛ｅｘｐ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ ＋ｅｘｐ［（Ｖ2 −Ｖ1 ）／ＶT ］｝ ＝−ＲC ＩS ・ｅｘｐ［ＶBEO ／ＶT ］・２ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ） ／ＶT ］ ＝−２ＩE ＲC ・［１＋（Ｖ1 −Ｖ2 ）2 ／２！・ＶT 2 ＋（Ｖ1 −Ｖ2 ）4 ／４！・ＶT 4 ＋（Ｖ1 −Ｖ2 ）6 ／６！・ＶT 6 ＋．．．］ ≒−２ＩE ＲC ・ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ 尚、ＲC ＝コレクタ抵抗値（Ω） ＩC1＝Ｑ1 コレクタ電流（アンペア） ＩC2＝Ｑ2 コレクタ電流（アンペア） ＩS ＝ＢＪＴ飽和電流（アンペア） ＩE ＝エミッタ電流（アンペア） ＶBE0 ＝ベース・エミッタＤＣ接合電圧 Ｖ1 ＝キャリア（「ＬＯ」）信号電圧 ＝｜Ｖ1 ｜・ｃｏｓ（２πｆ1 ｔ） Ｖ2 ＝変調用（「ＲＦ」）信号電圧 ＝｜Ｖ2 ｜・ｃｏｓ（２πｆ2 ｔ） ＶT ＝トランジスタベース・エミッタ接合順方向バイア
ススレッシュホールド電圧（２５℃において≒２５ｍ
Ｖ） ｆ1 ＝キャリア信号周波数 ｆ2 ＝変調用信号周波数 ｔ＝時間（秒） ｅｘｐ｛ｘ｝＝ｅx ｃｏｓｈ｛ｘ｝＝ｘの双曲線余弦関数 前述したことから理解される如く、出力信号Ｖ0 の周波
数スペクトルは、入力信号Ｖ1 及びＶ2 の混合結果のう
ちの偶数項及び実質的に抑圧した奇数項を有している。
即ち、偶数項は、Ａｆ1 ＋Ｂｆ2 、Ｂｆ1 ＋Ａｆ2 、｜
Ａｆ1 −Ｂｆ2｜及び｜Ｂｆ1 −Ａｆ2 ｜を有してお
り、且つ奇数項はＣｆ1 ＋Ｄｆ2 、Ｄｆ1＋Ｃｆ2 、｜
Ｃｆ1 −Ｄｆ2 ｜及び｜Ｄｆ1 −Ｃｆ2 ｜を有してお
り、尚（Ａ＋Ｂ）∈｛２，４，６，．．．｝及び（Ｃ＋
Ｄ）∈｛１，３，５，．．．｝である。更に、この出力
信号Ｖ0 における制限された周波数成分は、例えばコン
デンサ又はインダクタ等の個別的なリアクタンス性部品
や、又はフィルタ機能（例えば、ハイパス、ローパス、
バンドパス又はバンドストップ）を行うために典型的に
使用される伝送線要素（例えば開回路又は短絡スタブ）
等の同調要素を使うことの必要性なしに、達成されてい
ることを理解すべきである。
【００２６】本発明に基づく混合器は幾つかの付加的な
利点を有しており、例えばノイズ性能が良好であり、歪
が小さく、又低い零入力電流状態及び低いＤＣバイアス
電圧（例えば、３Ｖ以下）で動作することの能力等があ
る。更に、本発明に基づく混合器は、変換利得を与え、
且つ特に一つのタイプの活性装置（例えばＮＰＮ ＢＪ
Ｔ）のみを必要とするに過ぎないので、モノリシックシ
リコン集積化技術に適した設計構造を有している。図９
の混合器の一つの欠点は、二つの入力信号Ｖ1及びＶ2
の間の分離が比較的低いことである。
【００２７】本発明に基づく混合器と従来のギルバート
乗算器（掛算器）混合器との間の幾つかの動作特性の例
示的な比較を以下の表１に示してある。
【００２８】 表 １ 偶数項混合器と従来の混合器との比較 ギルバート ギルバート 偶数項 単位 ＶCC＝５Ｖ， ＶCC＝３Ｖ， ＶCC＝３Ｖ ＺO ＝50ohms Ｚo ＝200ohms Ｚo ＝200ohms ノイズ値 １７ ９．４ ５ ｄＢ 変換利得 １．８ ０．９ ２．４ ｄＢ 出力レベル ０．２９ ０．６３ ０．５３ Ｖpp （“ＰｌｄＢ”） 供給電流 ８．１ ６．３ ５ ｍＡ ＬＯ−ｔｏ−ＲＦ ≒３０ ≒３０ ≒６ ｄＢ 拒否 図１１を参照すると、本発明に基づく混合器の別の好適
実施例が示されており、それは、実質的に上述した如く
に相互接続されており且つ図９に示されている能動部品
と受動部品とを有しており、図示した如く、トランジス
タ２０２（「Ｑ1 」）、２０４（「Ｑ2 」）のべース回
路内における幾つかの受動要素２２６（ＲB1」）、２３
２（「ＣB1」）、２２８（「ＲB2」）、２３４
（「ＣB2」）が付加されると共にＤＣベースバイアス電
圧ＶBBが付加されている。
【００２９】第二ＤＣ電圧源２３０が、べース抵抗ＲB1
及びＲB2を介して、トランジスタＱ1 及びＱ2 のべース
へＤＣバイアス電圧ＶBBを印加する。第一ＡＣ入力信号
Ｖ１は、直列抵抗２１８（「Ｒ１ 」）を介して、且つ
直列カップリングコンデンサ２３２（「ＣB1」）を介し
て第一トランジスタＱ1 のべースへ供給される。第二Ａ
Ｃ入力信号Ｖ2 は、直列抵抗２２０（「Ｒ2 」）を介し
て、直列カップリングコンデンサ２３４（「ＣB2」）を
介して第二トランジスタＱ2 のべースへ供給される。
【００３０】図１２を参照すると、本発明に基づく混合
器の別の好適実施例が示されており、それは二個のＮＰ
