JPH06196280A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 電球等を駆動するインバータ回路において、
スイッチング素子２の出力を積分回路５で積分した値に
基づいてトランジスタＴＲ₂ で過電流が検出された時点
より、タイマー部９で設定される一定期間、ＲＳフリッ
プフロップからスイッチング駆動回路３に対してパルス
信号停止制御信号Ｄを出力するよう構成し、負荷に流れ
る過電流を制限する。 【効果】 サーミスタ使用時の欠点となる短いインター
バルの再始動においても過電流を制限することが可能と
なる。また、ＳＣＲ位相制御方式の調光装置を接続して
も調光制御が不能となるような不適合は生じない。更
に、外来サージの入力時や出力端子の短絡時においても
電流の制限動作が行われて回路を保護することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は例えば、電球等を駆動す
るインバータ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えばハロゲンランプや白熱電球等の電
球においては、これが低温状態である時には低インピー
ダンス特性を有する。このような状態の電球を始動させ
るいわゆるコールドスタート時には、電球に対して過大
な突入電流が流れることとなる。この突入電流は、電球
内のフィラメントに対して大きな負担をかけるため、電
球の寿命は非常に短いものとなる。

【０００３】そこで、過大な突入電流を防ぐために、イ
ンバータ回路に対してサーミスタを設けたり、あるいは
ＳＣＲ位相制御方式を用いたいわゆるソフトスタート回
路を設けることが知られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、サーミスタ
を突入電流の低減に利用した場合には、サーミスタ素子
の熱時定数が大きいことから、電球を再始動する際のイ
ンターバルが短い場合には、サーミスタの抵抗値が低い
ままであり効果を有さなくなってしまう。 また、ＳＣ
Ｒ位相制御方式によるソフトスタート回路を突入電流の
低減に利用した場合であるが、このＳＣＲ位相制御方式
は調光装置として利用されることも多い。このため、イ
ンバータ回路においてＳＣＲ位相制御方式によるソフト
スタート回路を用い、このインバータ回路の外部に更に
ＳＣＲ位相制御方式による調光装置が接続されたような
場合には、インバータ回路が電球に対して適正な電圧を
供給することが困難になることがあり、調光装置の制御
能力が著しく低下する場合があるため、適当でないとい
う問題がある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記した問題を解決する
ため本発明は、交流電源の整流出力が供給され、スイッ
チング駆動回路より出力されるパルス信号に基づいて整
流出力を負荷に供給するスイッチング素子を備えたイン
バータ回路において、このスイッチング素子の出力の積
分値に基づいて過電流を検出する過電流検出手段と、ス
イッチング駆動回路に対してパルス信号出力を停止させ
るための停止制御信号を出力することができる制御信号
出力手段とを有し、この制御信号出力手段は、停止制御
信号を過電流検出手段で過電流が検出された時点から所
定期間スイッチング駆動回路に対して供給することによ
り、負荷に供給される電流量を制限することができるよ
う構成した。

【０００６】

【作用】スイッチング電流を積分し、これに基づき過電
流検出部が過電流を検出した時点から、スイッチング駆
動回路のパルス信号出力が所定期間停止されるよう構成
することにより、スイッチング駆動回路から出力される
パルス信号の出力タイミングは所定時間ごとに変更さ
れ、パルス信号幅も過電流に応じて変化する。 このよ
うにして生成されたパルス信号出力に応じてスイッチン
グ素子のオン／オフ動作が行われることにより、例え
ば、始動時の過大な突入電流を制限することとなる。

【０００７】

【実施例】図１は本発明の一実施例としてのインバータ
回路を示すブロック回路図であり、この図を用いて本実
施例の概要を説明する。図に示すＡはインバータ回路外
部の交流電源、Ｉはインバータ回路の電源入力端子、Ｏ
は出力端子で例えば電球等の負荷が接続される。１は例
えばダイオード素子等により構成される整流回路で、電
源入力端子Ｉより入力された交流電源について全波整流
を行う。２はスイッチング素子で、スイッチング駆動回
路３より出力されるパルス信号Ｃによりスイッチング動
作が行われる。このスイッチング駆動回路３は、後述す
るパルス出力制御信号ＤがＨレベルとされる場合にはパ
ルス信号の出力を停止するよう構成される。４は、例え
ばトランス等により構成され、スイッチング素子２より
出力された負荷への供給電源についてインピーダンス変
換を行うインピーダンス変換部で、このインピーダンス
変換部４の出力は出力端子Ｏに供給される。

