JPH06189456A - フリッカ抑制方法 - Google Patents
フリッカ抑制方法Info
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- JPH06189456A JPH06189456A JP4332111A JP33211192A JPH06189456A JP H06189456 A JPH06189456 A JP H06189456A JP 4332111 A JP4332111 A JP 4332111A JP 33211192 A JP33211192 A JP 33211192A JP H06189456 A JPH06189456 A JP H06189456A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Y02E40/50—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明の目的は、フリッカ抑制装置の経済性
を維持しつつ、フリッカの抑制効果がより高いフリッカ
抑制方法を提供することにある。 【構成】 電源系統と負荷の間に進相容量、サイリスタ
位相制御リアクトルと自励式電力変換器を並列に設け、
前記自励式電力変換器によって前記負荷の高調波電流又
は逆相電流の少くともいづれか一方を補償し、前記自励
式電力変換器で補償された後の変動電力を更にサイリス
タ位相制御リアクトルで補償することを特徴とするフリ
ッカ抑制方法。
を維持しつつ、フリッカの抑制効果がより高いフリッカ
抑制方法を提供することにある。 【構成】 電源系統と負荷の間に進相容量、サイリスタ
位相制御リアクトルと自励式電力変換器を並列に設け、
前記自励式電力変換器によって前記負荷の高調波電流又
は逆相電流の少くともいづれか一方を補償し、前記自励
式電力変換器で補償された後の変動電力を更にサイリス
タ位相制御リアクトルで補償することを特徴とするフリ
ッカ抑制方法。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源系統から電力変動
の激しい負荷に電力を供給するシステムにおいて、負荷
の電力変動に起因する電源系統の電圧変動を抑制するた
めのフリッカ抑制方法に関する。
の激しい負荷に電力を供給するシステムにおいて、負荷
の電力変動に起因する電源系統の電圧変動を抑制するた
めのフリッカ抑制方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電力系統における電圧フリッカは負荷の
無効電力に起因するものが支配的であり、電圧フリッカ
を抑制するためにはその無効電力変動を補償すればよい
と考えられてきた。
無効電力に起因するものが支配的であり、電圧フリッカ
を抑制するためにはその無効電力変動を補償すればよい
と考えられてきた。
【０００３】一般にア―ク炉のようにその無効電力の変
動が不規則でかつ大きい場合、負荷の無効電力を速やか
に検出し、検出した無効電力に応じてフリッカ抑制装置
のサイリスタの点弧位相を決定して無効電力変動を補償
することにより電圧フリッカを抑制している。図５に従
来のフリッカ抑制装置とその制御回路の概略ブロック図
を示す。
動が不規則でかつ大きい場合、負荷の無効電力を速やか
に検出し、検出した無効電力に応じてフリッカ抑制装置
のサイリスタの点弧位相を決定して無効電力変動を補償
することにより電圧フリッカを抑制している。図５に従
来のフリッカ抑制装置とその制御回路の概略ブロック図
を示す。
【０００４】図５において、１は進相容量であり、その
無効電力をＱC とする。２はリアクトルでリアクトル２
に流れる電流は、リアクトル２に直列に接続された逆並
列サイリスタ３により制御される。逆並列サイリスタ３
によりリアクトル２が電源から取る遅相無効電力ＱL は
１〜１００％の間で任意に図６に示すように点弧角αを
位相制御することにより変化させることができるので進
相容量の無効電力ＱCと組み合せることにより負荷４の
遅相無効電力ＱF を補償するフリッカ抑制装置とするこ
とができる。例えば、図５において、進相容量１の取る
進相無効電力をＱC 、リアクトル２の遅相無効電力をＱ
L とすると、電源から取る進相無効電力ＱT は
無効電力をＱC とする。２はリアクトルでリアクトル２
に流れる電流は、リアクトル２に直列に接続された逆並
