JPH06217533A - スイッチング電源装置の出力過電流検出装置 - Google Patents
スイッチング電源装置の出力過電流検出装置Info
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- JPH06217533A JPH06217533A JP545193A JP545193A JPH06217533A JP H06217533 A JPH06217533 A JP H06217533A JP 545193 A JP545193 A JP 545193A JP 545193 A JP545193 A JP 545193A JP H06217533 A JPH06217533 A JP H06217533A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】出力電圧Ｖｏｕｔ側の過電流Ｉｏｕｔ（ｏｃ）
を入力電圧Ｖｉｎ側の電流Ｉｉｎによって検出する方式
で、出力過電流の検出レベルを一定とするために入力電
圧Ｖｉｎの変動に応じて装置を過電流で停止させるとき
の入力電流Ｉｉｎの検出レベルを（Ｖｉｎ大のときＩｉ
ｎ小に、Ｖｉｎ小のときＩｉｎ大に）変えるようにす
る。 【構成】抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ツェナダイオードＺＤ１
からなる補正電圧発生回路により、抵抗Ｒ３から、入力
電圧Ｖｉｎの増加に応じて増加する入力補正電圧ＶＲ３
を作り、この補正電圧と抵抗Ｒ０に生ずる入力電流Ｉｉ
ｎの検出電圧とを誤差増幅器Ａ１により加算し、この加
算電圧を誤差増幅器Ａ２で出力過電流設定電圧Ｖｏｃと
比較し、前者が後者を上回るときＰＷＭ制御回路３の発
振を停止させスイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ１をオフさ
せる。
を入力電圧Ｖｉｎ側の電流Ｉｉｎによって検出する方式
で、出力過電流の検出レベルを一定とするために入力電
圧Ｖｉｎの変動に応じて装置を過電流で停止させるとき
の入力電流Ｉｉｎの検出レベルを（Ｖｉｎ大のときＩｉ
ｎ小に、Ｖｉｎ小のときＩｉｎ大に）変えるようにす
る。 【構成】抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ツェナダイオードＺＤ１
からなる補正電圧発生回路により、抵抗Ｒ３から、入力
電圧Ｖｉｎの増加に応じて増加する入力補正電圧ＶＲ３
を作り、この補正電圧と抵抗Ｒ０に生ずる入力電流Ｉｉ
ｎの検出電圧とを誤差増幅器Ａ１により加算し、この加
算電圧を誤差増幅器Ａ２で出力過電流設定電圧Ｖｏｃと
比較し、前者が後者を上回るときＰＷＭ制御回路３の発
振を停止させスイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ１をオフさ
せる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置を
保護するためにその出力の過電流を検出する装置に関す
る。なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相
当部分を示す。
保護するためにその出力の過電流を検出する装置に関す
る。なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相
当部分を示す。
【０００２】
【従来の技術】図５はこの種のスイッチング電源装置の
構成例を示す。同図において１は主電源回路、Ｖｉｎは
図外の交流入力を整流してなる入力直流電圧、Ｉｉｎは
入力電流、Ｃ１は入力側の平滑コンデンサ、Ｔ１はトラ
ンス、Ｑ１はトランスＴ１の１次巻線に入力電圧Ｖｉｎ
