JPH1080135A - 交流−直流変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 整流回路の出力側にインダクタ及びスイッチ
ング素子を直列に接続し、スイッチング素子のオフ時に
インダクタからエネルギーを電流として供給すると共
に、インダクタの電流が流れ切ってからスイッチング素
子をオンにする交流−直流変換装置において、過剰な電
流が負荷に流れて軽負荷時出力電圧が上昇するという問
題がある。 【解決手段】 スイッチング素子２の電流がスレッシュ
ホールドを越えたときにオフ指令を出力する電流センス
アンプ５の出力側にワンショット回路６を設け、オフ指
令の出力時にワンショット回路６から一定幅のパルスを
フリップフロップ４に出力し、スイッチング素子２のオ
フ後にインダクタＬ１から電流が放出されてその電流が
ゼロになっても、ゼロ電流検出器３からのオン指令を前
記パルスで無視してオンのタイミングを遅らせ、この間
に電流過剰分を負荷Ｒ０で消費して出力電圧の上昇を抑
える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ回路を用
い、入力電流波形が交流電源の正弦波電圧波形に比例す
るようにスイッチング素子をオン、オフ制御して力率を
改善した交流−直流変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電圧を直流電圧に交換して負荷に供
給する交流−直流変換装置の一つとして昇圧チョッパ回
路を用いた装置がある。この種の変換装置は、高い周波
数でスイッチングするため、入力電流波形はスイッチン
グ電流の各周期の平均値となり負荷が純抵抗と等価にな
るので力率が改善され、また、スイッチング電流のピー
ク値を変化させることによって直流出力電圧を安定化で
きることになる。

【０００３】スイッチング素子の制御の手法としては、
インダクタに蓄積されたエネルギーをスイッチング素子
のオフ時に負荷側に放出し、インダクタのエネルギーが
電流として流れ切った後（電流が流れなくなった後）ス
イッチング素子をオンにする不連続タイプと、インダク
タの電流がまだ流れているうちにスイッチング素子をオ
ンにする連続タイプとがあり、いずれにも有利、不利な
点がある。本発明は前者の不連続タイプに係るものであ
り、この種の装置の従来例について図５を参照しながら
説明する。

【０００４】図中１はダイオードブリッジ回路よりなる
整流回路であり、交流電源例えば商用電源の正弦波であ
る交流入力を全波整流する。この整流回路１の出力端間
には、インダクタＬ１、一方向通流素子であるダイオー
ドＤ１及び平滑コンデンサＣ１よりなる直列回路が接続
されている。またダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ
１の直列回路に対して、例えばＮ形の電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）よりなるスイッチング素子２と抵抗Ｒ１
との直列回路が並列に接続され、こうして昇圧チョッパ
回路が構成されている。なお整流回路１の出力側に接続
されているコンデンサＣ２は高周波リップルを除去する
ためのものである。

【０００５】次いでスイッチング素子２の制御を行う制
御回路に関して説明する。この制御回路は、制御回路内
部に電圧を供給するアンダーボルテージロックアウト
（以下「ＵＶＬＯ」という）１１を備えている。このＵ
ＶＬＯ１１は、整流回路１から抵抗Ｒ２を介して充電さ
れたコンデンサＣ３の充電電圧により立上がり、制御回
路の全ての回路の電圧源として機能する。１２は比較電
圧生成回路であり、ＵＶＬＯ１１の立上がりにより制御
回路における比較電圧Ｖｒｅｆを生成する。

【０００６】前記インダクタＬ１には、補助二次巻線Ｌ
２が設けられており、この補助二次巻線Ｌ２の一端側
は、抵抗Ｒ３を介してコンパレータよりなるゼロ電流検
出器３の正入力端に接続され、他端側はアースに接続さ
れている。抵抗Ｒ４及びトランジスタ１０はゼロ電流検
出器３のクランプ回路であり、ダイオードＤ２は補助二
次巻線Ｌ２に発生した電圧をＵＶＬＯ２１へ供給し、整
流回路１と共に電力の供給を分担するものである。

