JPH0748951B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0748951B2 JPH0748951B2 JP60216651A JP21665185A JPH0748951B2 JP H0748951 B2 JPH0748951 B2 JP H0748951B2 JP 60216651 A JP60216651 A JP 60216651A JP 21665185 A JP21665185 A JP 21665185A JP H0748951 B2 JPH0748951 B2 JP H0748951B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源
と、その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
と、その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
［発明の技術的背景］ 直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（PWM）インバータ＋誘導電動機、あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商
用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効電力や
高調波が近年問題になっている。
調制御（PWM）インバータ＋誘導電動機、あるいは直流
チョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商
用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効電力や
高調波が近年問題になっている。
この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御（PWM）コンバータを商用電源と直流電圧
源（コンデンサ）との間に挿入する方式（特願昭57-171
886等）が提案されている。
ス幅変調制御（PWM）コンバータを商用電源と直流電圧
源（コンデンサ）との間に挿入する方式（特願昭57-171
886等）が提案されている。
第５図は、交直電力変換器として、PWMコンバータを用
いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
図中SUPは単相交流電源、LSは交流リアクトル、CONVは
交流電力変換器（コンバータ）、Cdは直流平滑コンデン
サ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自己消
弧能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリス
タ）S1〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流リ
アクトルL1〜L2から構成され、上記素子S1〜S4は交流側
電圧VCの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御が
行なわれている。すなわちコンバータCONVは直流電圧源
（コンデンサ）Cdから見た場合、パルス幅変調制御（PW
M）インバータとなり、その場合交流電源SUP側は一種の
負荷と見ることができる。
交流電力変換器（コンバータ）、Cdは直流平滑コンデン
サ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自己消
弧能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリス
タ）S1〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流リ
アクトルL1〜L2から構成され、上記素子S1〜S4は交流側
電圧VCの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御が
行なわれている。すなわちコンバータCONVは直流電圧源
（コンデンサ）Cdから見た場合、パルス幅変調制御（PW
M）インバータとなり、その場合交流電源SUP側は一種の
負荷と見ることができる。
この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Cdの電圧Vdが
ほぼ一定になるように、交流電源から供給される電流IS
を制御するもので、 負荷装置LOADからの電力需要に応じて４象限動作が
可能なこと。
ほぼ一定になるように、交流電源から供給される電流IS
を制御するもので、 負荷装置LOADからの電力需要に応じて４象限動作が
可能なこと。
上記入力電流ISは電源電圧VSと常に同相に制御され
た入力力率が１になること。
た入力力率が１になること。
また、入力電流ISは正弦波状に制御されるため高調
波がきわめて小さくなること。
波がきわめて小さくなること。