【０００８】そして、５はスイッチング素子２より出力
された電流値を電圧値に変換する電流電圧変換部、６は
電流電圧変換部５より出力された電圧値について積分を
行う積分回路、７は積分回路６にて生成された信号から
負荷に流れる過電流を検出する過電流検出部、８は過電
流検出部にて検出された情報に基づき、スイッチング駆
動回路３のパルス信号Ｃの出力を停止させるためのパル
ス出力制御信号Ｄを、スイッチング駆動回路３に対して
出力することができる制御信号出力部、９は制御信号出
力部８より出力されるパルス出力制御信号Ｄの出力時
間、つまりスイッチング駆動回路３におけるパルス信号
Ｃの出力停止時間をコントロールするタイマー部であ
り、後述するようにパルス出力制御信号Ｄが立ち上がる
時点で起動し、所定のタイマー時間を経過する時点でパ
ルス出力制御信号Ｄの出力を解除する。

【０００９】本実施例においては、以上のように整流回
路１、スイッチング素子２、スイッチング駆動回路３及
びインピーダンス変換部４からなるインバータ回路の基
本構成部分に対し、電流電圧変換部５、積分回路６、過
電流検出部７、制御信号出力部８及びタイマー部９を設
ける。これらの動作により、次に説明するように過電流
に応じてスイッチング駆動回路３のパルス信号Ｃの出力
を制御し、負荷に流れる過電流を制限するものである。

【００１０】以下、図２〜図４を参照して過電流の制限
動作について説明する。図２は本実施例のインバータ回
路を示す回路図である。なお、図２に示す破線部は、図
１のブロック部に相当する回路部分を示し、対応する部
分は破線で示し同一符号を付してある。つまり、図に示
すトランジスタＴＲ₁ は図１のスイッチング素子２に、
トランスＴＳはインピーダンス変換部４に、抵抗Ｒ₁ は
電流電圧変換部５に、抵抗Ｒ₂及びコンデンサＣ₁ は積
分回路６に、トランジスタＴＲ₂ 及び抵抗Ｒ₄ は過電流
検出部７に、ＲＳフリップフロップ（ＲＳ Ｆ／Ｆ）及
び抵抗Ｒ₅ は制御信号出力部８に、シュミットトリガＳ
Ｔ、抵抗Ｒ₃ 、コンデンサＣ₂ 及びダイオードＤ₁ はタ
イマー部９にそれぞれ相当する。このタイマー部９にお
けるタイマー時間は、抵抗Ｒ₃ 、コンデンサＣ₂ による
時定数及びシュミットトリガＳＴのトリガレベルによっ
て一定値に設定されるものである。

【００１１】また、Ｂは補助電源が供給される補助電源
端子、ＥはＲＳフリップフロップのＱ端子より出力され
る信号（パルス出力制御信号Ｄ）の出力端子を示す。

【００１２】電源入力端子Ｉより入力された交流電源
は、整流回路１にて全波整流されトランスＴＳの１次側
に供給される。トランジスタＴＲ₁ のコレクタはトラン
スＴＳの１次側の他端に接続されており、スイッチング
駆動回路３が出力するパルス信号Ｃによりスイッチング
動作を行っている。このため、整流回路１より出力され
た整流電源はこのスイッチング動作にしたがってトラン
スＴＳの１次側に供給されインピーダンス変換された
後、２次側の出力端子Ｏで出力として取り出されるもの
である。

【００１３】このトランジスタＴＲ₁ は前述のようにス
イッチング駆動回路３によりスイッチングが行われてい
るが、トランジスタＴＲ₁ がオンの状態となった場合
は、エミッタ電流が、図２に示す抵抗Ｒ₁ （電流電圧変
換部５）により電圧値に変換されて取り出される。そし
て、抵抗Ｒ₁ によって取り出された電圧値を、抵抗Ｒ₂
及びコンデンサＣ₁ からなる積分回路６にて積分を行
う。

