JPH06189525A - 過電流保護回路付ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 過電流保護機能及び変換効率を向上させ、か
つ実装時の小型化を図る。 【構成】 通常動作時は、変換部ＣＶのパルス幅変調回
路４の制御によりスイッチングトランジスタ３がオンす
ると、トランジスタ１０がオンする。トランジスタ３が
オフすると、トランジスタ１０はオフとなり、オン時に
充電されたコンデンサ１３が、インダクタンス１の逆起
電力により逆充電される。これによりコンデンサ１３が
満充電されることがなく、トランジスタ１０のベース電
流を間欠的に流すことができる。負荷８の短絡等により
出力端子ｃ−ｄ間の電圧が低下すると、インダクタンス
１によるコンデンサ１３への逆充電が減少し、従ってト
ランジスタ１０のベース電流によりコンデンサ１３が満
充電となってベース電流を遮断する。よってトランジス
タ３のオンオフに関係無くトランジスタ１０がオフとな
り変換部への電源供給を遮断して過電流から変換部を保
護する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、過電流保護回路を具備
したＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】図２には、従来例の過電流保護回路を具
備したＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。図にお
いて、ＣＶは周知の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換
部であり、インダクタンス１、ダイオード２、スイッチ
ングトランジスタ３、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）４、
出力電圧検出抵抗５及び６、出力平滑用コンデンサ７で
構成されている。出力端子ｃ−ｄ間には負荷８が接続さ
れている。入力端子ａ−ｂ間には直流電源９が接続さ
れ、該直流電源と変換部ＣＶとの間には過電流保護回路
が挿入されている。この過電流保護回路は、正極ライン
に挿入された電流検出抵抗２０、該抵抗２０の一端と負
極ラインとの間、即ち入力端子ａ−ｂ間に接続された一
対の分圧抵抗２１及び２２、抵抗２０の他端と負極ライ
ンとの間に接続された一対の分圧抵抗２３及び２４、ト
ランジスタ２５、該トランジスタ２５のオンオフを制御
する過電流制御回路（ＳＷ）２６で構成されている。過
電流制御回路２６は、電圧比較回路で構成されており、
その反転入力端子に抵抗２１及び２２の接続点が、非反
転入力端子に抵抗２３及び２４の接続点が、それぞれ接
続されている。

【０００３】上記構成の従来例の動作について簡単に説
明する。

【０００４】通常の動作においては、電源電圧を抵抗２
１及び２２によって分圧した電圧（制御回路２６の反転
入力）よりも、電源電圧を電流検出抵抗２０で電圧降下
して更に抵抗２３及び２４により分圧した電圧（制御回
路２６の非反転入力）の方が高く設定されている。これ
により、トランジスタ２５のベース電流が制御回路２６
に流し込まれてトランジスタ２５はオン状態に設定され
ており、直流電源９からの電流を変換部ＣＶに供給して
いる。

【０００５】変換部ＣＶにおいては、パルス幅変調回路
４の制御によりスイッチングトランジスタ３のオンオフ
が制御され、トランジスタ３がオンの時にインダクタン
ス１に蓄積されたエネルギーは、トランジスタ３がオフ
になるとダイオード２を介してコンデンサ７及び負荷８
に供給される。この時、出力電圧は抵抗５及び６によっ
て分圧され、その分圧比に基づく検出電圧がパルス幅変
調回路４に供給される。該回路４は、供給された検出電
圧に対応した時間比率のパルス出力を供給し、それによ
りトランジスタ３がオンオフ制御されて、出力電圧を一
定に保持するよう制御される。

【０００６】一方、電流検出抵抗２０に過電流が流れる
と、該抵抗２０による電圧降下が大きくなるので、抵抗
２３及び２４の接続点の電圧が、抵抗２１及び２２の接
続点の電圧よりも低くなる。これにより制御回路２６
は、トランジスタ２５のベース電流を流し込むことがで
きなくなるので、トランジスタ２５はターンオフして変
換部ＣＶへの電源供給を停止し、過電流から変換部ＣＶ
を保護している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来例の過電
流保護回路では、（ａ）入力電流検出抵抗２１を備えて
いるために電力損失が大きく、したがって変換効率が悪
くなり、また、（ｂ）過電流制御回路２６を備えている
ため、部品実装時の占有面積が大きくなり、したがって
小型化が困難となり、更には、（ｃ）過電流状態となっ
てから変換部ＣＶへの電源供給が停止するまでの時間が
長く、したがって変換部ＣＶの電気的ストレスが大き
い、という問題点があった。