を繰返し断続印加するスイッチング手段としてのＦＥ
Ｔ、３はこのＦＥＴＱ１のゲートをパルス巾変調方式で
制御するＰＷＭ制御回路である。
構成例を示す。同図において１は主電源回路、Ｖｉｎは
図外の交流入力を整流してなる入力直流電圧、Ｉｉｎは
入力電流、Ｃ１は入力側の平滑コンデンサ、Ｔ１はトラ
ンス、Ｑ１はトランスＴ１の１次巻線に入力電圧Ｖｉｎ
を繰返し断続印加するスイッチング手段としてのＦＥ
Ｔ、３はこのＦＥＴＱ１のゲートをパルス巾変調方式で
制御するＰＷＭ制御回路である。
【０００３】またＤ１はトランスＴ１の２次電圧を整流
するショットキーバリアダイオード、Ｄ２は２次電流に
対する転流ダイオードとしてのショットキーバリアダイ
オード、Ｌ１は２次整流電圧を平滑化するためのチョー
クコイル、Ｃ２は同じく平滑コンデンサ、Ｖｏｕｔは出
力直流電圧、Ｉｏｕｔは出力電流である。４は出力電圧
Ｖｏｕｔの検出回路であり、この検出値はホトカプラＰ
Ｃ１を介してＰＷＭ制御回路３に与えられ、制御回路３
は出力電圧Ｖｏｕｔを一定とするようにＦＥＴＱ１のＯ
Ｎ／ＯＦＦ比を制御する。
するショットキーバリアダイオード、Ｄ２は２次電流に
対する転流ダイオードとしてのショットキーバリアダイ
オード、Ｌ１は２次整流電圧を平滑化するためのチョー
クコイル、Ｃ２は同じく平滑コンデンサ、Ｖｏｕｔは出
力直流電圧、Ｉｏｕｔは出力電流である。４は出力電圧
Ｖｏｕｔの検出回路であり、この検出値はホトカプラＰ
Ｃ１を介してＰＷＭ制御回路３に与えられ、制御回路３
は出力電圧Ｖｏｕｔを一定とするようにＦＥＴＱ１のＯ
Ｎ／ＯＦＦ比を制御する。
【０００４】ところで２は１次側に設けられた出力過電
流検出回路である。出力電流検出回路としては、本来な
ら直接出力電流Ｉｏｕｔを低抵抗で検出することが容易
に考えられるが、下記の理由によりスイッチング電源と
しては一般的でない。 制御部の補助電源を簡素化する方向で考えると制御部
を一次側（入力側）に置く方がよい。従って二次側に電
流検出部を置くとすれば絶縁して電流検出値を制御部に
伝達しなければならない。
流検出回路である。出力電流検出回路としては、本来な
ら直接出力電流Ｉｏｕｔを低抵抗で検出することが容易
に考えられるが、下記の理由によりスイッチング電源と
しては一般的でない。 制御部の補助電源を簡素化する方向で考えると制御部
を一次側（入力側）に置く方がよい。従って二次側に電
流検出部を置くとすれば絶縁して電流検出値を制御部に
伝達しなければならない。
【０００５】出力容量が大きくなると低抵抗による検
出がその損失のため不可能になり、一般的には、カレン
トトランスによる検出を行うが、二次側（出力側）には
適切な検出ポイントがなく使用できない。従って、中、
大容量の電源に対応ができない。 出力電流は、入力
電流に比べてＶｉｎ／Ｖｏｕｔ倍になるので低抵抗検出
できる範囲が狭くなる。
出がその損失のため不可能になり、一般的には、カレン
トトランスによる検出を行うが、二次側（出力側）には
適切な検出ポイントがなく使用できない。従って、中、
大容量の電源に対応ができない。 出力電流は、入力
電流に比べてＶｉｎ／Ｖｏｕｔ倍になるので低抵抗検出
できる範囲が狭くなる。
【０００６】このような理由で図５のような１次側の出
力過電流検出回路が用いられる。この一次側による出力
化電流検出回路２は、入力電流が次式(1) のように出力
電流に比例することを利用して、出力過電流Ｉｏｕｔ
（ｏｃ）を入力過電流Ｉｉｎ（ｏｃ）に置き換えて検出
するものである。
力過電流検出回路が用いられる。この一次側による出力
化電流検出回路２は、入力電流が次式(1) のように出力
電流に比例することを利用して、出力過電流Ｉｏｕｔ
（ｏｃ）を入力過電流Ｉｉｎ（ｏｃ）に置き換えて検出