【００１４】このとき、トランジスタＴＲ₁ のコレク
タ、エミッタ間に過大な電流が流れない状態、つまり、
積分回路６における積分値が所定のスレッショルドレベ
ルを越えない場合には、過電流検出部７においてはトラ
ンジスタＴＲ₂ にバイアス電流が供給されないことから
オフとされる。したがって、トランジスタＴＲ₂ のコレ
クタからは抵抗Ｒ₄ を介してセット反転入力にＨレベル
が入力されている。

【００１５】また、タイマー部９においては、補助電源
端子Ｂから供給された補助電源を抵抗Ｒ₃ 、ダイオード
Ｄ₁ を介して出力するため、シュミットトリガＳＴに対
してはＬレベルを出力する。したがって、シュミットト
リガＳＴのインバータを介して、ＲＳフリップフロップ
のリセット反転入力に対してはＨレベルが出力されてい
る。なお、この状態においてはタイマー部９は起動して
いない。

【００１６】したがって、過大電流が生じていない場合
においては、ＲＳフリップフロップのセット反転入力及
びリセット反転入力の入力が共にＨレベルとされるた
め、出力端子Ｑにおいては前値状態（この場合はＬレベ
ルとされる）を維持している。従って、出力端子Ｅを介
してスイッチング駆動回路３に対して、Ｌレベルのパル
ス出力制御信号Ｄが入力されるため、スイッチング駆動
回路３は通常のタイミングでパルス信号Ｃを出力する。

【００１７】ところが、トランジスタＴＲ₁ がオン状態
である場合において、トランジスタＴＲ₁ のコレクタ、
エミッタ間に過大な電流が流れ、積分回路６における積
分波形がトランジスタＴＲ₂ をオンとする所定のスレッ
ショルドレベルを越えると、トランジスタＴＲ₂ のベー
スにバイアス電流が供給されオンとなる。これにより、
ＴＲ₂ のコレクタ電圧はエミッタを介してアースレベル
となるので、ＲＳフリップフロップのセット反転入力に
Ｌレベルが入力される。このときＲＳフリップフロップ
のリセット反転入力にはＨレベルが入力された状態であ
るので、ＲＳフリップフロップがセットされることとな
り、出力端子Ｑよりスイッチング駆動回路３に対してＨ
レベルのパルス出力制御信号Ｄが出力される。

【００１８】これにより、スイッチング駆動回路３はパ
ルス信号Ｃの出力を停止し、トランジスタＴＲ₁ がオフ
状態とされるので出力端子Ｏへの出力が停止する。

【００１９】このトランジスタＴＲ₁ がオフ状態とされ
たために、積分回路６のコンデンサＣ₁ が放電を開始
し、積分値がスレッショルドレベル以下となるので、ト
ランジスタＴＲ₂ もオフ状態となり、ＲＳフリップフロ
ップのセット反転入力にＨレベルが入力される。このと
き、ＲＳフリップフロップのリセット反転入力にはＨレ
ベルが入力されているので、出力端子ＱからはＨレベル
の信号が出力される状態が維持される。

【００２０】一方、タイマー部９においては、出力端子
ＱよりＨレベルのパルス出力制御信号Ｄが出力された時
点においてダイオードＤ₁ に逆バイアスがかかる状態と
なり、ダイオードＤ₁ は導通不可となる。このため、補
助電源入力端子Ｂより供給される補助電源は抵抗Ｒ₃ を
介してコンデンサＣ₂ に充電されていく、つまり、タイ
マー部９が起動した状態となる。

【００２１】そして、コンデンサＣ₂ における充電電圧
がシュミットトリガＳＴのトリガレベルに達した時点、
つまり、タイマー時間を経過した時点で、シュミットト
リガＳＴのインバータを介して、ＲＳフリップフロップ
のリセット反転入力のＬレベルが出力される。これによ
り、ＲＳフリップフロップがリセットされて出力Ｑから
はＬレベルのパルス出力制御信号Ｄが出力される。これ
により、スイッチング駆動回路３はパルス信号Ｃの出力
を再開する。シュミットトリガＳＴよりインバータを介
してＬレベルが出力されると、コンデンサＣ₂ における
充電電圧は、直ちにシュミットトリガＳＴのトリガレベ
ル以下となるため、ＲＳフリップフロップのリセット反
転入力には再びＨレベルが入力されることとなる。