が特徴としてあげられる。
以下、この装置の制御動作は簡単に説明する。
制御回路としては、次のものが用意されている。CTCは
交流電流検出器、R1,R2は直流電圧を検出するための分
圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C1〜S
3は比較器、GV（Ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算
器、OAは反転演算増幅器、GI（Ｓ）は直流制御補償回
路、TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回
路である。
交流電流検出器、R1,R2は直流電圧を検出するための分
圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C1〜S
3は比較器、GV（Ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算
器、OAは反転演算増幅器、GI（Ｓ）は直流制御補償回
路、TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回
路である。
まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧Vdと
電圧設定器VRからの電圧指令値Vd*を比較器C1に入力
し、偏差εV＝Vd*−Vdを求める。当該偏差εVは，制御
補償回路GV（Ｓ）に入力され、積分増幅あるいは比例増
幅され入力電流ISの波高値指令Imとなる。
電圧設定器VRからの電圧指令値Vd*を比較器C1に入力
し、偏差εV＝Vd*−Vdを求める。当該偏差εVは，制御
補償回路GV（Ｓ）に入力され、積分増幅あるいは比例増
幅され入力電流ISの波高値指令Imとなる。
当該波高値指令Imは乗算器MLに入力され、もう一方の入
力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔは
電源電圧VS＝vm・sinωｔの同期した単位正弦波で、当
該電源電圧VSを検出し、定数倍（1/Vm倍）することによ
って求められる。
力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔは
電源電圧VS＝vm・sinωｔの同期した単位正弦波で、当
該電源電圧VSを検出し、定数倍（1/Vm倍）することによ
って求められる。
乗算器MLの出力信号IS *は電源から供給されるべき電流
の指令値を与えるもので、次式のようになる。
の指令値を与えるもので、次式のようになる。
IS *＝Im・sinωｔ …（１） 当該入力電流指令値IS *は反転増幅器OAで反転され、コ
ンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流ICの指
令値IC *となる。以下、ここではIC *をコンバータ出力電
流指令値と呼ぶ。
ンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流ICの指
令値IC *となる。以下、ここではIC *をコンバータ出力電
流指令値と呼ぶ。
コンバータ出力電流ICは交流電流検出器CTCによって検
出された比較器C2に入力される。比較器C2によって、上
記指令値IC *と検出値ICが比較され、偏差εI＝IC *−IC
が求められる。当該偏差εIは次の制御補償回路G
I（Ｓ）に入力され、比例増幅されて、パルス幅変調制
御のための制御入力信号eiとなる。
出された比較器C2に入力される。比較器C2によって、上
記指令値IC *と検出値ICが比較され、偏差εI＝IC *−IC
が求められる。当該偏差εIは次の制御補償回路G
I（Ｓ）に入力され、比例増幅されて、パルス幅変調制
御のための制御入力信号eiとなる。
パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG,比
較器C3及びゲート制御回路GCによって当該制御を行って
いる。
較器C3及びゲート制御回路GCによって当該制御を行って
いる。
すなわち、搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波e
Tを発生し、比較器C3は、当該三角波eTと、前記入力信
号eiを比較し、その偏差εT＝ei−eTに応じてゲート制
御回路GCから、ゲートターンオフサイリスタS1〜S4にオ
ン，オフ信号を与えている。
Tを発生し、比較器C3は、当該三角波eTと、前記入力信
号eiを比較し、その偏差εT＝ei−eTに応じてゲート制
御回路GCから、ゲートターンオフサイリスタS1〜S4にオ
ン，オフ信号を与えている。
ei＞eTのとき、すなわち偏差εTが正のときサイリスタS
1とS4がオンされ（このときS2,S3はオフ）コンバータの
交流出力電圧VCは＋Vdとなる。
1とS4がオンされ（このときS2,S3はオフ）コンバータの
交流出力電圧VCは＋Vdとなる。
またei＜eTのとき、即ち、偏差εTが負のとき、サイリ