Ｎ ＢＪＴ３０２（「Ｑ1 」），３０４（「Ｑ2 」）、
二個のＰＮＰ ＢＪＴ３４２（「Ｑ3 」），３４４
（「Ｑ4 」）及びコレクタ抵抗３０６（「ＲC 」）を有
しており、それらは実質的に図示した如くに接続されて
いる。ＤＣ電圧源３０８が、抵抗ＲC を介して、ＤＣバ
イス電圧ＶCCをトランジスタＱ1 及びＱ2 のコレクタへ
印加する。トランジスタＱ1 のべース及びエミッタは、
夫々、トランジスタＱ3 のエミッタ及びトランジスタＱ
4 のべースへ接続されている。トランジスタＱ2 のべー
ス及びエミッタは、夫々、トランジスタＱ4のエミッタ
及びトランジスタＱ3 のべースへ接続している。トラン
ジスタＱ3 及びＱ4 のコレクタは接地接続されている。
ＤＣ電流源３４６，３４８は、等しいＤＣバイアス電流
ＩB を、トランジスタＱ1 及びＱ3 のべース及びエミッ
タを夫々トランジスタＱ2 及びＱ4 のべース及びエミッ
タへ接続しているノードへ印加する。
【００３１】第一ＡＣ入力信号Ｖ1 （例えば、ＬＯ）
が、トランジスタＱ3 のべース及びトランジスタＱ2 の
エミッタへ印加される。第二ＡＣ入力信号Ｖ2 （例え
ば、ＲＦ）がトランジスタＱ4 のべース及びトランジス
タＱ1 のエミッタへ印加される。図９及び図１１の混合
器回路に関する前述した説明に従って、コレクタ電流Ｉ
C1及びＩC2が発生され、該電流は抵抗ＲC において結合
し且つ実質的に次式に従って出力信号電圧Ｖ0 を発生す
る。
【００３２】 Ｖ0 ≒−２ＫＩB ＲC ・ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ 尚、Ｖ0 ＝出力信号（Ｖ） ＩB ＝べースバイアス電流（Ａ） ＲC ＝コレクタの出力抵抗（Ω） Ｖ1 ＝キャリア（「ＬＯ」）信号（Ｖ） ＝｜Ｖ1 ｜・ｃｏｓ（２πｆ1 ｔ） Ｖ2 ＝変調（「ＲＦ」）信号（Ｖ） ＝｜Ｖ2 ｜・ｃｏｓ（２πｆ2 ｔ） ＶT ＝トランジスタべース・エミッタ接合順方向バイア
ススレッシュホールド電圧（２５℃において≒２５ｍ
Ｖ） ｆ1 ＝キャリア信号周波数（Ｈｚ） ｆ2 ＝変調信号周波数（Ｈｚ） Ｔ＝時間（秒） Ｋ＝コレクタ電流に関する定数 ＝ＩSN／ＩSP ≒（ＩCN・ＩCP）・ｅｘｐ［（ＶBEP −ＶBEN ）／Ｖ
T ］ ＩSN＝ＮＰＮ ＢＪＴ飽和電流（Ａ） ＩSP＝ＰＮＰ ＢＪＴ飽和電流（Ａ） ＩCN＝ＮＰＮ ＢＪＴコレクタ電流（Ａ） ＩCP＝ＰＮＰ ＢＪＴコレクタ電流（Ａ） ＶBEP ＝ＰＮＰ ＢＪＴべース・エミッタ電圧 ＶBEN ＝ＮＰＮ ＢＪＴべース・エミッタ電圧 ｅｘｐ［ｘ］＝ｅx ｃｏｓｈ［ｘ］＝ｘの双曲線余弦関数 図１３を参照すると、出力信号Ｖ0 の例示的な周波数ス
ペクトルが示されている。前述した説明に基づいて、Ｖ
0 周波数スペクトルは、入力信号Ｖ1 及びＶ2の混合結
果の偶数項と抑圧した奇数項（例えば、−４０ｄＢ未
満）とを有している。偶数項としては、Ａｆ1 ＋Ｂｆ
2 、Ｂｆ1 ＋Ａｆ2 、｜Ａｆ1 −Ｂｆ2 ｜及び｜Ｂｆ1
−Ａｆ2 ｜を有しており、且つ奇数項としては、Ｃｆ1
＋Ｄｆ2 、Ｄｆ1 ＋Ｃｆ2 、｜Ｃｆ1 −Ｄｆ2 ｜及び｜
Ｄｆ1 −Ｃｆ2 ｜を有しており、尚（Ａ＋Ｂ）∈｛２，
４，６，．．．｝及び（Ｃ＋Ｄ）∈｛１，３，
５，．．．｝である。
【００３３】図１３の例示的な出力信号Ｖ0 の周波数ス
ペクトルは、以下の如く図９及び１０の好適実施例に対
して上述した説明に基づいて計算したものである。
【００３４】 Ｖ0 ＝−２ＩE ＲC ・ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ ＝（０．５）・ｃｏｓｈ［｛０．０３１６２・ｃｏｓ（２πｆ1 ｔ）− ０．０１・ｃｏｓ（２πｆ2 ｔ）｝／０．０２５９］ 尚、０．０３１６２≡５０Ωシステムにおいて−２０ｄ
Ｂｍ ０．０１≡５０Ωシステムにおける−３０ｄＢｍ ｆ1 ＝１ギガヘルツ＝１×１０9 Ｈｚ ｆ2 ＝９００メガヘルツ＝９００×１０6 Ｈｚ 図１３に示した偶数項に対する相対的な振幅（二次項｜
ｆ1 −ｆ2 ｜と相対的にデシベル［「ｄＢ」］で表わし
てある。）を以下の表２に示してある。奇数項は、少な
くとも、二次項｜ｆ1 −ｆ2 ｜から４０ｄＢ低いもので
ある。
【００３５】 表 ２ 項 次 数 振幅（ｄＢ） ｜ｆ1 −ｆ2 ｜ ２ ０ ２｜ｆ1 −ｆ2 ｜ ４ −３１．２ ２ｆ2 ２ −１４．７ ｜ｆ1 ＋ｆ2 ｜ ２ ０ ２ｆ1 ２ ＋３．６ ３ｆ1 −ｆ2 ４ −２４．９ ２｜ｆ1 ＋ｆ2 ｜ ４ −３１．２ ３ｆ1 ＋ｆ2 ４ −２４．９ ４ｆ1 ４ −２６．９ 本発明の前述した好適実施例に基づく回路トポロジィを
有する混合器は、殆どのビデオ、ＲＦ及びマイクロ波信
号システムの典型的な特性インピーダンスに密接に近似