列サイリスタ３により制御される。逆並列サイリスタ３
によりリアクトル２が電源から取る遅相無効電力ＱL は
１〜１００％の間で任意に図６に示すように点弧角αを
位相制御することにより変化させることができるので進
相容量の無効電力ＱCと組み合せることにより負荷４の
遅相無効電力ＱF を補償するフリッカ抑制装置とするこ
とができる。例えば、図５において、進相容量１の取る
進相無効電力をＱC 、リアクトル２の遅相無効電力をＱ
L とすると、電源から取る進相無効電力ＱT は
【０００５】
【数１】 ＱT ＝ＱC −ＱL ……（１） となる。（１）式から明らかなように逆並列サイリスタ
３の点弧角αを制御することにより電源から取る進相無
効電力ＱT を制御することが可能となる。（図７）従っ
て、負荷４の遅相無効電力ＱF を検出して、その値に等
しい進相無効電力ＱT をフリッカ抑制装置が電源から取
れば総合的に電源から取る無効電力は「０」となり負荷
の遅相無効電力ＱF はフリッカ抑制装置から供給される
ことになる。 さて、電源系統に接続される負荷の無効
電力が変動する場合、系統のインピ―ダンス７によって
受電端電圧が変動することは一般に知られている。無効
電力変動の大きな負荷の例としてはア―ク炉があり、ア
―ク炉を負荷とした場合には変動が不規則でかつ変動幅
が大きい遅相無効電力が電力系統に流れるため系統の電
圧は激しく変化し、電圧フリッカを発生させる。この種
の無効電力変動を抑制するための手段として図５に示す
フリッカ抑制装置が用いられている。
３の点弧角αを制御することにより電源から取る進相無
効電力ＱT を制御することが可能となる。（図７）従っ
て、負荷４の遅相無効電力ＱF を検出して、その値に等
しい進相無効電力ＱT をフリッカ抑制装置が電源から取
れば総合的に電源から取る無効電力は「０」となり負荷
の遅相無効電力ＱF はフリッカ抑制装置から供給される
ことになる。 さて、電源系統に接続される負荷の無効
電力が変動する場合、系統のインピ―ダンス７によって
受電端電圧が変動することは一般に知られている。無効
電力変動の大きな負荷の例としてはア―ク炉があり、ア
―ク炉を負荷とした場合には変動が不規則でかつ変動幅
が大きい遅相無効電力が電力系統に流れるため系統の電
圧は激しく変化し、電圧フリッカを発生させる。この種
の無効電力変動を抑制するための手段として図５に示す
フリッカ抑制装置が用いられている。
【０００６】以下、図５に示すフリッカ抑制装置を説明
する。回路の電圧を検出する電圧検出用変圧器５、負荷
電流ｉF を検出する変流器６とから無効電力検出回路１
１は負荷４の無効電力ＱF を検出する。一方、関数発生
器１２は（１）式のＱT を点弧αの関数で発生させる回
路で、その関数は（１）式を図示した図７のようになっ
ている。従って、負荷４の無効電力ＱF を検出した無効
電力検出回路１１の信号と関数発生器１２の信号とが一
致した時点を比較器１３で検出し、バルス増幅器１４を
介してサイリスタ３にゲ―ト信号を送出すれば、前記Ｑ
T が負荷４のＱF を補償するように制御されることにな
る。この様相をタイムチャ―トで示したものが図８であ
る。
する。回路の電圧を検出する電圧検出用変圧器５、負荷
電流ｉF を検出する変流器６とから無効電力検出回路１
１は負荷４の無効電力ＱF を検出する。一方、関数発生
器１２は（１）式のＱT を点弧αの関数で発生させる回
路で、その関数は（１）式を図示した図７のようになっ
ている。従って、負荷４の無効電力ＱF を検出した無効
電力検出回路１１の信号と関数発生器１２の信号とが一
致した時点を比較器１３で検出し、バルス増幅器１４を
介してサイリスタ３にゲ―ト信号を送出すれば、前記Ｑ
T が負荷４のＱF を補償するように制御されることにな
る。この様相をタイムチャ―トで示したものが図８であ
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ア―ク炉はスクラップ
をア―ク熱によって溶解する電気炉であり不特定の次数
で時間的に不規則に変化する高調波を発生し、これらに
起因する高調波電圧は基本波電圧のフリッカレベルと同
等であり、フリッカ抑制を行うに当っては高調波を無視
することはできない。一方、従来のフリッカ抑制装置は
複数の単一調波同調フィルタを有するため、反共振現象
により高調波を増大させ高いフリッカ抑制効果を得られ
ない。
をア―ク熱によって溶解する電気炉であり不特定の次数