スタS2とS3がオンされ（このとき、S1,S4はオフ）、VC
＝−Vdとなる。
スタS2とS3がオンされ（このとき、S1,S4はオフ）、VC
＝−Vdとなる。
しかもeiが正の値で、大きければ上記S1とS4のオン期間
は長くなり、S2とS3のオン期間は短くなって、VCの平均
値は、入力信号eiに比例した電圧で正常の値となる。逆
にeiが負の値、のときはS1とS4のオン期間よりS2とS3の
オン期間のほうが長くなってコンバータの出力電圧VCの
平均値は、入力信号eiに比例した値で、負荷の値とな
る。
は長くなり、S2とS3のオン期間は短くなって、VCの平均
値は、入力信号eiに比例した電圧で正常の値となる。逆
にeiが負の値、のときはS1とS4のオン期間よりS2とS3の
オン期間のほうが長くなってコンバータの出力電圧VCの
平均値は、入力信号eiに比例した値で、負荷の値とな
る。
すなわち、入力信号eiに比例した値に、コンバータの出
力電圧VCが制御されることになる。
力電圧VCが制御されることになる。
コンバータの出力電流IC（電源から供給される入力電流
ISの反転値）は上記コンバータの出力電圧VCを調整する
ことにより制御される。
ISの反転値）は上記コンバータの出力電圧VCを調整する
ことにより制御される。
交流リアクトルLSには電源電圧VSと、上記コンバータの
出力電圧VCとの差電圧UL＝VS−VCが印加される。
出力電圧VCとの差電圧UL＝VS−VCが印加される。
VS＞VCのとき、電源電流ISは図の矢印の方向に増加す
る。言いかえると、コンバータ出力電流ICは図の矢印方
向へは減少するように働らく。逆に、VS＜VCのとき、コ
ンバータ出力電流ICは図の矢印方向に増加しようと働ら
く。
る。言いかえると、コンバータ出力電流ICは図の矢印方
向へは減少するように働らく。逆に、VS＜VCのとき、コ
ンバータ出力電流ICは図の矢印方向に増加しようと働ら
く。
コンバータの出力電流指令値IC *に対して、実電流ICがI
C *＞ICの関係にあるとき、偏差εI＝Ic*−ICは正の値と
なり制御補償回路GI（Ｓ）を介してPWM制御の入力信号e
iを増加させる。故に、コンバータ出力電圧VCも入力信
号eiに比例して大きくなり、VC＞VSとなりコンバータ出
力電流ICを図の矢印方向に増加させる。逆にIC *＜ICと
なった場合、偏差εIは負荷の値となりeiすなわちVCを
減少させて、VC＜VSとなり、出力電流ICを減少させる。
故にコンバータの出力電流ICはその指令値IC *に一致す
るように制御される。当該指令値Ic*を正弦波状に変化
させれば、それに追従して実電流ICも正弦波状に制御さ
れる。
C *＞ICの関係にあるとき、偏差εI＝Ic*−ICは正の値と
なり制御補償回路GI（Ｓ）を介してPWM制御の入力信号e
iを増加させる。故に、コンバータ出力電圧VCも入力信
号eiに比例して大きくなり、VC＞VSとなりコンバータ出
力電流ICを図の矢印方向に増加させる。逆にIC *＜ICと
なった場合、偏差εIは負荷の値となりeiすなわちVCを
減少させて、VC＜VSとなり、出力電流ICを減少させる。
故にコンバータの出力電流ICはその指令値IC *に一致す
るように制御される。当該指令値Ic*を正弦波状に変化
させれば、それに追従して実電流ICも正弦波状に制御さ
れる。
コンバータの出力電流ICは電源からの入力電流ISの反転
値であり、またコンバータ出力電流の指令値IC *は電源
からの入力電流の指令値IS *の反転値である。故に入力
電流ISはその指令値IS *に追従して制御されることにな
る。
値であり、またコンバータ出力電流の指令値IC *は電源
からの入力電流の指令値IS *の反転値である。故に入力
電流ISはその指令値IS *に追従して制御されることにな
る。
次にコンデンサCdの電圧Vdの制御動作を説明する。
比較供給C1によって直流電圧検出値Vdとその指令値Vd*
を比較する。Vd*＞Vdの場合、偏差εVは正の値となり、
制御補償回路GV（Ｓ）を介して、入力電流波高値Imを増
加させる。入力電流指令値IS *は、（１）式で示したよ
うに電源電圧と同相の正弦波で与えられる。故に、実入
力電流ISが前述の如く、IS＝IS *に制御されるものとす
れば、上記波高値Imが正の値のとき、次式で示される有
効電力PSが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して
直流コンデンサCdに供給される。
を比較する。Vd*＞Vdの場合、偏差εVは正の値となり、
制御補償回路GV（Ｓ）を介して、入力電流波高値Imを増
加させる。入力電流指令値IS *は、（１）式で示したよ
うに電源電圧と同相の正弦波で与えられる。故に、実入
力電流ISが前述の如く、IS＝IS *に制御されるものとす
れば、上記波高値Imが正の値のとき、次式で示される有
効電力PSが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して
直流コンデンサCdに供給される。