する入力インピーダンスを具備する入力信号ポートを有
している。従って、このような混合器は、典型的なスタ
ンダードなビデオ、ＲＦ及びマイクロ波回路、装置及び
器具と良好にインターフェースする。このことは、以下
の説明において図１４Ａ−１４Ｃを参照することにより
よりよく理解することが可能である。
【００３６】典型的なＢＪＴは、コレクタバイアス電流
が数ミリアンペアでコモンエミッタ形態で動作される場
合に数百Ωのベース端子インピーダンスを提供する。こ
のインピーダンスは、典型的な５０Ω又は７５Ωのビデ
オ、ＲＦ又はマイクロ波信号システムにおけるベース端
子へ効率的な電力転送を行なうのには高過ぎる。
【００３７】図１４Ａを参照すると、コモンエミッタ増
幅器の入力インピーダンスを解析する場合に使用される
一般的な回路モデルが示されている。このモデルに基づ
いて、入力インピーダンＺinは次の如くに計算すること
が可能である。
【００３８】 Ｚin＝β（ｒe ＋Ｚe ）＝β（ＶT ／ＩC ＋Ｚe ） 尚、β＝コモンエミッタ電流利得 ＝ｆ（Ω）＝ｆ（２πｆ） ｒe ＝内在的エミッタ抵抗 Ｚe ＝エミッタ回路インピーダンス ＶT ＝ベース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュ
ホールド電圧 ＩC ＝コレクタ電流 β＝５０、ＶT ＝０．０２５９Ｖ、ＩC ＝２ｍＡ及びＺ
e ＝０（典型的な例示的動作条件）であると仮定する
と、次式が得られる。
【００３９】 Ｚin＝β（ＶT ／ＩC ＋Ｚe ）＝５０（０．０２５９／０．００２＋０） ≒６４８Ω 前述したことから理解される如く、典型的な条件の下で
動作するコモンエミッタ増幅器に対する入力インピーダ
ンスは５０Ωよりも著しく高いものであり、従って５０
Ωの信号源に対しマッチングはよくない。より高い周波
数においては、トランジスタ電流利得β［これは周波数
の関数であり、即ちβ＝ｆ（Ω）＝ｆ（２πｆ）］が減
少し且つ位相遅延を発生する。従って入力インピーダン
スをより高い周波数において減少させることが可能であ
るが、βにより導入される電流位相遅延が増幅器の入力
端をして容量性であるようにさせる。このことは、増幅
器をして、継続的に５０Ωの信号源に対してマッチング
がよくない状態とさせる。一方、数ミリアンペアのコレ
クタバイアス電流でコモンベース形態で動作される場合
に、典型的なＢＪＴは、数Ωのオーダーのエミッタ端子
インピーダンスを提供する。このインピーダンスは、５
０又は７５Ωの信号源から効率的な電力転送を行なうの
には低過ぎるものである。
【００４０】図１４Ｂを参照すると、コモンベース増幅
器の入力インピーダンスを解析する場合に使用される一
般的な回路モデルが示されている。このモデルに基づい
て、入力インピーダンスＺinは次式の如くに計算するこ
とが可能である。
【００４１】 Ｚin＝（１／ｇm ＋Ｚb ／β）＝（ＶT ／ＩC ＋Ｚb ／β） 尚、ｇm ＝トラジスタのトランスコンダクタンス Ｚb ＝ベース回路インピーダンス ＶT ＝０．０２５９Ｖ、ＩC ＝２ｍＡ、Ｚb ＝０、β＝
５０（典型的な例示的動作条件）であると仮定すると、
以下のような結果が得られる。
【００４２】 Ｚin＝（ＶT ／ＩC ＋Ｚb ／β）＝（０．０２５９／０．００２＋０／５０ ） ≒１２．９Ω 前述したことから理解される如く、典型的な条件下で動
作するコモンベース増幅器に対する入力インピーダンス
は５０Ωよりも著しく低く、従って５０Ωの信号源に対
するマッチングはよくない。トランジスタ電流利得βの
減少（上述した如く）及び寄生オーミックベース抵抗の
存在の両方の影響のために、より高い周波数において入
力インピーダンスが上昇することがしばしば発生する。
βに関連する位相遅延（前述した如く）のために、上昇
する入力インピーダンスは誘導的なものとして表われ
る。従って、入力インピーダンスは、５０Ωの信号源に
対して継続して良くないマッチングを提供する。
【００４３】然しながら、本発明に基づく混合器トポロ
ジィの場合、数ミリアンペアのバイアス電流で動作され
る場合には、入力端子インピーダンスは殆どのビデオ、
ＲＦ及びマイクロ波信号システムの典型的な特性インピ
ーダンスに極めて近いものである。
【００４４】図１４Ｃを参照すると、本発明の好適実施
例に基づく混合器（例えば、図９に示したもの）の入力
インピーダンスは次のようにして計算することが可能で
ある。
【００４５】 Ｚin＝Ｖin／Ｉin＝Ｖ1 ／（ｉb ＋ｉe ） ＝Ｖ1 ／［Ｖ1 ／｛β（ｒe ＋Ｚs ）｝＋Ｖ1 ／（ｒe ＋Ｚs ）］ ＝（ｒe ＋ＺS ）／（１＋１／β） ＝（ＶT ／ＩC ＋ＺS ）／（１＋１／β） ＶT ＝０．０２５９Ｖ、ＩC ＝２ｍＡ、ＺS ＝５０、β