で時間的に不規則に変化する高調波を発生し、これらに
起因する高調波電圧は基本波電圧のフリッカレベルと同
等であり、フリッカ抑制を行うに当っては高調波を無視
することはできない。一方、従来のフリッカ抑制装置は
複数の単一調波同調フィルタを有するため、反共振現象
により高調波を増大させ高いフリッカ抑制効果を得られ
ない。
【０００８】本発明の目的は、上記問題点を解決しフリ
ッカ抑制装置の経済性を維持しつつ電圧変動（フリッ
カ）の抑制効果がより高いフリッカ抑制方法を提供する
ことにある。
ッカ抑制装置の経済性を維持しつつ電圧変動（フリッ
カ）の抑制効果がより高いフリッカ抑制方法を提供する
ことにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、無効電力を消費する負荷に電力を供給す
る電力系統において、電源と前記負荷を結ぶ母線にサイ
リスタ位相制御リアクトルと進相容量及び自励式電力変
換器を並列に設けた構成となっている。
成するために、無効電力を消費する負荷に電力を供給す
る電力系統において、電源と前記負荷を結ぶ母線にサイ
リスタ位相制御リアクトルと進相容量及び自励式電力変
換器を並列に設けた構成となっている。
【００１０】
【作用】前述のように構成することにより、ア―ク炉の
ような負荷において、その電流に不特定の次数で時間的
に不規則に変化する高調波電流または不平衡電流（逆相
電流）が含まれており、これらも電圧フリッカの原因と
なるので、自励式電力変換器によって負荷電流の高調波
電流または逆相電流を補償し、自励式電力変換器で補償
された後の電力変動を更にサイリスタ位相制御リアクト
ルで補償するようにしたものである。
ような負荷において、その電流に不特定の次数で時間的
に不規則に変化する高調波電流または不平衡電流（逆相
電流）が含まれており、これらも電圧フリッカの原因と
なるので、自励式電力変換器によって負荷電流の高調波
電流または逆相電流を補償し、自励式電力変換器で補償
された後の電力変動を更にサイリスタ位相制御リアクト
ルで補償するようにしたものである。
【００１１】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す構成図で、従
来のフリッカ抑制装置を示す図５と同一機能のものは同
一符号を付してその説明を省略する。なお、図１では繁
雑さを避けるため、三相系統を単結線図で取り扱う。
来のフリッカ抑制装置を示す図５と同一機能のものは同
一符号を付してその説明を省略する。なお、図１では繁
雑さを避けるため、三相系統を単結線図で取り扱う。
【００１２】本発明の一実施例を示す図１において、サ
イリスタ位相制御リアクトルと進相容量１は変流器６が
自励式電力変換器２０と負荷４の合成された電流を検出
する以外は従来のフリッカ抑制装置と全く同じ構成であ
り、その制御回路１０も又同一である。本発明において
は、自励式電力変換器２０を新に設置し、変流器８及び
電圧検出用変圧器５によって検出される電流、電圧から
逆相電流及び高調波電流を検出し、それらを抑制するた
めの制御回路３０から構成される。
イリスタ位相制御リアクトルと進相容量１は変流器６が
自励式電力変換器２０と負荷４の合成された電流を検出
する以外は従来のフリッカ抑制装置と全く同じ構成であ
り、その制御回路１０も又同一である。本発明において
は、自励式電力変換器２０を新に設置し、変流器８及び
電圧検出用変圧器５によって検出される電流、電圧から
逆相電流及び高調波電流を検出し、それらを抑制するた
めの制御回路３０から構成される。
【００１３】自励式電力変換器２０は図２に示すよう
に、交流リアクトル２２，ゲ―トタ―ンオフサイリスタ
（ＧＴＯ）２３，ダイオ―ド２４，直流コンデンサ２５
によって構成される。図１に示す自励式電力変換器２０
は以下に説明するように作用する。
に、交流リアクトル２２，ゲ―トタ―ンオフサイリスタ
（ＧＴＯ）２３，ダイオ―ド２４，直流コンデンサ２５
によって構成される。図１に示す自励式電力変換器２０
は以下に説明するように作用する。
【００１４】変流器８によって検出された負荷４の電流
は三相回路の線電流で図３のブロック３２Ａ，３２Ｂに
おいて二相交流に変換される。この処理は三相交流の各
線電流ｉFR，ｉFS，ｉFT、二相交流電流をｉFd，ｉFqと
すると次式で表される。
は三相回路の線電流で図３のブロック３２Ａ，３２Ｂに