PS＝VS×IS ＝Vm・Im・（sinεｔ）2 ＝Vm・Im・（１−cos2εｔ）/2 …（２） 従って、エネルギーPS・ｔが直流コンデンサCdに1/2CdV
d2として蓄積され、その結果直流電圧Vdが上昇する。
d2として蓄積され、その結果直流電圧Vdが上昇する。
逆にVd*＜Vdとなった場合、偏差εVは負の値となり、制
御補償回路GV（Ｓ）を介して上記波高値Imを減少させつ
いにはIm＜０とする。故に、有効電力PSも負の値とな
り、今度は、エネルギーPsｔが直流コンデンサCdから電
源に回生される。その結果、直流電圧Vdは低下し、最終
的にVd＝Vd*に制御される。
御補償回路GV（Ｓ）を介して上記波高値Imを減少させつ
いにはIm＜０とする。故に、有効電力PSも負の値とな
り、今度は、エネルギーPsｔが直流コンデンサCdから電
源に回生される。その結果、直流電圧Vdは低下し、最終
的にVd＝Vd*に制御される。
負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆動誘導
電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサCdに対
して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を消
費すれば、直流電圧Vdが低下するが、上記制御によっ
て、電源から有効電力PSを供給して常にVd＝Vd*に制御
される。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を
回生運転した場合）が行われると、Vdが一旦上昇する
が、その分、電源SUPに有効電力PSを回生することによ
り、やはり、Vd≒Vd*となる。すなわち、負荷装置LOAD
の電力消費あるいは電力回生に応じて、電源SUPから供
給する電力PSが自動的に調整されているのである。
電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサCdに対
して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を消
費すれば、直流電圧Vdが低下するが、上記制御によっ
て、電源から有効電力PSを供給して常にVd＝Vd*に制御
される。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を
回生運転した場合）が行われると、Vdが一旦上昇する
が、その分、電源SUPに有効電力PSを回生することによ
り、やはり、Vd≒Vd*となる。すなわち、負荷装置LOAD
の電力消費あるいは電力回生に応じて、電源SUPから供
給する電力PSが自動的に調整されているのである。
このとき、入力電流ISは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然、入力力率
＝１で高調波成分はきわめて小さい値となっている。
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然、入力力率
＝１で高調波成分はきわめて小さい値となっている。
［従来技術の問題点］ このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。
があった。
すなわち、従来の電力変換装置では平滑コンデンサに印
加される直流電圧Vdがほぼ一定になるように交流電源か
ら供給される電流ISを電源電圧VSと同相（入力力率＝
１）の正弦波（高調波が小）に制御しているのである
が、当該電流制御には必ず位相遅れが伴ない、電流指令
値IS *と実電流ISが一致せず、そのために所期の目標で
ある入力力率＝１の運転が困難であった。
加される直流電圧Vdがほぼ一定になるように交流電源か
ら供給される電流ISを電源電圧VSと同相（入力力率＝
１）の正弦波（高調波が小）に制御しているのである
が、当該電流制御には必ず位相遅れが伴ない、電流指令
値IS *と実電流ISが一致せず、そのために所期の目標で
ある入力力率＝１の運転が困難であった。
第３図は従来装置による電流制御波形を表わしたもの
で、破線が電流指令値I1 *、実線が実電流ISを示す。制
御遅れによって実電流ISは指令値IS *より位相角φだけ
遅れてしまう。故に実電流ISは電源電圧VSと同相にはな
らず、入力力率も遅れとなり、その分電源から遅れ無効
電力をとり電源系統の設備容量を増大させることにな
る。
で、破線が電流指令値I1 *、実線が実電流ISを示す。制
御遅れによって実電流ISは指令値IS *より位相角φだけ
遅れてしまう。故に実電流ISは電源電圧VSと同相にはな
らず、入力力率も遅れとなり、その分電源から遅れ無効
電力をとり電源系統の設備容量を増大させることにな
る。
［発明の目的］ 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、電流制
御の位相遅れ分を補償し、上記電源電流ISをその指令値
IS *に忠実に追従するように制御した電力変換装置を提
供することを目的とする。