＝５０（典型的な例示的動作条件）であると仮定する
と、次の結果が得られる。
【００４６】 Ｚin＝（ＶT ／ＩC ＋ＺS ）／（１＋１／β） ＝（０．０２５９／０．００２＋５０）／（１＋１／５０） ≒６１．７Ω 前述したことから理解される如く、本発明に基づく混合
器の入力インピーダンスは、他の入力端を駆動する信号
源の典型的な５０Ωのインピーダンスに近いものであ
る。従って、両方の入力端がこのような信号源によって
駆動される場合には、いずれの入力端の入力インピーダ
ンスは約６２Ωとなる。このことは、５０Ωシステムに
おいて定在波比（「ＳＷＲ」）が１．２３：１であるこ
とを表わす。従って、両方の信号源は妥当にマッチング
されている。
【００４７】このマッチングは、二つの理由によって中
程度に高い周波数において維持される。第一に、内在エ
ミッタ抵抗ｒe における増加に起因して観測される誘導
性インピーダンス効果が減少される。何故ならば、入力
インピーダンスに影響を与えるためには、ｒe が、コモ
ンベース増幅器の場合における如く、単なるｒe だけで
はなく、ｒe とソースインピーダンスとの和（即ち、ｒ
e ＋ＺS ）と相対的に増加せねばならないからである。
第二に、トランジスタの電流利得βにおける減少は、入
力インピーダンスに与える影響は小さく、周波数依存性
βがより高い周波数において減少するので、ｒe におけ
る増加を部分的に相殺する。
【００４８】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の乗算器（掛算器）混合器に対する概略
図。
【図２】 従来のギルバート乗算器混合器回路の概略
図。
【図３】 従来の非線形デバイス混合器回路の概略図。
【図４】 従来のダイオードリング混合器回路の概略
図。
【図５】 本発明の一実施例に基づいて構成された混合
器のＡＣ回路モデルを示した概略図。
【図６】 本発明の一実施例に基づいて構成された混合
器において使用することの可能なトランジスタに対する
端子形態を示した概略図。
【図７】 トランジスタの一般的なＡＣ信号モデルを示
した概略図。
【図８】 図７のトランジスタモデルを使用した図５の
回路モデルを示した概略図。
【図９】 本発明の一実施例に基づいて構成した混合器
を示した概略図。
【図１０】 図９の混合器のＡＣ信号混合モデルを示し
た概略図。
【図１１】 本発明の別の実施例に基づいて構成した混
合器を示した概略図。
【図１２】 本発明の更に別の実施例に基づいて構成し
た混合器を示した概略図。
【図１３】 本発明の一実施例に基づいて構成した混合
器の出力信号の周波数成分を示したグラフ図。
【図１４Ａ】 コモンエミッタ増幅器の入力インピーダ
ンスを計算する場合に使用する回路モデルを示した概略
図。
【図１４Ｂ】 コモンベース増幅器の入力インピーダン
スを計算する場合に使用される回路モデルを示した概略
図。
【図１４Ｃ】 本発明の一実施例に基づいて構成した混
合器の一部の入力インピーダンスを計算する場合に使用
する回路モデルを示した概略図。
【符号の説明】
Ｑ トランジスタ Ｖ ＡＣ信号源 Ｚ0 出力インピーダンス

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第一及び第二ＡＣ入力信号を受取ると共
    に混合し、且つ前記第一及び第二入力信号の混合結果の
    偶数項及び実質的に抑圧した奇数項をＡＣ出力信号に与
    える信号混合器において、 第一ＡＣ混合信号を与えるために第一及び第二ＡＣ入力
    信号を受取り且つ混合する第一混合器手段が設けられて
    おり、 第二ＡＣ混合信号を与えるために前記第一及び第二ＡＣ
    入力信号を受取り且つ混合する前記第一混合器手段に結
    合して第二混合器手段が設けられており、 ＡＣ出力信号を与えるために前記第一及び第二ＡＣ混合
    信号を受取り且つ結合するために前記第一及び第二混合
    器手段へ結合して結合器手段が設けられており、前記Ａ
    Ｃ出力信号は前記第一及び第二ＡＣ入力信号の混合結果
    の第一複数個の偶数項及び第二複数個の奇数項を有して
    おり、且つ前記第一複数個の偶数項の各々が前記第二複
    数個の奇数項の隣接するものよりも大きさが大きいこと
    を特徴とする信号混合器。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記第一混合器手段
    が、第一直列インピーダンスと、第一トランジスタとを
    有しており、前記第一トランジスタは、前記第一ＡＣ入
    力信号の少なくとも一部を受取るための第一端子と、前
    記第一直列インピーダンスへ結合されており前記第二Ａ
    Ｃ入力信号を受取るための第二端子と、前記第一ＡＣ混