【０００７】前記ゼロ電流検出器３の出力側は、Ｒ−Ｓ
フリップフロップ４のマスター入力端に接続されると共
に、スレーブ入力端に遅延回路４１を介して接続されて
いる。このフリップフロップ４の出力側はアンド回路４
２を介して、スイッチング素子２のゲート制御回路２０
に接続されている。ゲート制御回路２０は、ＮＰＮトラ
ンジスタ２１、２２及び抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路より
なり、抵抗Ｒ５、Ｒ６の接続点がスイッチング素子２の
ゲートに接続されている。トランジスタ２１、２２のベ
ースは、夫々アンド回路４２の出力端及び反転出力端に
夫々接続されている。

【０００８】一方ゼロ電流検出器３の入力側のＡ点は、
インダクタＬ１に流れる電流が減少しているときには補
助二次巻線Ｌ２の誘起電圧により高電位になり、それ以
外のときには低電位になる。従ってゼロ電流検出器３の
出力は、スイッチング素子２がオフしてインダクタＬ１
からエネルギーが放出されているときに論理「１」にな
り、インダクタＬ１から電流が流れ切ったときに論理
「０」になる。前記フリップフロップ４は、ゼロ電流検
出器３からの信号が「１」から「０」に立下がったとき
にトリガーされてアンド回路４２にスイッチング素子２
のオン指令に相当する「１」の信号を与え、トランジス
タ２１、２２を夫々オン、オフの状態にし、スイッチン
グ素子２をオンにする。即ちゼロ電流検出器３、遅延回
路４１及びフリップフロップ４はスイッチング素子２の
オン指令回路４０をなすものである。

【０００９】スイッチング素子２に直列に接続された抵
抗Ｒ１の一端側は、抵抗Ｒ７を介して電流センスアンプ
５の一方の入力端に接続されており、この電流センスア
ンプ５はスイッチング素子２を流れる電流がしきい値を
越えたときに、即ち抵抗Ｒ１の両端電圧がスレッシュホ
ールドＶｔｈを越えたときに出力信号が「１」となる。
Ｃ４はコンデンサである。電流センスアンプ５の出力端
はフリップフロップ４のマスター入力端に接続されてお
り、「１」を出力することによりフリップフロップ４の
出力信号を「０」とする。このときトランジスタ２１、
２２は、夫々オフ、オンとなり、スイッチング素子２が
オフになる。この例では電流センスアンプ５及びフリッ
プフロップ４はオフ指令回路５０をなすものであり、フ
リップフロップ４は前記オン指令回路４０及びオフ指令
回路５０の一部を兼用している。

【００１０】前記電流センスアンプ５のスレッシュホー
ルドＶｔｈは、交流−直流変換器の出力電圧Ｖ０と基準
電圧との誤差分に、整流回路１の出力電圧を掛け合わせ
た信号に応じた大きさとされる。即ち出力電圧Ｖ０を検
出抵抗Ｒ８、Ｒ９により分圧して検出し、その検出電圧
と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差分を誤差アンプ５１で取り
出す一方、整流回路１の出力電圧を検出抵抗Ｒ１０、Ｒ
１１により分圧して検出し、この検出電圧と前記誤差分
とを掛算器５２で掛算してその掛算値をスレッシュホー
ルドＶｔｈとしている。

【００１１】なお５３で示す過電圧検出器は、出力電圧
Ｖ０が過大になったときに「１」を出力してフリップフ
ロップ４のマスター入力端に与え、スイッチング素子２
をオフにするためのものである。また５４はクイックス
タート回路であり、コンデンサＣ５の充電に遅れがない
ようにするためのものである。Ｃ６はコンデンサであ
る。

【００１２】次に上述交流−直流変換器の動作について
記述する。コンセントからの交流電力が整流回路１に入
力されると、コンデンサＣ３が充電され、ＵＶＬＯ１１
の出力が立上がってシステム全体が機能し始める。初期
状態ではスイッチング素子２のスイッチング動作が始ま
らないので、タイマ１３が最初のオン指令である「１」
の信号をアンド回路４２に与え、これによりスイッチン
グ素子２１、２２を夫々オン、オフとしてスイッチング
素子２を強制的にドライブする（オンにする）。なおタ
イマ１３は、ある一定期間スイッチング素子２がオンし
ないときに強制的に立上げる回路である。