するものである。
【０００７】
【数１】 Ｉｉｎ〔ｏｃ〕＝（１／η）（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）・Ｉｏｕｔ（ｏｃ）…(1） 但し η；電源効率 Ｖｉｎ；入力電圧 Ｖｏｕｔ；出力電圧 図５の従来の出力過電流検出回路２は、入力電流Ｉｉｎ
を検出する低抵抗Ｒ０と、その回路によって検出される
入力電流検出電圧を出力過電流設定電圧Ｖｏｃと比較す
る誤差増幅器Ａ２によって構成される。
を検出する低抵抗Ｒ０と、その回路によって検出される
入力電流検出電圧を出力過電流設定電圧Ｖｏｃと比較す
る誤差増幅器Ａ２によって構成される。
【０００８】この過電流検出回路２の保護動作として
は、入力電流検出電圧が出力過電流設定値Ｖｏｃを越え
たとき誤差増幅器Ａ２の出力によりスイッチング電源の
ＰＷＭ制御回路３の発振を停止することにより電源出力
を停止させる。
は、入力電流検出電圧が出力過電流設定値Ｖｏｃを越え
たとき誤差増幅器Ａ２の出力によりスイッチング電源の
ＰＷＭ制御回路３の発振を停止することにより電源出力
を停止させる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源装置
の入力側の交流電源は定格入力電圧〔例；ＡＣ１００
Ｖ〕に対して変動が許容されている〔例；ＡＣ８５Ｖ〜
１２１Ｖ〕。従来の過電流検出回路は、交流入力が定格
電圧時に、出力過電流設定電圧Ｖｏｃ＝Ｒ０×Ｉｉｎ
〔ｏｃ〕として設定を行うと、交流入力が許容入力電圧
範囲内で定格入力電圧下限値（ＡＣ８５Ｖ）〜定格入力
電圧上限値（ＡＣ１２１Ｖ）のように変動したとき出力
過電流Ｉｏｃを一定とするための入力電流検出電圧は、
図６のようにＲ０（Ｉｏｃ＋ΔＩｉｎ）〜Ｒ０（Ｉｏｃ
−ΔＩｉｎ）まで変化してしまうため、入力電圧変動に
対して検出精度が悪いという問題があった。
の入力側の交流電源は定格入力電圧〔例；ＡＣ１００
Ｖ〕に対して変動が許容されている〔例；ＡＣ８５Ｖ〜
１２１Ｖ〕。従来の過電流検出回路は、交流入力が定格
電圧時に、出力過電流設定電圧Ｖｏｃ＝Ｒ０×Ｉｉｎ
〔ｏｃ〕として設定を行うと、交流入力が許容入力電圧
範囲内で定格入力電圧下限値（ＡＣ８５Ｖ）〜定格入力
電圧上限値（ＡＣ１２１Ｖ）のように変動したとき出力
過電流Ｉｏｃを一定とするための入力電流検出電圧は、
図６のようにＲ０（Ｉｏｃ＋ΔＩｉｎ）〜Ｒ０（Ｉｏｃ
−ΔＩｉｎ）まで変化してしまうため、入力電圧変動に
対して検出精度が悪いという問題があった。
【００１０】そこで本発明はこの問題を解消できるスイ
ッチング電源装置の出力過電流検出装置を提供すること
を課題とする。
ッチング電源装置の出力過電流検出装置を提供すること
を課題とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに、請求項１の出力過電流検出装置は所定の範囲で変
動する入力直流電源の電圧（Ｖｉｎ）を（ＰＷＭ制御回
路３などで制御される）スイッチング手段（ＦＥＴＱ１
など）を介してトランス（Ｔ１など）の１次巻線に繰返
し断続印加し、このとき前記トランスの２次巻線に発生
する電圧を（ダイオードＤ１などを介し）整流し（チョ
ークコイルＬ１，平滑コンデンサＣ２などを介し）平滑
化して（出力電圧検出回路４などを介し）安定化された
（電圧Ｖｏｕｔの）出力直流電源を生成するスイッチン
グ電源装置において、前記入力直流電源から入力する電
流（Ｉｉｎ）に比例した入力電流信号を検出出力する入
力電流検出手段（抵抗Ｒ０，カレントトランスＣＴ２０
など）と、前記出力直流電源から出力される電流（Ｉｏ
ｕｔ）の所定の過電流値（Ｉｏｕｔ（ｏｃ））に対応
し、かつ前記の変動する入力直流電源の電圧に応じた前