御の位相遅れ分を補償し、上記電源電流ISをその指令値
IS *に忠実に追従するように制御した電力変換装置を提
供することを目的とする。
［発明の概要］ 本発明は上記目的を達成するために、交流電源と、該交
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変
調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コンバータ
の直流側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデンサ
の直流電圧を検知して基準電圧に応じた値に制御する直
流電圧制御回路と、当該直流制御回路の出力信号に応じ
て前記交流電源から供給する電流を制御する入力電流制
御回路と、前記交流電源の電圧と前記交流リアクトルの
電圧降下分の補償信号を出力する補償回路と、前記入力
電流制御回路の出力信号に前記補償信号を加えて前記パ
ルス幅変調制御コンバータの制御入力信号を得る加算器
を備え、入力電流制御の位相遅れ分を補償し、上記電源
からの供給電流ISをその指令値IS *に忠実に追従するよ
うに制御した電力変換装置である。
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変
調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コンバータ
の直流側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデンサ
の直流電圧を検知して基準電圧に応じた値に制御する直
流電圧制御回路と、当該直流制御回路の出力信号に応じ
て前記交流電源から供給する電流を制御する入力電流制
御回路と、前記交流電源の電圧と前記交流リアクトルの
電圧降下分の補償信号を出力する補償回路と、前記入力
電流制御回路の出力信号に前記補償信号を加えて前記パ
ルス幅変調制御コンバータの制御入力信号を得る加算器
を備え、入力電流制御の位相遅れ分を補償し、上記電源
からの供給電流ISをその指令値IS *に忠実に追従するよ
うに制御した電力変換装置である。
［発明の実施例］ 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す主回路構
成図である。
成図である。
図中、SUPは交流電流、LSは交流リアクトル、CONVはパ
ルス幅変調制御コンバータ、Cdは直流平滑コンデンサ、
LOADは負荷装置である。
ルス幅変調制御コンバータ、Cdは直流平滑コンデンサ、
LOADは負荷装置である。
また、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す
構成図である。
構成図である。
図中、C1、C2は比較器、GV,GIは制御補償回路、A1〜A3は
加算器、ML1,ML2は乗算器、OA1〜OA4は演算増幅器、S/C
はサイン／コサイン変換器、PWMはパルス幅変調制御回
路である。
加算器、ML1,ML2は乗算器、OA1〜OA4は演算増幅器、S/C
はサイン／コサイン変換器、PWMはパルス幅変調制御回
路である。
変換器等によって電源電圧VSを検出し、演算増幅器OA2
によって（1/Vm）倍することにより電源電圧に同期した
単位正弦波sinωｔが得られる。
によって（1/Vm）倍することにより電源電圧に同期した
単位正弦波sinωｔが得られる。
直流電圧検出値Vdと、その指令値Vd*を比較器C1に入力
し、その偏差ωV＝Vd*−Vdを求める。当該偏差ωVは次
の電圧制御補償回路GVに入力され、比例増幅あるいは積
分増幅されて、入力電流指令値IS *の波高値ΔImとな
る。
し、その偏差ωV＝Vd*−Vdを求める。当該偏差ωVは次
の電圧制御補償回路GVに入力され、比例増幅あるいは積
分増幅されて、入力電流指令値IS *の波高値ΔImとな
る。
なお、負荷電流ILの急変によって直流電圧Vdが大きく変
動するのを防ぐため、負荷電流IL相当分Imoを上記入力
電流指令値の波高値ΔImに加えている。演算増幅器OA1
及び加算器A1がそのために使われている。
動するのを防ぐため、負荷電流IL相当分Imoを上記入力
電流指令値の波高値ΔImに加えている。演算増幅器OA1
及び加算器A1がそのために使われている。
すなわち加算器A1の出力Im＝Imo＋ΔImが実際の入力電
流指令値の波高値となる。
流指令値の波高値となる。
乗算器ML1は、前記単位正弦波sinωｔと上記波高値信号
Imを掛け合せるもので、電源から供給される入力電流Is
の指令値Is *＝Im・sinωｔを作る。
Imを掛け合せるもので、電源から供給される入力電流Is
の指令値Is *＝Im・sinωｔを作る。
また、入力電流ＩSは変流器CTSによって検出され、比較
器C2によって上記指令値IS *と比較される。当該偏差εI
＝IS *−ISは次の電流制御補償回路GIに入力され、反転
増幅（ここでは説明を簡単にするため、G1は比例要素の
みとする）されてパルス幅変調制御回路PWMの入力信号e