おいて二相交流に変換される。この処理は三相交流の各
線電流ｉFR，ｉFS，ｉFT、二相交流電流をｉFd，ｉFqと
すると次式で表される。
【００１５】
【数２】
【００１６】回路電圧についても同様に電圧検出用変圧
器５によって検出され図３のブロック３３において二相
交流に変換される。この変換は（２）式のｉF をｖに置
き換えたものに等しい。
器５によって検出され図３のブロック３３において二相
交流に変換される。この変換は（２）式のｉF をｖに置
き換えたものに等しい。
【００１７】
【数３】
【００１８】二相変換された電圧信号ｖα，ｖβはブロ
ック３４の関数発生回路によって同期し、振幅１ｐｕの
二相交流ｖP * （正相電圧）、ｖN * （逆相電圧）を発
生する。ｖα，ｖβを次式で定義する。
ック３４の関数発生回路によって同期し、振幅１ｐｕの
二相交流ｖP * （正相電圧）、ｖN * （逆相電圧）を発
生する。ｖα，ｖβを次式で定義する。
【００１９】
【数４】 ｖP * は式（４ａ），（４ｂ）で表され、ｖN * は同式
においてｖβの符号を反転して与えられる。負荷正相電
流は減算器３１により後述の逆相電流を差し引くことに
よって抽出される。
においてｖβの符号を反転して与えられる。負荷正相電
流は減算器３１により後述の逆相電流を差し引くことに
よって抽出される。
【００２０】
【数５】 ｉPF＝ｉF −ｉFN ……（５）
【００２１】ブロック３２Ａにより（２）式のｉF を
（５）式のｉFPに置換えて三相二相変換により二相交流
電流ｉFPd ，ｉFPq を求めた後、これと正相電圧ｖP *
を用いて３５Ａの正相ｐ，ｑ演算回路により正相瞬時実
電力ｐp 及び正相瞬時虚電力ｑpを演算する。これは電
気学会論文５８―Ｒ６０，Ｐ．４１〜４８「瞬時無効電
力の一般化理論とその応用」において定義されているも
のでいわゆる瞬時実電力，瞬時虚電力を検出するもので
次式の演算によってなされる。
（５）式のｉFPに置換えて三相二相変換により二相交流
電流ｉFPd ，ｉFPq を求めた後、これと正相電圧ｖP *
を用いて３５Ａの正相ｐ，ｑ演算回路により正相瞬時実
電力ｐp 及び正相瞬時虚電力ｑpを演算する。これは電
気学会論文５８―Ｒ６０，Ｐ．４１〜４８「瞬時無効電
力の一般化理論とその応用」において定義されているも
のでいわゆる瞬時実電力，瞬時虚電力を検出するもので
次式の演算によってなされる。
【００２２】
【数６】 ブロック３６Ａはハイパスフィルタでこれにより正相基
本波分以外の高調波成分が抽出される。ブロック３７Ａ
は符号反転回路でこの出力は、
本波分以外の高調波成分が抽出される。ブロック３７Ａ
は符号反転回路でこの出力は、
【００２３】
【数７】 ｐh * ＝−ｐh ……（７ａ） ｑh * ＝−ｑh ……（７ｂ） として得られる。
【００２４】自励式電力変換器２０を定電流源として動
作させるため正相瞬時電流演算回路３８Ａ及び三相二相
変換回路３９Ａにおいて各線電流指令値ｉhR* ，ｉhS*
及びｉhT* を演算する。これらは（６）式及び（２）式
の逆変換で求められる。二相交流における指令値を、ｉ
hd* ，ｉhq* とすると、
作させるため正相瞬時電流演算回路３８Ａ及び三相二相
変換回路３９Ａにおいて各線電流指令値ｉhR* ，ｉhS*
及びｉhT* を演算する。これらは（６）式及び（２）式
の逆変換で求められる。二相交流における指令値を、ｉ
hd* ，ｉhq* とすると、
【００２５】
【数８】 で与えられる。
【００２６】又、負荷の逆相電流の演算は以下のように
して演算される。（２）式に示すように負荷電流を三相
二相変換回路３２Ｂで変換しこれと逆相電圧信号ｖN *
を用いて逆相ｐ，ｑ演算回路３５Ｂで逆相瞬時実電力ｐ
N 及び逆相瞬時虚電力ｑN を演算する。ブロック３６Ｂ
はロ―パスフィルタでこれにより逆相基本波分が抽出さ
れる。これを高調波電流指令値ｉh * の演算と同様に逆
相瞬時電流演算回路３８Ｂ及び二相三相変換回路３９Ｂ
によって逆相電流指令値ｉN * が演算される。このよう
にして求められた負荷電流の高調波分及び逆相分を加算
器４０によって加算し、誤差アンプ４１において定電流
制御を行い、変換器の出力電流を電流指令値に追従させ
る。誤差アンプ４１の出力はゲ―ト回路４２に入力され
変換器をＰＷＭ制御するための、オン・オフパルスを発
生し、図２に示すＧＴＯに印加される。この自励式電力
変換器は定電圧形であるから、直流電圧を一定にするた