記入力電流の値に相当する入力電流信号の値と所定の基
準信号値（出力過電流設定電圧Ｖｏｃなど）との差の信
号（入力補正電圧ＶＲ３など）を出力する補正信号出力
手段と、前記入力電流検出手段の出力する入力電流信号
と前記補正信号出力手段の出力する差の信号との（誤差
増幅器Ａ１などを介する）加算値が前記基準信号値を上
回ったことを判別して前記スイッチング手段をオフさせ
る手段（誤差増幅器Ａ２など）とを備えたものとする。
めに、請求項１の出力過電流検出装置は所定の範囲で変
動する入力直流電源の電圧（Ｖｉｎ）を（ＰＷＭ制御回
路３などで制御される）スイッチング手段（ＦＥＴＱ１
など）を介してトランス（Ｔ１など）の１次巻線に繰返
し断続印加し、このとき前記トランスの２次巻線に発生
する電圧を（ダイオードＤ１などを介し）整流し（チョ
ークコイルＬ１，平滑コンデンサＣ２などを介し）平滑
化して（出力電圧検出回路４などを介し）安定化された
（電圧Ｖｏｕｔの）出力直流電源を生成するスイッチン
グ電源装置において、前記入力直流電源から入力する電
流（Ｉｉｎ）に比例した入力電流信号を検出出力する入
力電流検出手段（抵抗Ｒ０，カレントトランスＣＴ２０
など）と、前記出力直流電源から出力される電流（Ｉｏ
ｕｔ）の所定の過電流値（Ｉｏｕｔ（ｏｃ））に対応
し、かつ前記の変動する入力直流電源の電圧に応じた前
記入力電流の値に相当する入力電流信号の値と所定の基
準信号値（出力過電流設定電圧Ｖｏｃなど）との差の信
号（入力補正電圧ＶＲ３など）を出力する補正信号出力
手段と、前記入力電流検出手段の出力する入力電流信号
と前記補正信号出力手段の出力する差の信号との（誤差
増幅器Ａ１などを介する）加算値が前記基準信号値を上
回ったことを判別して前記スイッチング手段をオフさせ
る手段（誤差増幅器Ａ２など）とを備えたものとする。
【００１２】また請求項２の出力過電流検出装置では、
請求項１に記載の出力過電流検出装置において、前記補
正信号出力手段は前記入力直流電源の電圧を所定の比率
に分圧する抵抗（Ｒ１，Ｒ２など）と、この分圧された
電圧を所定のツェナ電圧でクリップするツェナダイオー
ド（ＺＤ１など）とを備え、このツェナダイオードの電
流（ＩＺなど）に比例した信号（抵抗Ｒ３の電圧など）
を前記差の信号とするものであるようにする。
請求項１に記載の出力過電流検出装置において、前記補
正信号出力手段は前記入力直流電源の電圧を所定の比率
に分圧する抵抗（Ｒ１，Ｒ２など）と、この分圧された
電圧を所定のツェナ電圧でクリップするツェナダイオー
ド（ＺＤ１など）とを備え、このツェナダイオードの電
流（ＩＺなど）に比例した信号（抵抗Ｒ３の電圧など）
を前記差の信号とするものであるようにする。
【００１３】
【作用】従来の出力過電流検出回路に入力電圧補正回路
を付加することにより、入力電圧変動に対して検出精度
を向上させる。この補正電圧は、起点及び傾きを自由に
設定できるので厳密な補正ができる。
を付加することにより、入力電圧変動に対して検出精度
を向上させる。この補正電圧は、起点及び傾きを自由に
設定できるので厳密な補正ができる。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例としてのスイッ
チング電源装置の回路を示す。同図においては図５に対
し出力過電流検出回路が２Ａに置換わっている。なおこ
の検出回路２Ａは入力電流検出に低抵抗Ｒ０を使用した
実施例を示す。この出力過電流検出回路２Ａは以下の４
回路からなる。
チング電源装置の回路を示す。同図においては図５に対
し出力過電流検出回路が２Ａに置換わっている。なおこ
の検出回路２Ａは入力電流検出に低抵抗Ｒ０を使用した
実施例を示す。この出力過電流検出回路２Ａは以下の４