iの１つとなる。パルス幅変調制御回路PWMは公知のもの
で、例えば、1kHzの三角波（搬送波）と上記入力信号ei
を比較しコンバータCONVを構成する素子のオン，オフ信
号を作る。コンバータCONVの交流側出力電圧VCは上記入
力信号eiに比例した電圧を発生する。
器C2によって上記指令値IS *と比較される。当該偏差εI
＝IS *−ISは次の電流制御補償回路GIに入力され、反転
増幅（ここでは説明を簡単にするため、G1は比例要素の
みとする）されてパルス幅変調制御回路PWMの入力信号e
iの１つとなる。パルス幅変調制御回路PWMは公知のもの
で、例えば、1kHzの三角波（搬送波）と上記入力信号ei
を比較しコンバータCONVを構成する素子のオン，オフ信
号を作る。コンバータCONVの交流側出力電圧VCは上記入
力信号eiに比例した電圧を発生する。
VCＥ≒KC・ei ：KCは比例定数 一方、電源電圧VSに同期した単位正弦波sinωｔはサイ
ン／コサイン変換器S/Cによって単位余弦波cosωｔに変
換される。
ン／コサイン変換器S/Cによって単位余弦波cosωｔに変
換される。
乗算器ML2は上記単位余弦波cosωｔと前記入力電流高値
Imを乗ずるもので、演算増幅器OA4を介して、次式で示
される補償信号VL′を作る。
Imを乗ずるもので、演算増幅器OA4を介して、次式で示
される補償信号VL′を作る。
VL′＝−Im×（ωLS／KC）・cosωｔ ここで、ωは交流電源の角周波数、LSは交流リアクトル
のインダクタンス値、KCはPWMコンバータの変換定数で
ある。
のインダクタンス値、KCはPWMコンバータの変換定数で
ある。
また、単位正弦波sinωｔは演算増幅器OA3を介して電源
電圧補償信号VS′を作っている。
電圧補償信号VS′を作っている。
VS′＝（Vm/KC）・sinωｔ この２つの補償信号Vs′及びVL′は加算器A2及びA3によ
って前記電流制御補償回路GIの出力信号に加算されたパ
ルス幅変調補償回路PWMに、次の入力信号eiを与えてい
る。
って前記電流制御補償回路GIの出力信号に加算されたパ
ルス幅変調補償回路PWMに、次の入力信号eiを与えてい
る。
ei＝−KI・ωI＋VS＋VL′ ただし、−KIは電流制御補償回路の伝達関数である。
直流電圧制御及び入力電流制御の動作は従来装置のとこ
ろで詳しくは説明したので、そちらを参照願いたい。
ろで詳しくは説明したので、そちらを参照願いたい。
また電源電圧分の補償分VS′の作用及びその効果は特願
昭58-151508に詳しく述べられているのでそれを参照願
いたい。すなわち簡単に説明すると、入力電流制御に際
し、電源電圧VSは一種の外乱として作用する。これを打
ち消すためにあらかじめ電源電圧VSを相当分をコンバー
タCONVの交流側電圧VCとして発生させておき、その上で
入力電流ISをその指令値S *に一致させるように制御すれ
ば、上記VSによる影響を取り除くことができるのであ
る。
昭58-151508に詳しく述べられているのでそれを参照願
いたい。すなわち簡単に説明すると、入力電流制御に際
し、電源電圧VSは一種の外乱として作用する。これを打
ち消すためにあらかじめ電源電圧VSを相当分をコンバー
タCONVの交流側電圧VCとして発生させておき、その上で
入力電流ISをその指令値S *に一致させるように制御すれ
ば、上記VSによる影響を取り除くことができるのであ
る。
ここでは、上記電源電圧VS分の補償を行った上で、実電
流ISがその指令値IS *より若干遅れ制御されている場合
の補償法を詳しく説明する。
流ISがその指令値IS *より若干遅れ制御されている場合
の補償法を詳しく説明する。
第３図は入力電流指令値IS *とその実電流ISの波形を表
わしたもので、リップル分は省略して描いている。第４
図はこのときの電源側の電圧電流ベクトル図を表わす。
わしたもので、リップル分は省略して描いている。第４
図はこのときの電源側の電圧電流ベクトル図を表わす。
第４図において、VSは電源電圧、VLは交流リアクトルLS
に印加される電圧、VSはコンバータの交流側出力電圧、
IS *は入力電流指令値、ISは入力電流を各々表わす。
に印加される電圧、VSはコンバータの交流側出力電圧、
IS *は入力電流指令値、ISは入力電流を各々表わす。
コンバータ出力電圧VCは電源電圧VSと交流リアクトル印
加電圧VLのベクトル差で表わされる。
加電圧VLのベクトル差で表わされる。
VC＝VS−VL また、交流リアクトル印加電圧VLは、入力電流ISとは次
の関係がある。
の関係がある。
VL＝ｊωLSIS 電源電圧VS分の補償VSだけを付加した場合、上記交流リ
アクトルLSの印加電圧分VLは電流制御回路から与えられ
る。
アクトルLSの印加電圧分VLは電流制御回路から与えられ
る。
すなわち、電流指令値IS *と実電流ISの偏差εI＝IS *−I
Sを増幅しPWM制御回路に入力してVLに相当分をコンバー
タから発生させているもので、 VL≒KC・KI・εI となる。KCはコンバータの変換定数とする。
Sを増幅しPWM制御回路に入力してVLに相当分をコンバー