【０００８】本発明は、このような問題点を解決して、
変換効率及び安全性が向上し、しかも小型化可能な過電
流保護回路付ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することであ
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の過電流保護回路付ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源の一方の端子が接続される第１の入力端子
と負荷の一方の端子が接続される第１の出力端子との間
に、インダクタンスとダイオードが直列に接続され、該
インダクタンスとダイオードとの接続点と直流電源の他
方の端子が接続される第２の入力端子との間に、出力端
子の出力電圧に応じた時比率でオンオフ制御される第１
のスイッチング手段が接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ
において、（ａ）第１の入力端子とインダクタンスとの
間に接続された第２のスイッチング手段と、（ｂ）第２
のスイッチング手段の制御端子に接続されたコンデンサ
及び抵抗の直列接続からなる時定数回路であって、第１
のスイッチング手段のオン時に、第２のスイッチング手
段の制御電流で充電される時定数回路と、（ｃ）第１の
スイッチング手段のオフ時に、時定数回路をインダクタ
ンスの逆起電力で逆充電させるための逆充電電流路とか
らなる過電流保護回路を具備している。そして、過電流
時に出力電圧が低下すると、時定数回路の逆充電が停止
されることにより時定数回路が満充電されて第２のスイ
ッチング手段の制御電流が時定数回路を介して流れなく
なり、それにより第２のスイッチング手段をオフ状態に
保持して変換部への電力供給を停止して過電流保護を実
行することを特徴としている。

【００１０】

【実施例】図１は、本発明の一実施例の過電流保護回路
付ＤＣ−ＤＣコンバータを示している。先に説明した図
２における構成要素と同様な構成要素は、同一の参照符
号を付けており、明らかなように変換部ＣＶは従来例と
同一の構成である。直流電源９と変換部ＣＶとの間に挿
入された過電流保護回路は、正極ラインにエミッタ-コ
レクタが介装されたトランジスタ１０、該トランジスタ
のベース-エミッタ間に逆方向接続されたダイオード１
１、トランジスタ１０のコレクタと負極ライン間に接続
されたダイオード１２、トランジスタ１０のベースに接
続されたコンデンサ１３、該コンデンサ１３の一端（ト
ランジスタ１０のベースとの接続端と反対側）と変換部
ＣＶのトランジスタ３のコレクタに接続された電流制限
抵抗１４を含んでいる。

【００１１】直流電源９が投入され、パルス幅変調回路
４が動作してトランジスタ３がオンオフ動作を行うと、
トランジスタ１０のベース電流は、トランジスタ３のオ
ン時にコンデンサ１３、抵抗１４を介してトランジスタ
３のコレクタ-エミッタに流れる。即ち、通常動作にお
いては、トランジスタ１０のベース電流は、コンデンサ
１３、抵抗１４、トランジスタ３を介して流れ、トラン
ジスタ１０はトランジスタ３のオン時にオンとなり、ト
ランジスタ３のオフ時にオフとなり、直流電源９を変換
部ＣＶに供給する。

【００１２】通常動作時に、パルス幅変調回路４の制御
によりトランジスタ３がターンオフされると、トランジ
スタ３のオン時にインダクタンス１に蓄積されたエネル
ギーは、ダイオード２及び１２を介してコンデンサ７及
び負荷８に供給される。それと共に、該インダクタンス
１には、抵抗１４、コンデンサ１３、ダイオード１１、
直流電源９、ダイオード１２を経てインダクタンス１に
戻る還流回路が接続されることになり、これによりコン
デンサ１３は、トランジスタ３がオン動作中の場合と逆
の方向に電圧が加わるため、抵抗１４を介して逆充電
（放電）されることになる。

【００１３】なお、直流電源９の電圧よりもインダクタ
ンス１による逆起電力が大きいため、トランジスタ３の
オン時のコンデンサ１３の充電量よりもオフ時の逆充電
量の方が大きく、従ってコンデンサ１３は満充電される
ことなく、トランジスタ３のオン時にトランジスタ１０
のベース電流を流すことができる。このような動作が、
トランジスタのオンオフ動作に連れて繰り返し行われ
る。