【００２２】このように、トランジスタＴＲ₂ にて過電
流を検出した時点で、タイマー部９で設定されたタイマ
ー時間長においてパルス信号Ｃの出力が停止され、トラ
ンジスタＴＲ₁ がオフ状態とされるために電源出力が停
止する。この一連の動作を過電流が生じた期間行うこと
で電流制限を行うこととなる。

【００２３】上記した電流制限動作を、図３（ａ）〜
（ｇ）のタイムチャートに示す。図３（ａ）はスイッチ
ング駆動回路３よりトランジスタＴＲ₁ に対して入力さ
れるパルス信号Ｃを、図３（ｂ）はトランジスタＴＲ₁
のコレクタ、エミッタ間を介して流れるスイッチング電
流を、図３（ｃ）は積分回路６における出力波形を、図
３（ｄ）はセット反転入力に入力されるレベル、つま
り、トランジスタＴＲ₂ のコレクタ出力を、図３（ｅ）
は出力Ｑのレベル、つまり、パルス出力制御信号Ｄのレ
ベルを、図３（ｆ）はシュミットトリガＳＴに対する入
力レベルを、図３（ｇ）はリセット反転入力に入力され
るレベルを示している。

【００２４】図３（ａ）のＴ₁ 〜Ｔ₂ 期間に示すよう
に、スイッチング駆動回路３よりパルス信号Ｃが出力さ
れると、図３（ｂ）のようにトランジスタＴＲ₁ のコレ
クタ、エミッタ間に電流が流れ、積分回路６において
は、図（ｃ）に示すようにコンデンサＣ₁ の充電動作に
より積分波形が上昇する。また、Ｔ₂ 〜Ｔ₃ 期間に示す
ように、パルス信号Ｃが出力されない期間内においては
トランジスタＴＲ₁ がオフ状態となり、積分回路６にお
いては、コンデンサＣ₁ の放電により積分波形が下降し
ていく。例えば、トランジスタＴＲ₁ に図３（ｂ）に示
す所定のスレッショルドレベルＴＨ以下とされるスイッ
チング電流が供給される状態、つまり、過電流が流れな
い場合には上記の動作が繰り返し行われる。

【００２５】ところが、Ｔ₃ 〜Ｔ₄ 期間において図３
（ｂ）に示すようにスレッショルドレベルＴＨを越える
とされる過電流が流れた場合には、例えば、図３（ｃ）
のようにＴ₄ 時点において積分波形のレベルがトランジ
スタＴＲ₂ をオンとするスレッショルドレベルＴＨを越
える。これによりトランジスタＴＲ₂ がオン状態となる
と、図３（ｄ）に示すようにＲＳフリップフロップのセ
ット反転入力にＬレベルが入力され、これに従いＲＳフ
リップフロップの出力Ｑ（パルス出力制御信号Ｄ）がＨ
レベルとなる。

【００２６】このパルス出力制御信号Ｄがスイッチング
駆動回路３に入力されることにより、図３（ａ）に示す
ようにＴ₄ 時点においてパルス信号Ｃは出力が中断され
る、つまり、トランジスタＴＲ₁ がオフとされる、。こ
のため、図３（ｂ）に示すスイッチング電流もまたＴ₄
時点において出力が停止することとなる。つまり、スイ
ッチング電流がスレッショルドレベルＴＨを越えた場合
には、パルス信号Ｃのパルス幅が通常時のＴ₃ 〜Ｔ₆ 期
間から、積分波形がスレッショルドレベルＴＨを越えた
時点、つまり、Ｔ₃ 〜Ｔ₄ 期間までに制限され、これに
応じてスイッチング電流の幅（時間）が制限されるもの
である。

【００２７】そして前述のように、Ｔ₄ 時点においてＲ
Ｓフリップフロップの出力ＱがＨレベルとなることによ
り、コンデンサＣ₂ の充電動作が開始するため、同じく
Ｔ₄時点から図３（ｆ）に示すシュミットトリガＳＴに
対する入力レベルが上昇を始め、これがタイマー部９の
起動時間となる。