タから発生させているもので、 VL≒KC・KI・εI となる。KCはコンバータの変換定数とする。
故にVLを発生させるために偏差εI＝ΔISが必要とな
り、その結果入力電流ISはその指令値に対して常に位相
角φだけ遅れてしまうのである。
り、その結果入力電流ISはその指令値に対して常に位相
角φだけ遅れてしまうのである。
本発明はPWMコンバータの出力電圧VCとしてあらかじめ
電源電圧VS分と交流リアクトル印加電圧VL分をフィード
フォワード的に発生させるようにしたもので、上記VL分
を発生させルための電流偏差εI＝ΔISを不要にしたも
のである。
電源電圧VS分と交流リアクトル印加電圧VL分をフィード
フォワード的に発生させるようにしたもので、上記VL分
を発生させルための電流偏差εI＝ΔISを不要にしたも
のである。
第２図においてPWM制御回路の入力信号eiは前に述べた
ように ei＝−KI・εI＋VS′＋VL′ となっている。
ように ei＝−KI・εI＋VS′＋VL′ となっている。
VS′＝（Vm/KC）・sinωｔは電源電圧VS相当分をコンバ
ータから発生させVL′＝−（ωLS／KC）・Im×cosωｔ
は交流リアクトル印加電圧VL相当分をコンバータから発
生させる。
ータから発生させVL′＝−（ωLS／KC）・Im×cosωｔ
は交流リアクトル印加電圧VL相当分をコンバータから発
生させる。
従つて、電流制御回路からの出力信号−KI・εIの中に
はVLを発生させる要素は必要でなくなる。すなわち定常
的（入力電流指令値LS *の波高値Imか一定のとき）には
偏差εI＝０となり、指令値IS *に対する実電流ISの位相
差φは零となる。また波高値Imが変化し指令値IS *に対
して実電流ISが異なった値になった場合にはεI≠０と
なりフィートバック制御によりIS＝IS *に制御されるの
は従来と同じである。
はVLを発生させる要素は必要でなくなる。すなわち定常
的（入力電流指令値LS *の波高値Imか一定のとき）には
偏差εI＝０となり、指令値IS *に対する実電流ISの位相
差φは零となる。また波高値Imが変化し指令値IS *に対
して実電流ISが異なった値になった場合にはεI≠０と
なりフィートバック制御によりIS＝IS *に制御されるの
は従来と同じである。
以上は単相電源について説明したが３相あるいは多相電
源の場合でも同様に適用できる。特に多相電源の場合に
は単位正弦波（１相分）sinωｔに対して単位余弦波
（１相分）cosωｔを作ることは容易であることは言う
までもない。
源の場合でも同様に適用できる。特に多相電源の場合に
は単位正弦波（１相分）sinωｔに対して単位余弦波
（１相分）cosωｔを作ることは容易であることは言う
までもない。
［発明の効果］ 以上のように本発明の電力変換装置によれば、電流制御
回路からの出力信号の中に交流リアクトル印加電力を含
まなくて済むようになり、電流指令値IS *に対して実電
流ISの位相遅れはなくなる。すなわち平滑コンデンサCd
の直流電圧Vdがその指令値Vd*に一致するように上記入
力電流指令値IS *を電源電圧VSに同期した正弦波電流と
して与えた場合、実際の入力電流ISもその指令値IS *に
忠実に追従して制御され位相遅れのない制御が可能にな
る。従つて電力変換装置の入力力率を1.0に保ち、しか
も入力電流高調波を小さくするという所期の目的が達成
される。
回路からの出力信号の中に交流リアクトル印加電力を含
まなくて済むようになり、電流指令値IS *に対して実電
流ISの位相遅れはなくなる。すなわち平滑コンデンサCd
の直流電圧Vdがその指令値Vd*に一致するように上記入
力電流指令値IS *を電源電圧VSに同期した正弦波電流と
して与えた場合、実際の入力電流ISもその指令値IS *に
忠実に追従して制御され位相遅れのない制御が可能にな
る。従つて電力変換装置の入力力率を1.0に保ち、しか
も入力電流高調波を小さくするという所期の目的が達成
される。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す主回路構
成図、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す
構成図、第３図は従来および本発明装置の動作を説明す
るための電流波形図、第４図は本発明装置の動作を説明
するための電圧電流ベクトル図、第５図は従来の電力変
換装置の構成図である。 SUP……交流電源、LS……交流リアクトル、CONV……PWM
コンバータ、Cd……平滑コンデンサ、LOAD……負荷装
置、C1,C3……比較器、GV,GI……制御補償回路、A1〜A3
……加算器、ML1,ML2……乗算器、KL,KS……演算増幅
器、PWM……パルス幅変調制御回路、S/C……サイン／コ
サイン変換器。
成図、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を示す
構成図、第３図は従来および本発明装置の動作を説明す
るための電流波形図、第４図は本発明装置の動作を説明