【００１３】スイッチング素子２がオンすると、整流回
路１からインダクタＬ１の一次側を通してスイッチング
素子２に電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーを蓄
積する。スイッチング素子２に流れる電流量は電流セン
スアンプ５のスレッシュホールドＶｔｈによって決めら
れる。このスレッシュホールドＶｔｈは、交流−直流変
換装置の出力電圧Ｖ０と基準電圧との誤差分と、整流回
路１で整流された電圧との掛算値として設定されてお
り、スイッチング素子２に流れる電流が（電流検出値
が）電流センスアンプ５のスレッシュホールドＶｔｈに
達すると、電流センスアンプ５の出力信号が「１」とな
ってフリップフロップ４をリセットし、フリップフロッ
プ４からオフ指令である「０」の信号が出力されてトラ
ンジスタ２１、２２が夫々オフ、オンとなってスイッチ
ング素子２がオフとなる。

【００１４】スイッチング素子２がオフした瞬間にフラ
イバックが起こり、インダクタＬ１に蓄積されたエネル
ギーが整流ダイオードＤ１を通じて本装置の出力側に
（負荷Ｒ０に）電流となって放出され、出力電圧Ｖ０を
上昇させる。また同時に補助二次巻線Ｌ２に起電力が発
生し、ゼロ電流検出器３の入力側のＡ点の電位が立上が
ってゼロ電流検出器３の出力信号が「１」になり、フリ
ップフロップ４を待機状態にする。

【００１５】そしてインダクタＬの電流が負荷Ｒ０に流
れ切るとＡ点の電位が立下がってゼロ電流検出器３の出
力信号が「０」になる。このときには電流センスアンプ
５の出力信号が「０」になっているので、ゼロ電流検出
器３の出力の立下がりによりフリップフロップ４をセッ
トし、フリップフロップ４からオン指令である「１」の
信号が出力されるのでトランジスタ２１、２２が夫々オ
ン、オフとなりスイッチング素子２がオンになる。イン
ダクタＬ１の電流が完全に切れてから次のスイッチング
素子２のオン動作が始まるので、ダイオードＤ１のリカ
バリーロスがなくなる。

【００１６】以後同様にしてオン指令回路４０からのオ
ン指令及びオフ指令回路５０からのオフ指令に基づいて
スイッチング素子２が交流入力の周波数よりも十分高い
周波数でオン、オフされる。図６はスイッチング素子２
のゲート信号等のタイムチャートであり、整流回路１の
出力電圧波形における斜線領域はスイッチング素子２の
数パルス分の時間帯の一つである。ゲートパルスの間隔
は図示の便宜上等間隔としてある。

【００１７】前記オフ指令回路５０の電流センスアンプ
５のスレッシュホールドＶｔｈは、整流回路１の出力電
圧波形と同じであり、またこの入力電圧波形の山に近い
部分程、スイッチング素子２を流れる電流がＶｔｈを越
えるまで多く流れ、従って入力電圧波形と入力電流波形
とが近似したものとなり、両波形の位相差がなくなる。

【００１８】そしてスレッシュホールドＶｔｈは、この
ような入力電流波形の追従の役割の他に、出力電圧Ｖ０
を安定させる役割もある。出力電圧Ｖ０が変化すると基
準電圧とＶ０の検出電圧との誤差が大きくなるので誤差
アンプの出力が大きくなり、図７に示すようにスレッシ
ュホールドＶｔｈが変化する。この結果スイッチング素
子２の電流値が変化して、Ｖ０の安定化が図られる。図
８は、出力電圧が比較的大きい場合のインダクタＬ１に
流れる電流の波形とその電流のピーク値の理想値とスイ
ッチング素子２のゲート波形とを対応させた図である。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述の装
置では軽負荷時（出力電力が小さいとき）において出力
電圧が安定せずに上昇してしまという問題があった。こ
れはスイッチング素子２の電流の検出値がスレッシュホ
ールドＶｔｈを越え、スイッチング素子２のオフ指令が
出力されてから実際にスイッチング素子２がオフになる
までに回路上多少の遅延が生じることに基づくものであ
る。なお回路の応答遅延を極力小さく設計することが理
想であるが、プロセスやＩＣの消費電流などの制約があ
り、限界が決められてしまう。