回路からなる。
【００１５】入力電流検出電圧を抵抗Ｒ０により設定
する入力電流検出回路、入力補正電圧を抵抗Ｒ１〜Ｒ
３及びツェナーダイオードＺＤ１により設定する入力電
圧補正回路、入力電流検出電圧と入力補正電圧を加算
する加算回路（抵抗Ｒ４〜Ｒ７及び誤差増幅器Ａ１によ
り構成される）、加算結果と出力過電流設定値Ｖｏｃ
を誤差増幅器Ａ２によって比較する比較回路。
する入力電流検出回路、入力補正電圧を抵抗Ｒ１〜Ｒ
３及びツェナーダイオードＺＤ１により設定する入力電
圧補正回路、入力電流検出電圧と入力補正電圧を加算
する加算回路（抵抗Ｒ４〜Ｒ７及び誤差増幅器Ａ１によ
り構成される）、加算結果と出力過電流設定値Ｖｏｃ
を誤差増幅器Ａ２によって比較する比較回路。
【００１６】この〜の各回路により出力過電流点
〔Ｉｏｕｔ〔ｏｃ〕〕で、あるべき入力電流検出電圧と
入力補正電圧の和が出力過電流設定値Ｖｏｃになるよう
に設定することにより、出力過電流点を越えたとき比較
回路の誤差増幅器Ａ２の出力によってＰＷＭ制御回路の
発振を停止させることにより電源出力を停止させる。以
下に各回路の詳しい設定及び動作を説明する。
〔Ｉｏｕｔ〔ｏｃ〕〕で、あるべき入力電流検出電圧と
入力補正電圧の和が出力過電流設定値Ｖｏｃになるよう
に設定することにより、出力過電流点を越えたとき比較
回路の誤差増幅器Ａ２の出力によってＰＷＭ制御回路の
発振を停止させることにより電源出力を停止させる。以
下に各回路の詳しい設定及び動作を説明する。
【００１７】入力電流検出回路：入力電流検出電圧の
設定は、図２に示すように定格入力下限値においてＶ１
〔但しＶｏｃ＞Ｖ１＝Ｒ０×Ｉｉｎ〔ｏｃ〕〕になるよ
う抵抗Ｒ０を設定する。この時のＩｉｎ〔ｏｃ〕は次式
（２）で与えられる。
設定は、図２に示すように定格入力下限値においてＶ１
〔但しＶｏｃ＞Ｖ１＝Ｒ０×Ｉｉｎ〔ｏｃ〕〕になるよ
う抵抗Ｒ０を設定する。この時のＩｉｎ〔ｏｃ〕は次式
（２）で与えられる。
【００１８】
【数２】Ｉｉｎ〔ｏｃ〕＝（１／η）（Ｖｏｕｔ／（定
格入力電圧下限値））・Ｉｏｕｔ（ｏｃ）……(2) また、定格入力電圧上限値におけるあるべき入力電流検
出電圧Ｖ２は次式（３）で求められる。
格入力電圧下限値））・Ｉｏｕｔ（ｏｃ）……(2) また、定格入力電圧上限値におけるあるべき入力電流検
出電圧Ｖ２は次式（３）で求められる。
【００１９】
【数３】Ｖ２＝Ｒ０×Ｉｉｎ’〔ｏｃ〕……(3) 但し Ｉｉｎ’〔ｏｃ〕＝（１／η）（Ｖｏｕｔ／（定格入力
電圧上限値))・Ｉｏｕｔ（ｏｃ）……(4) 従って、あるべき入力電流検出電圧はＶｏｃ＞Ｖ１＞Ｖ
２の関係があり、（１）式からも解るように入力電圧に
対し比例関係にある。
電圧上限値))・Ｉｏｕｔ（ｏｃ）……(4) 従って、あるべき入力電流検出電圧はＶｏｃ＞Ｖ１＞Ｖ
２の関係があり、（１）式からも解るように入力電圧に
対し比例関係にある。
【００２０】入力電圧補正回路：入力電圧補正回路の
動作を説明する。補正電圧として使用する電圧は、Ｒ３
の両端に生じる電圧ＶＲ３であり、Ｒ３に流れる電流Ｉ
ｚによって生じる。ＩｚはＶｚ＞Ｒ２／〔Ｒ１＋Ｒ２〕
×Ｖｉｎの条件においては流れない。ＩｚはＶｚ＜Ｒ２
／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｉｎの条件時において、次式
（５）で与えられる。
動作を説明する。補正電圧として使用する電圧は、Ｒ３
の両端に生じる電圧ＶＲ３であり、Ｒ３に流れる電流Ｉ
ｚによって生じる。ＩｚはＶｚ＞Ｒ２／〔Ｒ１＋Ｒ２〕
×Ｖｉｎの条件においては流れない。ＩｚはＶｚ＜Ｒ２
／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｉｎの条件時において、次式