するための電圧電流ベクトル図、第５図は従来の電力変
換装置の構成図である。 SUP……交流電源、LS……交流リアクトル、CONV……PWM
コンバータ、Cd……平滑コンデンサ、LOAD……負荷装
置、C1,C3……比較器、GV,GI……制御補償回路、A1〜A3
……加算器、ML1,ML2……乗算器、KL,KS……演算増幅
器、PWM……パルス幅変調制御回路、S/C……サイン／コ
サイン変換器。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源と、該交流電源に交流リアクトル
を介して接続されたパルス幅変調制御コンバータと、こ
のパルス幅変調制御コンバータの直流側に接続された平
滑コンデンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負
荷装置と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検知して基
準電圧に応じた値に制御する直流電圧制御回路と、当該
直流電圧制御回路の出力信号に応じて前記交流電源から
供給する電流を制御する入力電流制御回路と、前記交流
電源の電圧分と前記交流リアクトルの電圧降下分の補償
信号を出力する補償回路と、前記入力電流制御回路の出
力信号に前記補償信号を加えて前記パルス幅変調制御コ
ンバータの制御入力信号を得る加算回路を備えたことを
特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216651A JPH0748951B2 (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216651A JPH0748951B2 (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277867A JPS6277867A (ja) | 1987-04-10 |
| JPH0748951B2 true JPH0748951B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16691788
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60216651A Expired - Lifetime JPH0748951B2 (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748951B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6485597A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-30 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller |
| JPH0783600B2 (ja) * | 1987-11-20 | 1995-09-06 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置の制御回路 |
| JPH0834689B2 (ja) * | 1987-12-28 | 1996-03-29 | 株式会社東芝 | 電力変換装置の制御装置 |
| KR101234951B1 (ko) | 2008-07-31 | 2013-02-19 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 교류 전기차의 제어장치 |
| JP6340552B2 (ja) * | 2014-10-08 | 2018-06-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 直流電源装置 |
| DE102018133641A1 (de) * | 2018-12-27 | 2020-07-02 | Sma Solar Technology Ag | Elektrolysevorrichtung mit einem umrichter und verfahren zur bereitstellung von momentanreserveleistung für ein wechselspannungsnetz |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
| JPS6046773A (ja) * | 1983-08-22 | 1985-03-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP60216651A patent/JPH0748951B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6277867A (ja) | 1987-04-10 |
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