【００１４】次に、負荷８の短絡等により過電流が負荷
８に流れた場合、パルス幅変調回路４はオンオフの最大
時比率までパルス出力を変化させて、変換部ＣＶの出力
を安定化しようとするが、それ以上に過電流が流れた場
合は、出力端子ｃ−ｄ間の電圧が低下し、その値が入力
端子ａ−ｂ間の電圧程度まで低下し、コンデンサ１３の
放電量も低下する。すると、トランジスタ３がオフ時に
おけるコンデンサ１３の放電量よりも、トランジスタ３
がオン時における充電量の方が多くなる。これは、コン
デンサ１３の放電はインダクタンス１の逆起電力を電源
９に対して行うため、出力端子ｃ−ｄ間の電圧が入力端
子ａ−ｂ間の電圧程度まで低下していくと、放電量も低
下していくからである。例えば、入力端子ａ−ｂ間の電
圧と出力端子ｃ−ｄ間の電圧とが同じになった場合の放
電量（コンデンサ１３と抵抗１４の直列回路間の電圧）
は、出力電圧（Ｖ_in＝Ｖ_out）＋ダイオード２の電圧降
下Ｖ_F（０．５Ｖ）−ダイオード１１の電圧降下Ｖ
_E（０．５Ｖ）−入力電圧Ｖ_in＝０となり、コンデンサ
１３は放電しない。これによりトランジスタ１０のベー
ス電流が減少して流れにくくなる。そしてコンデンサ１
３は満充電となり、トランジスタ１０のベース電流は全
く流れなくなり、該トランジスタ１０はターンオフす
る。このため、変換部ＣＶへの電源供給が停止され、過
電流状態の出力から変換部ＣＶを保護できる。

【００１５】図１に示した本発明の実施例と図２に示し
た従来例とを、端子ａ−ｂ間の入力電圧を５Ｖ、端子ｃ
−ｄ間の出力電圧を１５Ｖ、出力電流（負荷電流）を
０．５Ａとして、実際に動作させて比較した結果は、以
下の通りであった。

【００１６】変換効率｛（出力電圧×出力電流）／（入
力電圧×入力電流）｝については、本発明が７９％であ
り、従来例が７４％であり、変換効率が向上した。また
負荷に過電流を流した場合のトランジスタ１０、２５が
ターンオフするまでの時間は、本発明が１００μ秒であ
り、従来例が２０ｍ秒であり、過電流状態になってから
電源が遮断されるまでの時間が短縮された。更に部品実
装における占有面積については、本発明が従来例の８０
％程度で実装が可能となり、小型化を図ることができ
た。

【００１７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は従来例で
必要としていた入力電流検出抵抗を備える必要がないた
め、電力損失が損なわれずに変換効率が向上し、また、
過電流制御回路を備える必要がないため、部品実装時の
占有面積が従来例と比較して小型化ができ、更には、過
電流状態となってから変換部ＣＶへの電源供給が停止す
るまでの時間が短くなるので、変換部ＣＶの電気的スト
レスが余りかからない、という作用効果を奏することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の過電流保護回路付ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図。

【図２】従来例の過電流保護回路付ＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路図。

【符号の説明】

１ インダクタンス ２、１１、１２ ダイオード ３ スイッチングトランジスタ ４ パルス幅変調回路 １０ トランジスタ ＣＶ 変換部

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の一方の端子が接続される第１
   の入力端子と負荷の一方の端子が接続される第１の出力
   端子との間に、インダクタンスとダイオードが直列に接
   続され、該インダクタンスと該ダイオードとの接続点と
   直流電源の他方の端子が接続される第２の入力端子との
   間に、出力端子の出力電圧に応じた時比率でオンオフ制
   御される第１のスイッチング手段が接続されたＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータにおいて、 第１の入力端子と前記インダクタンスとの間に接続され
   た第２のスイッチング手段と、 第２のスイッチング手段の制御端子に接続されたコンデ
   ンサ及び抵抗の直列接続からなる時定数回路であって、
   第１のスイッチング手段のオン時に、第２のスイッチン
   グ手段の制御電流で充電される時定数回路と、 第１のスイッチング手段のオフ時に、時定数回路を前記
   インダクタンスの逆起電力で逆充電させるための逆充電
   電流路とからなる過電流保護回路を具備し、過電流時に
   出力電圧が低下すると、時定数回路の逆充電が停止され
   る事により時定数回路が満充電されて第２のスイッチン
   グ手段の制御電流が時定数回路を介して流れなくなり、
   それにより第２のスイッチング手段をオフ状態に保持し
   て電力供給を停止するよう構成されていることを特徴と
   する過電流保護回路付ＤＣ−ＤＣコンバータ。