    合信号を与えるための第三端子とを有することを特徴と
    する信号混合器。
  3. 【請求項３】 請求項２において、前記第二混合器手段
    が、第二直列インピーダンスと、第二トランジスタとを
    有しており、前記第二トランジスタは、前記第二ＡＣ入
    力信号の少なくとも一部を受取るための第四端子と、前
    記第二直列インピーダンスへ結合されており前記第一Ａ
    Ｃ入力信号を受取るための第五端子と、前記第二ＡＣ混
    合信号を与えるための第六端子とを有することを特徴と
    する信号混合器。
  4. 【請求項４】 請求項１において、前記第一混合器手段
    が、第一端子と、前記第二ＡＣ入力信号を受取るための
    第二端子と、前記第一ＡＣ混合信号を与えるための第三
    端子とを具備する第一トランジスタを有すると共に、前
    記第一ＡＣ入力信号を受取るための第四端子と、前記第
    一トランジスタの第一端子へ結合されている第五端子
    と、第六端子とを具備する第二トランジスタを有するこ
    とを特徴とする信号混合器。
  5. 【請求項５】 請求項４において、前記第二混合器手段
    が、第七端子と、前記第一ＡＣ入力信号を受取るための
    第八端子と、前記第二ＡＣ混合信号を与えるための第九
    端子とを具備する第三トランジスタを有すると共に、前
    記第二ＡＣ入力信号を受取るための第十端子と、前記第
    三トランジスタの第七端子へ結合されている第十一端子
    と、第十二端子とを具備する第四トランジスタを有する
    ことを特徴とする信号混合器。
  6. 【請求項６】 請求項１において、前記結合器手段が抵
    抗を有しており、前記第一及び第二ＡＣ混合信号は、夫
    々、第一及び第二ＡＣ電流を有しており、且つ前記ＡＣ
    出力信号はＡＣ電圧を有していることを特徴とする信号
    混合器。
  7. 【請求項７】 第一及び第二ＡＣ入力信号を受取り且つ
    混合し、且つ前記第一及び第二入力信号の混合結果の偶
    数項及び実質的に抑圧した奇数項をＡＣ出力信号へ与え
    る信号混合器において、 第一ＡＣ入力信号を受取るための第一入力回路と、第一
    ＤＣ信号を受取ると共に第二ＡＣ入力信号の少なくとも
    一部を受取るための第二入力回路と、第一ＡＣ混合信号
    を与えるための第一出力端とを具備する第一トランジス
    タ回路が設けられており、 前記第二ＡＣ入力信号を受取るための第三入力回路と、
    第二ＤＣ信号を受取ると共に前記第一ＡＣ入力信号の少
    なくとも一部を受取るための第四入力回路と、第二ＡＣ
    混合信号を与えるための第二出力端とを具備する第二ト
    ランジスタ回路が設けられており、前記第二トランジス
    タの出力端は前記第一トランジスタの出力端へ結合され
    ており、 前記第一及び第二ＡＣ混合信号を受取り且つＡＣ出力信
    号を与えるために前記第一及び第二トランジスタ回路の
    出力端へ結合して抵抗が設けられており、前記ＡＣ出力
    信号は前記第一及び第二ＡＣ入力信号の混合結果の第一
    複数個の偶数項と第二複数個の奇数項とを有しており、
    且つ前記第一複数個の偶数項の各々は前記第二複数個の
    奇数項の隣接したものよりも大きさが大きいことを特徴
    とする信号混合器。
  8. 【請求項８】 請求項７において、前記第二入力回路
    が、第一トランジスタ端子を有すると共に、それに接続
    されており前記第二ＡＣ入力信号の前記受取った少なく
    とも一部を前記第一トランジスタ端子へ結合させる第一
    結合インピーダンスを有することを特徴とする信号混合
    器。
  9. 【請求項９】 請求項８において、前記第四入力回路
    が、第二トランジスタ端子を有すると共に、それに接続
    されており、前記第一ＡＣ入力信号の前記受取った少な
    くとも一部を前記第二トランジスタ端子へ結合するため
    の第二結合インピーダンスを有することを特徴とする信
    号混合器。
  10. 【請求項１０】 請求項７において、前記第一及び第二
    トランジスタ回路が、夫々、第一及び第二バイポーラ接
    合トランジスタを有しており、その各々はそれと関連す
    るベース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュホー
    ルド電圧を有しており、且つ前記ＡＣ出力信号は、ほ