【００２０】即ちスイッチング素子２にはこの遅れ分
（遅延時間）だけ余計に電流が流れるのでインダクタＬ
１に過剰なエネルギーが蓄積されてしまう。その結果ス
イッチング素子２がオフした後にインダクタＬ１から負
荷Ｒ０に放出される電流は、出力電圧Ｖ０を基準電圧に
維持するために負荷が必要とする電流量を越えてしまう
ため、Ｖ０の上昇を招く。

【００２１】この様子を図９に示す。図中ｉｏｎはスイ
ッチング素子のオン時の電流、ｉｏｆｆはオフ時の電流
を示し、ｉｏｎは遅延時間に応じて理想ピーク値を越え
て流れ、またｉｏｆｆは、インダクタＬ１に蓄積された
エネルギーの過剰分に応じて余分に流れてしまう。

【００２２】ところでこうしたスイッチング素子２のオ
フの遅延は、出力電力が大きい場合にはスレッシュホ−
ルドＶｔｈが高く、図８に示すように遅延中に流れる電
流の割合が理想値に対して小さい上に消費電流が大き
い。従って出力電圧Ｖ０の上昇が比較的穏やかであり、
出力電圧Ｖ０が基準電圧を越えて上昇しようとすると、
それに応じてスレッシュホールドＶｔｈが低くなるの
で、遅延が存在しても出力電圧Ｖ０を安定に制御するこ
とができる。

【００２３】これに対して軽負荷時では図１０に示すよ
うにスレッシュホールドＶｔｈが相当低くなる状態なの
で、遅延時間は同じであっても理想値に対して遅延中に
流れる電流の割合が大きくなる。従って出力電圧Ｖ０が
急激に上昇し、この上昇分を抑えるためにＶｔｈを下げ
て出力電圧Ｖ０を制御しようとするが、すでに遅延時間
に流れる電流だけで負荷が出力電圧Ｖ０を基準電圧に保
つのに必要とする消費電流を越えてしまっている場合に
は、Ｖｔｈをいくら下げても出力電圧Ｖ０を安定化させ
ることはできなくなる。

【００２４】本発明は、このような事情の下になされた
ものであり、その目的は出力電圧の安定化を図ることの
できる交流−直流変換装置を提供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明は、入力側に交流
電源が接続される整流回路と、この整流回路の出力側に
接続されたインダクタと、このインダクタの出力側に接
続された一方向通流素子及び平滑コンデンサの直列回路
と、前記インダクタに対して直列に接続されると共に前
記直列回路に対して並列に接続され、前記交流電源の周
波数よりも高い周波数でスイッチングされるスイッチン
グ素子と、このスイッチング素子をオンするためのオン
指令を出力するオン指令回路と、前記スイッチング素子
をオフするためのオフ指令を出力するオフ指令回路と、
を備え、前記オン指令回路は、インダクタに流れる電流
のゼロ点を検出したときにオン指令を出力し、前記オフ
指令回路は、スイッチング素子に流れる電流が平滑コン
デンサの両端電圧及び整流回路の出力電圧に基づいて決
定されるしきい値を越えたときにオフ指令を出力し、入
力電流波形が交流電源の正弦波電圧波形に比例するよう
にスイッチング素子がオン、オフ制御される交流−直流
変換装置において、前記オフ指令回路からのオフ指令の
出力時に、オン指令の出力を禁止するためのオン指令禁
止信号を所定期間出力するオン指令禁止回路を設け、前
記オン指令禁止信号が出力されている間は、オン指令回
路からのオン指令の出力が禁止されるように構成したこ
とを特徴とするものである。この場合オン指令禁止回路
は、オン指令禁止信号である一定時間幅のパルスを出力
するように構成することができる。