めの直流コンデンサ２５が必要である。又、交流リアク
トル２２はパルス幅変調された電圧を平滑化して電流に
変換する作用をする。
して演算される。（２）式に示すように負荷電流を三相
二相変換回路３２Ｂで変換しこれと逆相電圧信号ｖN *
を用いて逆相ｐ，ｑ演算回路３５Ｂで逆相瞬時実電力ｐ
N 及び逆相瞬時虚電力ｑN を演算する。ブロック３６Ｂ
はロ―パスフィルタでこれにより逆相基本波分が抽出さ
れる。これを高調波電流指令値ｉh * の演算と同様に逆
相瞬時電流演算回路３８Ｂ及び二相三相変換回路３９Ｂ
によって逆相電流指令値ｉN * が演算される。このよう
にして求められた負荷電流の高調波分及び逆相分を加算
器４０によって加算し、誤差アンプ４１において定電流
制御を行い、変換器の出力電流を電流指令値に追従させ
る。誤差アンプ４１の出力はゲ―ト回路４２に入力され
変換器をＰＷＭ制御するための、オン・オフパルスを発
生し、図２に示すＧＴＯに印加される。この自励式電力
変換器は定電圧形であるから、直流電圧を一定にするた
めの直流コンデンサ２５が必要である。又、交流リアク
トル２２はパルス幅変調された電圧を平滑化して電流に
変換する作用をする。
【００２７】以上、述べたように、この自励式電力変換
器をフリッカ抑制装置として使用すれば、負荷の高調波
電流または逆相電流は抑制できるので、残りの無効電力
変動を従来と同じサイリスタ位相制御リアクトルで抑制
すれば高性能のフリッカ抑制装置が実現出来る。
器をフリッカ抑制装置として使用すれば、負荷の高調波
電流または逆相電流は抑制できるので、残りの無効電力
変動を従来と同じサイリスタ位相制御リアクトルで抑制
すれば高性能のフリッカ抑制装置が実現出来る。
【００２８】尚、本実施例においては自励式電力変換器
で高調波電流及び逆相電流の両方を抑制しているが、高
調波電流及または逆相電流のいずれか一方のみを抑制し
ても差し支えない。
で高調波電流及び逆相電流の両方を抑制しているが、高
調波電流及または逆相電流のいずれか一方のみを抑制し
ても差し支えない。
【００２９】前述実施例においては、負荷と自励式電力
変換器の合成電流を変流器によって検出したが、図４の
ように負荷電流と自励式電力変換器の出力電流をそれぞ
れ変流器８、変流器６により検出して加算器９により検
出しても良い。
変換器の合成電流を変流器によって検出したが、図４の
ように負荷電流と自励式電力変換器の出力電流をそれぞ
れ変流器８、変流器６により検出して加算器９により検
出しても良い。
【００３０】
【発明の効果】以上説明のように、本発明によれば、自
励式電力変換器でフリッカ電圧の原因となる高調波電流
又は逆相電流を抑制し、自励式電力変換器で補償された
後の電力変動分をサイリスタ位相制御リアクトルで補償
するので高機能のフリッカ抑制装置を実現することがで
きる。又、一般に電圧フリッカの原因である無効電力変
動と高調波電流または逆相電流を比べると無効電力の変
動容量の方が大きいので容量の大きい無効電力変動を安
価なサイリスタ位相制御リアクトルで補償し、高調波電
流または逆相電流を自励式電力変換器で補償することに
よって、全てを自励式電力変換器で補償する装置と比較
して経済的になる。
励式電力変換器でフリッカ電圧の原因となる高調波電流
又は逆相電流を抑制し、自励式電力変換器で補償された
後の電力変動分をサイリスタ位相制御リアクトルで補償
するので高機能のフリッカ抑制装置を実現することがで
きる。又、一般に電圧フリッカの原因である無効電力変
動と高調波電流または逆相電流を比べると無効電力の変
動容量の方が大きいので容量の大きい無効電力変動を安
価なサイリスタ位相制御リアクトルで補償し、高調波電
流または逆相電流を自励式電力変換器で補償することに
よって、全てを自励式電力変換器で補償する装置と比較
して経済的になる。
【図１】本発明によるフリッカ抑制装置とその制御回路
の概略ブロック図。
の概略ブロック図。
【図２】［図１」における自励式電力変換器の詳細図。
【図３】［図１」における自励式電力変換器の制御回路
の詳細図。
の詳細図。
【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図。
【図５】従来のフリッカ抑制装置とその制御回路の概略
ブロック図。
ブロック図。
【図６】リアクトルを流れる無効電力と点弧角の関係を
示した図。
示した図。
【図７】従来のフリッカ抑制装置の無効電力と点弧角の