    ぼ、 Ｖ0 ≒−２ＩＲ・ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ 尚、Ｖ0 ＝ＡＣ出力信号の電圧値 Ｉ＝第一及び第二ＤＣ信号の各々の電流値 Ｒ＝抵抗値 Ｖ1 ＝第一ＡＣ入力信号の電圧値 Ｖ2 ＝第二ＡＣ入力信号の電圧値 ＶT ＝べース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュ
    ホールド電圧値 ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／
    ＶT の双曲線余弦 の式に従って与えられることを特徴とする信号混合器。
  11. 【請求項１１】 第一及び第二ＡＣ入力信号を受取り且
    つ混合し、且つ前記第一及び第二入力信号の混合結果の
    偶数項及び実質的に抑圧した奇数項をＡＣ出力信号へ供
    給する信号混合器において、 第一ＤＣ信号を受取るための第一端子と、第一ＡＣ入力
    信号を受取るための第二端子と、第一ＡＣ混合信号を与
    えるための第三端子とを具備する第一トランジスタが設
    けられており、 第二ＤＣ信号を受取るための第四端子と、第二ＡＣ入力
    信号を受取るための第五端子と、第二ＡＣ混合信号を与
    えるための第六端子とを具備する第二トランジスタが設
    けられており、前記第二トランジスタの第六端子は前記
    第一トランジスタの第三端子へ結合されており、 前記第二トランジスタの第五端子へ結合されている第七
    端子と、前記第一トランジスタの第一端子へ結合されて
    いる第八端子と、第九端子とを具備する第三トランジス
    タが設けられており、 前記第一トランジスタの第二端子へ結合されている第十
    端子と、前記第二トランジスタの第四端子へ結合されて
    いる第十一端子と、第十二端子とを具備する第四トラン
    ジスタが設けられており、 前記第一及び第二トランジスタの夫々第三及び第六端子
    へ結合されており前記第一及び第二ＡＣ混合信号を受取
    り且つＡＣ出力信号を与える抵抗が設けられており、前
    記ＡＣ出力信号は前記第一及び第二ＡＣ入力信号の混合
    結果の第一複数個の偶数項と、第二複数個の奇数項とを
    有しており、且つ前記第一複数個の偶数項の各々は前記
    第二複数個の奇数項の隣接したものより大きさが大きい
    ことを特徴とする信号混合器。
  12. 【請求項１２】 請求項１１において、前記第一、第
    二、第三、第四トランジスタは、夫々、第一、第二、第
    三、第四バイポーラ接合トランジスタを有しており、そ
    の各々はそれと関連してベース・エミッタ接合順方向バ
    イアススレッシュホールド電圧を有しており、且つ前記
    第一及び第二バイポーラ接合トランジスタの各々は、そ
    れと関連して、第一ベース・エミッタ電圧、ベース電流
    及び第一コレクタ電流を有しており、且つ前記第三及び
    第四バイポーラ接合トランジスタの各々は、それと関連
    して、第二ベース・エミッタ電圧及び第二コレクタ電流
    を有しており、且つ前記ＡＣ出力信号は、ほぼ、 Ｖ0 ≒−２ＩB ＲC （ＩCN／ＩCP）・ｅｘｐ［（ＶBEP −ＶBEN ）／ＶT ］ ・ｃｏｓｈ［（ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ 尚、Ｖ0 ＝ＡＣ出力信号の電圧値 ＩB ＝ベース電流値 ＲC ＝抵抗の抵抗値 Ｖ1 ＝第一ＡＣ入力信号の電圧値 Ｖ2 ＝第二ＡＣ入力信号の電圧値 ＶT ＝ベース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュ
    ホールド電圧の値 ＩCN＝第一コレクタ電流値 ＩCP＝第二コレクタ電流値 ＶBEP ＝第二ベース・エミッタ電圧値 ＶBEN ＝第一ベース・エミッタ電圧値 ｅｘｐ［（ＶBEP −ＶBEN ）／ＶT ］＝（ＶBEP −Ｖ
    BEN ）／ＶT の指数関数 ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］＝［（Ｖ1 −Ｖ2 ）
    ／ＶT ］の双曲線余弦関数 の式に従って与えられることを特徴とする信号混合器。
  13. 【請求項１３】 第一及び第二ＡＣ入力信号を受取ると
    共に混合し、且つ前記第一及び第二入力信号の混合結果
    の偶数項及び実質的に抑圧した奇数項をＡＣ出力信号に
    与える信号混合方法において、 第一及び第二ＡＣ入力信号を受取り、 前記第一及び第二ＡＣ入力信号を混合して第一ＡＣ混合
    信号を与え、 前記第一及び第二ＡＣ入力信号を混合して第二ＡＣ混合
    信号を与え、 前記第一及び第二ＡＣ混合信号を結合させてＡＣ出力信
    号を与える、 上記各ステップを有しており、前記ＡＣ出力信号が、前