【００２６】また出力電力が小さい時におけるオン指令
はオン指令禁止信号により禁止されるが、出力電力が大
きい時におけるオン指令はオン指令禁止信号が発生して
いる時間帯よりも後に発生して当該オン指令禁止信号に
より影響されないように、オン指令禁止信号の発生期間
を設定することが好ましい。なお出力電力が小さいと
は、適用範囲の中で相対的に小さいという意味であり、
出力電力が大きいとは出力電力が小さいとき以外を意味
する。

【００２７】また本発明では、オン指令回路は、前記イ
ンダクタに流れる電流のゼロ点を検出したときにオン指
令を出力する検出回路と、この検出回路からのオン指令
を一定期間遅延して出力する遅延回路と、を含むように
構成してもよい。

【００２８】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態に係る交流−
直流変換装置の回路を図１に示す。この実施の形態が従
来例として図５に示した回路と異なる点は電流センスア
ンプ５の出力側にワンショット回路６を設け、電流セン
スアンプ５からスイッチング素子２のオフ指令である
「１」の信号が出力されたときに、このオフ指令に基づ
いて一定パルス幅のパルス信号をフリップフロップ４に
出力するように構成した点にある。その他の部分につい
ては図５に示した回路と同一であるため、説明の重複を
避けるためにこのワンショット回路６に関連する動作を
中心に説明をする。

【００２９】前記ワンショット回路６の役割について
は、スイッチング素子２がオフした後インダクタＬ１の
電流がゼロに達し、オン指令回路４０のゼロ電流検出器
３の出力が「１」から「０」に立下がり、従来回路であ
ればこの立下がりに基づいてフリップフロップ４からオ
ン指令である「１」の信号が出力されるところ、スイッ
チング素子２がオフした後にワンショット回路６から一
定パルス幅のパルスを出力することにより、ゼロ電流検
出器３の立下がりを無視し、フリップフロップ４からオ
ン指令である「１」の信号の出力を禁止する点にある。

【００３０】本発明実施の形態に係る、回路の動作を説
明する。整流回路１に交流電力が与えられると、従来技
術の項で述べたようにシステムが立上がりタイマ１３の
作用によりスイッチング素子２がオンし始める。スイッ
チング素子２の電流が増えてその検出値がスレッシュホ
ールドＶｔｈを越えると電流センスアンプ５からオフ指
令である「１」の信号が出力される。この信号はオン指
令禁止回路に相当するワンショット回路６に入り、ワン
ショット回路６からオン指令禁止信号に相当する一定パ
ルス幅のパルスがフリップフロップ４のマスター入力端
に与えられる。

【００３１】ワンショット回路６からの「１」の信号は
オフ指令にも相当し、このオフ指令はフリップフロップ
４を介してアンド回路４２に「０」の信号として与えら
れ、スイッチング素子２がオフになる。図２はこの様子
を示し、電流センスアンプ５の出力の立上がりに対し
て、回路上の遅延からスイッチング素子２のゲート信号
が少し遅れて立下がっている。そしてスイッチング素子
２がオフした瞬間にフライバックが起こり、インダクタ
Ｌ１に蓄積されたエネルギーが負荷Ｒ０に電流として流
れる。電流センスアンプ５の出力は直ぐに立下がるが、
点線に示す如くフリップフロップ４のマスター入力端に
は「１」の信号が入力され続けている。

【００３２】一方インダクタＬ１の電流が負荷Ｒ０に流
れ切るとゼロ電流検出器３の出力は図２中時刻ｔ１で立
下がるが、この時点ではワンショット回路６から「１」
の信号がフリップフロップ４に入力されている。このた
めゼロ電流検出器３の出力が立下がってもつまりゼロ電
流検出器３からオン指令が出力されていても、このオン
指令のフリップフロップ４内の通過が禁止され（フリッ
プフロップ４からオン指令である「１」の信号の出力が
禁止され）、スイッチング素子２はオンにならない。