（５）で与えられる。
【００２１】
【数４】Ｉｚ＝（Ｖｉｎ−Ｖｚ）／Ｒ１……(5) 但し Ｖｚ；ＺＤ１ツェナー電圧 従って補正電圧ＶＲ３は次式（６）で得られる。
【００２２】
【数５】ＶＲ３＝Ｒ３×Ｉｚ＝Ｒ３×〔Ｖｉｎ−Ｖｚ〕
／Ｒ１……(6) 次に、入力電圧補正回路による補正電圧の設定方法を説
明する。まず、図３に示すように、定格入力電圧下限値
時と定格入力電圧上限値時に必要な補正電圧（Ｖｏｃ−
Ｖ１），（Ｖｏｃ−Ｖ２）をプロットし、それを結んで
その延長上にある補正電圧の起点ＶＡを求める。Ｖｚ＝
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｉｎを満たす入力電圧Ｖｉｎ
がＶＡに相当するから、起点電圧ＶＡは次式(7) で与え
られる。
／Ｒ１……(6) 次に、入力電圧補正回路による補正電圧の設定方法を説
明する。まず、図３に示すように、定格入力電圧下限値
時と定格入力電圧上限値時に必要な補正電圧（Ｖｏｃ−
Ｖ１），（Ｖｏｃ−Ｖ２）をプロットし、それを結んで
その延長上にある補正電圧の起点ＶＡを求める。Ｖｚ＝
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖｉｎを満たす入力電圧Ｖｉｎ
がＶＡに相当するから、起点電圧ＶＡは次式(7) で与え
られる。
【００２３】
【数６】ＶＡ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×Ｖｚ……(7) 従って、（７）式を満足するように抵抗Ｒ１，Ｒ２及び
ツェナーダイオードＺＤ１を設定することによりＶＡを
決定できる。次に、補正電圧の傾きを設定する。定格入
力電圧下限値において必要なＩｚを求め抵抗Ｒ３を設定
する。（６）式を使って、ＶＲ３；（Ｖｏｃ−Ｖ１）、
Ｖｉｎ；定格入力電圧下限値とおいて、抵抗Ｒ３は次式
（８）で与えられる。
ツェナーダイオードＺＤ１を設定することによりＶＡを
決定できる。次に、補正電圧の傾きを設定する。定格入
力電圧下限値において必要なＩｚを求め抵抗Ｒ３を設定
する。（６）式を使って、ＶＲ３；（Ｖｏｃ−Ｖ１）、
Ｖｉｎ；定格入力電圧下限値とおいて、抵抗Ｒ３は次式
（８）で与えられる。
【００２４】
【数７】Ｒ３＝（Ｖｏｃ−ｖ１）×Ｒ１／（（定格入力
電圧下限値）−Ｖｚ）……(8) 以上（７），（８）式により抵抗Ｒ１〜Ｒ３，ツェナー
ダイオードＺＤ１を設定することにより必要な入力補正
電圧が得られる。，の加算回路及び比較回路につい
ては、周知の回路なので説明は省略する。
電圧下限値）−Ｖｚ）……(8) 以上（７），（８）式により抵抗Ｒ１〜Ｒ３，ツェナー
ダイオードＺＤ１を設定することにより必要な入力補正
電圧が得られる。，の加算回路及び比較回路につい
ては、周知の回路なので説明は省略する。
【００２５】次に図４は本発明の第２の実施例としての
スイッチング電源装置の回路を示し、２Ｂは入力電流検
出にカレントトランスＣＴ２０を使用した出力過電流検
出回路を示す。入力電流が小さい場合は、図１に述べた
低抵抗Ｒ０による検出が可能であるが出力が中，大容量
になると入力電流Ｉｉｎが大きくなるので図４のように
カレントトランスＣＴ２０による検出が必要になる。な
おＤ２０はこのカレントトランスＣＴ２０の２次電流を
整流するショットキーバリアダイオード、Ｃ２１はこの
整流出力を平滑化する平滑コンデンサ、Ｒ２３は負荷抵
抗である。カレントトランスにより入力電流を検出する
場合は、図４に示すように入力電流検出電圧（この場合
抵抗Ｒ２３の両端電圧）を直接に入力補正電圧ＶＲ３に
加算することが可能になるので加算回路が省略でき、回
路が簡単になる。
スイッチング電源装置の回路を示し、２Ｂは入力電流検