    記第一及び第二ＡＣ入力信号の混合結果の第一複数個の
    偶数項と第二複数個の奇数項とを有しており、且つ前記
    第一複数個の偶数項の各々が前記第二複数個の奇数項の
    隣接したものより大きさが大きいことを特徴とする信号
    混合方法。
  14. 【請求項１４】 請求項１３において、前記第一及び第
    二ＡＣ入力信号を混合して第一ＡＣ混合信号を与えるス
    テップが、前記第一ＡＣ入力信号の少なくとも一部を第
    一トランジスタの第一端子へ入力し、前記第二ＡＣ入力
    信号を前記第一トランジスタの第二端子へ結合されてい
    る第一直列インピーダンスへ入力し、且つ前記第一トラ
    ンジスタの第三端子から前記第一ＡＣ混合信号を出力さ
    せることを特徴とする信号混合方法。
  15. 【請求項１５】 請求項１４において、前記第一及び第
    二ＡＣ入力信号を混合して第二ＡＣ混合信号を与えるス
    テップが、前記第二ＡＣ入力信号の少なくとも一部を第
    二トランジスタの第四端子へ入力し、前記第一ＡＣ入力
    信号を前記第二トランジスタの第五端子へ結合されてい
    る第二直列インピーダンスへ入力し、且つ前記第二トラ
    ンジスタの第六端子から前記第二ＡＣ混合信号を出力さ
    せることを特徴とする信号混合方法。
  16. 【請求項１６】 請求項１３において、前記第一及び第
    二ＡＣ入力信号を混合して第一ＡＣ混合信号を与えるス
    テップが、前記第二ＡＣ入力信号を第一トランジスタの
    第二端子へ入力し、前記第一ＡＣ入力信号を第二トラン
    ジスタの第四端子へ入力し、前記第二トランジスタの第
    五端子からの第一中間信号を前記第一トランジスタの第
    一端子へ結合させ、前記第一トランジスタの第三端子か
    ら前記第一ＡＣ混合信号を出力させることを特徴とする
    信号混合方法。
  17. 【請求項１７】 請求項１６において、前記第一及び第
    二ＡＣ入力信号を混合して第二ＡＣ混合信号を与えるス
    テップが、前記第一ＡＣ入力信号を第三トランジスタの
    第八端子へ入力し、前記第二ＡＣ入力信号を第四トラン
    ジスタの第十端子へ入力し、前記第四トランジスタの第
    十一端子からの第二中間信号を前記第三トランジスタの
    第七端子へ結合させ、前記第三トランジスタの第九端子
    から前記第二ＡＣ混合信号を出力させることを特徴とす
    る信号混合方法。
  18. 【請求項１８】 請求項１３において、前記第一及び第
    二ＡＣ混合信号を結合させてＡＣ出力信号を与えるステ
    ップが、前記第一及び第二ＡＣ混合信号を夫々第一及び
    第二ＡＣ電流として与え、前記第一及び第二ＡＣ電流を
    抵抗内において結合させ、前記ＡＣ出力信号を前記抵抗
    を横断してのＡＣ電圧として与えることを特徴とする信
    号混合方法。
  19. 【請求項１９】 第一及び第二ＡＣ入力信号を混合し、
    且つ前記第一及び第二入力信号の混合結果の偶数項及び
    実質的に抑圧した奇数項をＡＣ出力信号へ与える信号混
    合方法において、 第一ＡＣ入力信号を第一トランジスタ回路の第一入力回
    路へ入力し、 第一ＤＣ信号と第二ＡＣ入力信号の少なくとも一部とを
    前記第一トランジスタ回路の第二入力回路へ入力し、 前記第一トランジスタ回路の第一出力端から第一ＡＣ混
    合信号を出力し、 前記第二ＡＣ入力信号を第二トランジスタ回路の第三入
    力回路へ入力し、 第二ＤＣ信号と前記第一ＡＣ入力信号の少なくとも一部
    とを前記第二トランジスタ回路の第四入力回路へ入力
    し、 前記第二トランジスタ回路の第二出力端から第二ＡＣ混
    合信号を出力し、前記第一及び第二ＡＣ混合信号を抵抗
    へ入力し、 前記第一及び第二ＡＣ入力信号の第一複数個の偶数項及
    び第二複数個の奇数項を有するＡＣ出力信号を出力させ
    る、 上記各ステップを有しており、前記第一複数個の偶数項
    の各々が前記第二複数個の奇数項の隣接したものよりも
    大きさが大きいことを特徴とする信号混合方法。
  20. 【請求項２０】 請求項１９において、前記第一ＤＣ信
    号と第二ＡＣ入力信号の少なくとも一部とを前記第一ト
    ランジスタ回路の第二入力回路へ入力させるステップ
    が、前記第二ＡＣ入力信号の前記少なくとも一部を前記
    第一トランジスタ回路の一部を有する第一カップリング
    インピーダンスへ入力させることを特徴とする信号混合
    方法。
  21. 【請求項２１】 請求項２０において、前記第二ＤＣ信
    号と前記第一ＡＣ入力信号の少なくとも一部とを前記第