【００２８】ところで、Ｔ₄ 時点では図３（ｂ）に示す
ようにスイッチング電流が停止するため、積分回路６で
はコンデンサＣ₁ が放電動作に移り、例えば、Ｔ₅ 時点
で積分波形がスレッショルドレベルＴＨ以下となる。こ
れにより、Ｔ₅ 時点でトランジスタＴＲ₂ がオフ状態と
され、ＲＳフリップフロップのセット反転入力はＨレベ
ルに戻る。ただし、このときは前述のように、図３
（ｇ）に示すリセット反転入力にはＨレベルが入力され
ているため、出力端子ＱからはＨレベルの出力（パルス
出力制御信号Ｄ）が維持されるものである。

【００２９】このようにして出力端子ＱからＨレベルが
出力されたＴ₄ 時点以降、図３（ｆ）に示すシュミット
トリガＳＴに対する入力レベルが上昇していき、シュミ
ットトリガＳＴのトリガレベルに達したＴ₇ 時点で、シ
ュミットトリガＳＴからインバータを介して、図３
（ｇ）に示すようにリセット反転入力に対しＬレベルが
出力される。これにより、ＲＳフリップフロップはリセ
ットされて出力端子ＱからＬレベルが出力される。つま
り、このＴ₄ 〜Ｔ₇ 期間がタイマー部９のタイマー時間
ＴＭとされ、この期間は、パルス信号Ｃの出力が停止さ
れることとなり、従って図３（ｂ）のスイッチング電流
もＴ₄ 〜Ｔ₇ 期間において停止するものである。

【００３０】そして、このＴ₇ 時点において、出力端子
ＱからＬレベルが出力されることにより、スイッチング
駆動回路３よりパルス信号Ｃの出力が再開され、同時に
スイッチング電流も生じることとなる。

【００３１】そして、このＴ₇ 時点において生じたスイ
ッチング電流が、Ｔ₃ 時点において生じたスイッチング
電流よりも更に過大である場合には、積分回路６におけ
るコンデンサＣ₁ に対する充電が更に急速に行われるこ
ととなる。従って、図３（ｃ）のＴ₇ 時点を起点とする
積分波形はより傾きが大きくなり、Ｔ₃ 〜Ｔ₄ 期間より
も短い期間でスレッショルドレベルＴＨに達する、つま
り、Ｔ₈ 時点でスレッショルドレベルＴＨに達すること
となり、パルス信号Ｃは出力が中断される。このため、
図３（ｂ）に示すスイッチング電流も停止する。つま
り、Ｔ₃ 〜Ｔ₄ 期間とＴ₇ 〜Ｔ₈ 期間におけるパルス信
号Ｃのパルス幅を比較することにより分かるように、ス
イッチング電流が大きくなるに従い、パルス幅は短縮さ
れるものである。

【００３２】そして、図示しないが、このＴ₈ 時点から
タイマー時間ＴＭを経過、つまり、Ｔ₄ 〜Ｔ₆ 期間と同
期間を経過した後、パルス信号Ｃの出力が再開される。

【００３３】図４の波形図は、インバータ回路始動時に
おける電流波形及びパルス信号Ｃの状態を概念的に示し
たものである。

【００３４】図４（ａ）はコールドスタート時における
スイッチング電流のレベルを時間経過と共に示してい
る。始動直後は波形ａに示すように大きな電流が流れ、
時間が経過するに従い波形ｂに示すように電流のレベル
は小さくなっていき、最終的に波形ｃに示すように平常
時の電流レベルとなる。なお、図４（ａ）に示した波形
は、実際にはパルス信号Ｃの出力タイミングに基づくく
し状の波形形状であるが、これを省略し包絡線により示
している。

【００３５】この図４（ａ）に示した波形ａに対して、
本実施例のインバータ回路において電流制限を行った場
合には、例えば、電流及びパルス信号Ｃは、図４（ｂ）
及び図４（ｃ）に示すような波形となる。つまり、図４
（ｂ）の波形ａにおいてスレッショルドレベルＴＨを越
える期間ｄにおいては、例えば、パルス信号Ｃは図４
（ｃ）の期間ｄに示すように、パルス信号の出力が停止
された時点からタイマー部９にて設定されるタイマー時
間ＴＭを経過した後次のパルス信号が立ち上がると共
に、電流レベルが大きくなるに従いパルス信号の幅は短
縮されていく。