【００３３】ここでインダクタＬ１に電流が流れ切った
後スイッチング素子２がオンにならないと、インダクタ
Ｌ１の電流がゼロになったことに基づいて補助二次巻線
Ｌ２に起電力が発生し、これに伴い一次側に起電力が発
生し、更にこれに伴い二次側に起電力が発生するという
リンギングが起こる。このためゼロ電流検出器３の出力
が立下がっても再び立上がり、次いで立下がる。この２
回目の立下がりの時点ｔ２では、既にワンショット回路
６のパルスが立下がった後なのでオン指令の出力の禁止
が解除され、ゼロ電流検出器３からのオン指令（「０」
の信号）はフリップフロップ４を通って「１」の信号と
してアンド回路４２に与えられる。この結果スイッチン
グ素子２はオンになる。

【００３４】ところでスイッチング素子２をオフにした
後インダクタＬ１の電流が流れ切るまでの時間は、出力
電力が小さいとき（軽負荷時）の方が、出力電力が大き
いときよりも短い。従ってワンショット回路６からのパ
ルスの幅については、軽負荷時のときにはオフ指令の出
力を禁止するが、出力電力が大きいときにはインダクタ
Ｌ１の電流の立下がり時間よりも短くなるように設定し
て、ワンショット回路６自体は何も作用しないようにし
ている。

【００３５】本発明では、出力電力が大きいときにもオ
フ指令の出力を禁止するようにワンショット回路６から
のパルスの幅を設定してもよいが、この場合にはオンの
タイミングが遅れ、次に多くの電流を流さなければなら
ないので出力電圧のリップルが大きくなり、従って上述
の場合の方が有利である。

【００３６】図３に出力電力が小さいときのインダクタ
Ｌ１の電流波形を、スイッチング素子２のゲート信号及
びワンショットパルス波形と対応させて示す。電流のピ
ーク値は、理想の電流のピーク値よりも高いが、スイッ
チング素子２のオンのタイミングを強制的に遅らせてオ
フの時間帯を長くとっているので、つまりスイッチング
素子２のオフ後にインダクタＬ１の電流がゼロに達して
も、次のオンサイクルを直ぐには始めずにワンショット
回路６で決められたパルス幅だけスイッチング素子２を
オフしているので、インダクタＬ１に蓄積された過剰分
が負荷Ｒ０で消費される。この結果出力電圧Ｖ０の上昇
を抑制でき、出力電圧Ｖ０が安定する。

【００３７】図４は本発明の他の実施の形態を示す回路
図であり、この実施の形態が先の実施の形態と異なる点
は、ワンショット回路６を電流センスアンプ５の出力側
に設ける代りにゼロ電流検出器３とフリップフロップ４
との間に設けた点にある。この回路は請求項４記載の発
明に対応するものであり、ワンショット回路６は遅延回
路に相当する。

【００３８】この場合には軽負荷であるか否かにかかわ
らず、スイッチング素子２のオフ後インダクタＬ１に流
れる電流がゼロになってからワンショット回路６で決め
られるパルス幅だけ遅れてスイッチング素子２のオン指
令が出力され、やはりインダクタＬ１のエネルギー過剰
分がオフ期間に負荷Ｒ０で消費され、出力電圧Ｖ０の上
昇が抑えられる。

【００３９】

【発明の効果】以上のように本発明によれば出力電圧が
安定するという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の全体構成を示す回路図で
ある。

【図２】本発明の実施の形態に係る主要部の動作を示す
タイムチャートである。

【図３】本発明の実施の形態においてインダクタを流れ
る電流とスイッチング素子のゲート信号とワンショット
パルスとの関係を示すタイムチャートである。

【図４】本発明の他の実施の形態の全体構成を示す回路
図である。

【図５】従来の交流−直流変換装置を示す回路図であ
る。

【図６】従来例における主要部の動作を示すタイムチャ
ートである。

【図７】電流センスアンプのスレッシュホールドの波形
を示す波形図である。

【図８】従来例においてインダクタを流れる電流とスイ
ッチング素子のゲート信号との関係を示すタイムチャー
トである。

【図９】従来例における電流の流れを示す説明図であ
る。

【図１０】従来例において軽負荷時でのインダクタを流
れる電流とスイッチング素子のゲート信号との関係を示
すタイムチャートである。

【符号の説明】

１ 整流回路 Ｌ１ インダクタ Ｌ２ 補助二次巻線 ２ スイッチング素子 ２０ ゲート制御回路 Ｄ１ 整流ダイオード Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｒ０ 負荷 ３ ゼロ電流検出器 ４ Ｒ−Ｓフリップフロップ ４０ オン指令回路 ５ 電流センスアンプ ５１ 誤差アンプ ５０ オフ指令回路 ５２ 掛算器 ６ ワンショット回路