    二トランジスタ回路の第四入力回路へ入力させるステッ
    プが、前記第一ＡＣ入力信号の前記少なくとも一部を前
    記第二トランジスタ回路の一部を有する第二カップリン
    グインピーダンスへ入力させることを特徴とする信号混
    合方法。
  22. 【請求項２２】 請求項１９において、前記第一及び第
    二トランジスタ回路は、夫々、第一及び第二バイポーラ
    接合トランジスタを有しており、その各々はそれと関連
    してべース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュホ
    ールド電圧を有しており、且つ前記ＡＣ出力信号を出力
    するステップが、ほぼ、 Ｖ0 ≒−２ＩＲ・ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ 尚、Ｖ0 ＝ＡＣ出力信号の電圧値 Ｉ＝第一及び第二ＤＣ信号の各々の電流値 Ｒ＝抵抗の抵抗値 Ｖ1 ＝第一ＡＣ入力信号の電圧値 Ｖ2 ＝第二ＡＣ入力信号の電圧値 ＶT ＝ベース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュ
    ホールド電圧の値 ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／
    ＶT の双曲線余弦 の式に従って前記ＡＣ出力信号を出力することを特徴と
    する信号混合方法。
  23. 【請求項２３】 第一及び第二ＡＣ入力信号を混合し、
    且つ前記第一及び第二入力信号の混合結果の偶数項及び
    実質的に抑圧した奇数項をＡＣ出力信号へ与える信号混
    合方法において、 第一ＤＣ信号を第一トランジスタの第一端子と第三トラ
    ンジスタの第八端子とを接続するノードへ入力し、 第一ＡＣ入力信号を前記第一トランジスタの第二端子へ
    及び第四トランジスタの第十端子へ入力し、 前記第一トランジスタの第三端子から第一ＡＣ混合信号
    を出力し、 第二ＤＣ信号を第二トランジスタの第四端子と前記第四
    トランジスタの第十一端子とを接続するノードへ入力
    し、 第二ＤＣ入力信号を前記第二トランジスタの第五端子へ
    及び前記第三トランジスタの第七端子へ入力し、 前記第二トランジスタの第六端子から第二ＡＣ混合信号
    を出力し、 前記第一及び第二ＡＣ混合信号を抵抗へ入力し、 前記第一及び第二ＡＣ入力信号の混合結果の第一複数個
    の偶数項と第二複数個の奇数項とを有するＡＣ出力信号
    を出力する、 上記各ステップを有しており、前記第一複数個の偶数項
    の各々が前記第二複数個の奇数項の隣接したものより大
    きさが大きいことを特徴とする信号混合方法。
  24. 【請求項２４】 請求項２３において、前記第一、第
    二、第三、第四トランジスタが、夫々、前記第一、第
    二、第三、第四バイポーラ接合トランジスタを有してお
    り、その各々は、それと関連して、べース・エミッタ接
    合順方向バイアススレッシュホールド電圧を有してお
    り、且つ前記第一及び第二バイポーラ接合トランジスタ
    の各々は、それと関連して、第一べース・エミッタ電
    圧、べース電流、第一コレクタ電流を有しており、且つ
    前記第三及び第四バイポーラ接合トランジスタの各々
    は、それと関連して、第二べース・エミッタ電圧及び第
    二コレクタ電流を有しており、且つ前記ＡＣ出力信号を
    出力するステップが、ほぼ、 Ｖ0 ≒−２ＩB ＲC （ＩCN／ＩCP）・ｅｘｐ［（ＶBEP −ＶBEN ）／ＶT ］ ・ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］ 尚、Ｖ0 ＝ＡＣ出力信号の電圧値 ＩB ＝べース電流値 ＲC ＝抵抗の抵抗値 Ｖ1 ＝第一ＡＣ入力信号の電圧値 Ｖ2 ＝第二ＡＣ入力信号の電圧値 ＶT ＝べース・エミッタ接合順方向バイアススレッシュ
    ホールド電圧の値 ＩCN＝第一コレクタ電流値 ＩCP＝第二コレクタ電流値 ＶBEP ＝第二べース・エミッタ電圧値 ＶBEN ＝第一べース・エミッタ電圧値 ｅｘｐ［（ＶBEP −ＶBEN ）／ＶT ］＝（ＶBEP −Ｖ
    BEN ）／ＶT の指数関数 ｃｏｓｈ［（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＶT ］＝［（Ｖ1 −Ｖ2 ）
    ／ＶT ］の双曲線余弦関数 に従って前記ＡＣ出力信号を出力することを特徴とする
    信号混合方法。
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