【００３６】したがって、スイッチング電流は図４
（ｂ）の期間ｄに示されるように、上記下パルス信号の
出力タイミングに対応して出力されることとなる。即
ち、スイッチング電流の出力が停止された時点からタイ
マー部９にて設定されるタイマー時間ＴＭを経過した後
次のスイッチング電流が出力され、また、電流レベルが
大きくなるにつれて電流が流れる時間も短くなってい
く。更に、本実施例のインバータ回路においては、トラ
ンスＴＳのインダクタンスによりスイッチング電流の立
上がりがなまる特性を有するため、パルス信号Ｃの幅が
制限されることでスイッチング電流のレベルが抑制され
る。このため、図４（ａ）と図４（ｂ）の波形ａを比較
することから分かるように、ピーク値が軽減され、これ
らの結果、積分値で示される電流量が制限される。

【００３７】このように、本実施例のインバータ回路に
おいては、所定レベル以上の過電流が生じた場合には、
スイッチング駆動回路３より出力されるパルス信号Ｃの
パルス幅を制限すると共に、パルス出力タイミングがタ
イマー部９で設定されたタイマー時間ＴＭに基づいて引
き延ばされる。更に、トランスＴＳのインダクタンスの
作用を併せることで過電流を制限する効果は大きく、ま
た、電球等の始動時等においても十分な供給することが
できる。

【００３８】なお、本実施例においては電球等を点灯さ
せるためのインバータ回路として説明を行ったが、負荷
が電球に制限されないことはいうまでもなく、他の駆動
回路等に対しても応用が可能である。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように本発明のインバータ
回路は、過電流を検出した時点からパルス出力を一定時
間停止すると共に、パルス出力幅は電流レベルの大きさ
にしたがって制限していくよう構成することにより、過
電流が負荷に流れることを抑制するものである。したが
って、サーミスタを使用した場合に問題となる短いイン
ターバルの再始動においても確実に過電流が制限される
という効果を有している。また、本発明のインバータ回
路に対してＳＣＲ位相制御方式の調光装置を接続して
も、例えば、調光制御が不能に陥るような不都合は生じ
ない。更に、本発明のインバータ回路の構成は、負荷に
対する出力端子が短絡した場合や、外来サージが入力さ
れたような場合においても、電流制限動作が行われるた
めに回路保護機能としても効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のインバータ回路の実施例を示すブロッ
ク図である。

【図２】本発明のインバータ回路の実施例を示す回路図
である。

【図３】本実施例のインバータ回路における電流制限時
のタイミングチャートである。

【図４】インバータ回路始動時のスイッチング電流及び
パルス信号を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 整流回路 ２ スイッチング素子 ３ スイッチング駆動回路 ４ インピーダンス変換部 ５ 電流電圧変換部 ６ 積分回路 ７ 制御信号出力部 ９ タイマー部 ＴＲ₁ 、ＴＲ₂ トランジスタ Ｒ₁ 〜Ｒ₅ 抵抗 Ｃ₁ 、Ｃ₂ コンデンサ ＲＳ Ｆ／Ｆ ＲＳフリップフロップ ＳＴ シュミットトリガ Ｄ₁ ダイオード Ｃ パルス信号 Ｄ パルス出力制御信号

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源の整流出力が供給され、スイッ
   チング駆動回路より出力されるパルス信号に基づいて前
   記整流出力を負荷に供給するスイッチング素子を備えた
   インバータ回路において、 前記スイッチング素子の出力の積分値に基づいて過電流
   を検出する過電流検出手段と、 前記スイッチング駆動回路に対してパルス信号出力を停
   止させるための停止制御信号を出力することができる制
   御信号出力手段とを有し、 前記制御信号出力手段は、前記停止制御信号を前記過電
   流検出手段で過電流が検出された時点から、所定期間前
   記スイッチング駆動回路に対して供給することにより、
   前記負荷に供給される電流量を制限することができるよ
   うに構成されたことを特徴とするインバータ回路。