関係を示した図。
関係を示した図。
【図８】従来のフリッカ抑制装置の動作を説明するため
のタイムチャ―ト。
のタイムチャ―ト。
１…進相コンデンサ ２…リアクト
ル ３…サイリスタ ４…負荷 ５…電圧検出用変圧器 ６…変流器 ７…系統インピ―ダンス ８…変流器 １０…制御回路 ２０…自励式
電力変換器 ２１…変流器 ２２…交流リ
アクトル ２３…ＧＴＯ ２４…ダイオ
―ド ２５…直流コンデンサ ３０…制御回
路 ３１…加算器 ３２Ａ…三相二
相変換回路 ３２Ｂ…三相二相変換回路 ３３…三相
二相変換回路 ３４…関数発生回路 ３５Ａ…正相
ｐ，ｑ演算回路 ３５Ｂ…逆相ｐ，ｑ演算回路 ３６Ａ…ハイ
パスフィルタ ３６Ｂ…ロ―パスフィルタ ３７Ａ…反転
回路 ３８Ａ…正相瞬時電流演算回路 ３８Ｂ…逆相
瞬時電流演算回路 ３９Ａ…二相三相変換回路 ３９Ｂ…二相
三相変換回路 ４０…加算器 ４１…誤差ア
ンプ ４２…ＰＷＭ制御回路
ル ３…サイリスタ ４…負荷 ５…電圧検出用変圧器 ６…変流器 ７…系統インピ―ダンス ８…変流器 １０…制御回路 ２０…自励式
電力変換器 ２１…変流器 ２２…交流リ
アクトル ２３…ＧＴＯ ２４…ダイオ
―ド ２５…直流コンデンサ ３０…制御回
路 ３１…加算器 ３２Ａ…三相二
相変換回路 ３２Ｂ…三相二相変換回路 ３３…三相
二相変換回路 ３４…関数発生回路 ３５Ａ…正相
ｐ，ｑ演算回路 ３５Ｂ…逆相ｐ，ｑ演算回路 ３６Ａ…ハイ
パスフィルタ ３６Ｂ…ロ―パスフィルタ ３７Ａ…反転
回路 ３８Ａ…正相瞬時電流演算回路 ３８Ｂ…逆相
瞬時電流演算回路 ３９Ａ…二相三相変換回路 ３９Ｂ…二相
三相変換回路 ４０…加算器 ４１…誤差ア
ンプ ４２…ＰＷＭ制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】 電源系統と負荷の間に進相容量、サイ
リスタ位相制御リアクトルと自励式電力変換器を並列に
設け、前記自励式電力変換器によって前記負荷の高調波
電流又は逆相電流の少くともいづれか一方を補償し、前
記自励式電力変換器で補償された後の変動電力を更にサ
イリスタ位相制御リアクトルで補償することを特徴とす
るフリッカ抑制方法
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332111A JPH06189456A (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | フリッカ抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4332111A JPH06189456A (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | フリッカ抑制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06189456A true JPH06189456A (ja) | 1994-07-08 |
Family
ID=18251280
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4332111A Pending JPH06189456A (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | フリッカ抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06189456A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100394663C (zh) * | 2003-08-13 | 2008-06-11 | 湖北追日电气设备有限公司 | 一种电源以及由该电源构成的综合滤波装置 |
-
1992
- 1992-12-14 JP JP4332111A patent/JPH06189456A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100394663C (zh) * | 2003-08-13 | 2008-06-11 | 湖北追日电气设备有限公司 | 一种电源以及由该电源构成的综合滤波装置 |
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