【手続補正書】

【提出日】平成８年１１月７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】発明の名称

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の名称】 交流−直流変換装置

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 17/725 Ｈ０３Ｋ 17/725 Ａ Ｂ (72)発明者 三浦 宣廣 東京都港区南麻布３丁目20番１号 日本モ トローラ株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力側に交流電源が接続される整流回路
   と、この整流回路の出力側に接続されたインダクタと、
   このインダクタの出力側に接続された一方向通流素子及
   び平滑コンデンサの直列回路と、前記インダクタに対し
   て直列に接続されると共に前記直列回路に対して並列に
   接続され、前記交流電源の周波数よりも高い周波数でス
   イッチングされるスイッチング素子と、このスイッチン
   グ素子をオンするためのオン指令を出力するオン指令回
   路と、前記スイッチング素子をオフするためのオフ指令
   を出力するオフ指令回路と、を備え、 前記オン指令回路は、インダクタに流れる電流のゼロ点
   を検出したときにオン指令を出力し、 前記オフ指令回路は、スイッチング素子に流れる電流が
   平滑コンデンサの両端電圧及び整流回路の出力電圧に基
   づいて決定されるしきい値を越えたときにオフ指令を出
   力し、 入力電流波形が交流電源の正弦波電圧波形に比例するよ
   うにスイッチング素子がオン、オフ制御される交流−直
   流変換装置において、 前記オフ指令回路からのオフ指令の出力時に、オン指令
   の出力を禁止するためのオン指令禁止信号を所定期間出
   力するオン指令禁止回路を設け、 前記オン指令禁止信号が出力されている間は、オン指令
   回路からのオン指令の出力が禁止されるように構成した
   ことを特徴とする交流−直流変換装置。
2. 【請求項２】 オン指令禁止信号を所定期間出力すると
   は、一定時間幅のパルスを出力することであることを特
   徴とする請求項１記載の交流−直流変換装置。
3. 【請求項３】 出力電力が小さい時におけるオン指令は
   オン指令禁止信号により禁止されるが、出力電力が大き
   い時におけるオン指令はオン指令禁止信号が発生してい
   る時間帯よりも後に発生して当該オン指令禁止信号によ
   り影響されないように、オン指令禁止信号の発生期間が
   設定されていることを特徴とする請求項１または２記載
   の交流−直流変換装置。
4. 【請求項４】 入力側に交流電源が接続される整流回路
   と、この整流回路の出力側に接続されたインダクタと、
   このインダクタの出力側に接続された一方向素子及び平
   滑コンデンサの直流回路と、前記インダクタに対して直
   列に接続されると共に前記直列回路に対して並列に接続
   され、前記交流電源の周波数よりも十分高い周波数でス
   イッチングされるスイッチング素子と、このスイッチン
   グ素子をオンするためのオン指令を出力するオン指令回
   路と、前記スイッチング素子をオフするためのオフ指令
   を出力するオフ指令回路と、を備え、 前記オン指令回路は、インダクタの電流が流れなくなっ
   たことを検出したときにオン指令を出力し、 前記オフ指令回路は、スイッチング素子に流れる電流が
   平滑コンデンサの両端電圧及び整流回路の出力電圧に基
   づいて決定されるしきい値を越えたときにオフ指令を出
   力し、 入力電流波形が交流電源の正弦波電圧波形に比例するよ
   うにスイッチング素子がオン、オフ制御される交流−直
   流変換装置において、 前記オン指令回路は、前記インダクタに流れる電流のゼ
   ロ点を検出したときにオン指令を出力する検出回路と、
   この検出回路からのオン指令を一定期間遅延して出力す
   る遅延回路と、を含むことを特徴とする交流−直流変換
   装置。