出にカレントトランスＣＴ２０を使用した出力過電流検
出回路を示す。入力電流が小さい場合は、図１に述べた
低抵抗Ｒ０による検出が可能であるが出力が中，大容量
になると入力電流Ｉｉｎが大きくなるので図４のように
カレントトランスＣＴ２０による検出が必要になる。な
おＤ２０はこのカレントトランスＣＴ２０の２次電流を
整流するショットキーバリアダイオード、Ｃ２１はこの
整流出力を平滑化する平滑コンデンサ、Ｒ２３は負荷抵
抗である。カレントトランスにより入力電流を検出する
場合は、図４に示すように入力電流検出電圧（この場合
抵抗Ｒ２３の両端電圧）を直接に入力補正電圧ＶＲ３に
加算することが可能になるので加算回路が省略でき、回
路が簡単になる。
【００２６】
【発明の効果】２次側の出力過電流を１次側の入力電流
で検出するスイッチング電源装置において、出力過電流
の検出レベルを一定とするためには入力電圧の大きさに
応じて入力電流の検出レベルを変化させる必要がある
が、本発明においてはこのように変化する入力電流のあ
るべき検出レベルに加算して一定の基準電圧を得るよう
な、入力電圧に依存する補正電圧を入力電圧補正回路に
よって発生させ、入力電流検出電圧にこの補正電圧を加
算した電圧を前記基準電圧と比較し、加算電圧が基準電
圧を越えるとこのスイッチング電源装置の動作を停止さ
せるようにした。前記の入力電圧補正回路は、補正電圧
の起点及び傾きが自由に設定できるにでかなり厳密に補
正がかけられる。従って、入力電圧変動に対し出力過電
流検出の精度を向上させることができた。
で検出するスイッチング電源装置において、出力過電流
の検出レベルを一定とするためには入力電圧の大きさに
応じて入力電流の検出レベルを変化させる必要がある
が、本発明においてはこのように変化する入力電流のあ
るべき検出レベルに加算して一定の基準電圧を得るよう
な、入力電圧に依存する補正電圧を入力電圧補正回路に
よって発生させ、入力電流検出電圧にこの補正電圧を加
算した電圧を前記基準電圧と比較し、加算電圧が基準電
圧を越えるとこのスイッチング電源装置の動作を停止さ
せるようにした。前記の入力電圧補正回路は、補正電圧
の起点及び傾きが自由に設定できるにでかなり厳密に補
正がかけられる。従って、入力電圧変動に対し出力過電
流検出の精度を向上させることができた。
【図１】本発明の第１の実施例としての構成を示す回路
図
図
【図２】図１の入力電圧対入力電流検出電圧の関係を示
す特性図
す特性図
【図３】図１の入力電圧対入力補正電圧の関係を示す特
性図
性図
【図４】本発明の第２の実施例としての構成を示す回路
図
図
【図５】従来の回路図
【図６】図５のあるべき入力電圧対入力電流検出電圧の
関係を示す特性図
関係を示す特性図
１ 主電源回路 ２Ａ，２Ｂ 出力過電流検出回路 ３ ＰＷＭ制御回路 ４ 出力電圧検出回路 Ｖｉｎ 入力電圧 Ｖｏｕｔ 出力電圧 Ｉｉｎ 入力電流 Ｉｏｕｔ 出力電流 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２１ 平滑コンデンサ Ｔ１ トランス Ｑ１ ＦＥＴ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ２０ ショットキーバリアダイオード ＺＤ１ ツェナダイオード Ｌ１ チョークコイル Ｒ０〜Ｒ７，Ｒ２３ 抵抗 Ａ１，Ａ２ 誤差増幅器 ＣＴ２０ カレントトランス
Claims (2)
- 【請求項１】所定の範囲で変動する入力直流電源の電圧
をスイッチング手段を介してトランスの１次巻線に繰返
し断続印加し、このとき前記トランスの２次巻線に発生
する電圧を整流し平滑化して安定化された出力直流電源
を生成するスイッチング電源装置において、 前記入力直流電源から入力する電流に比例した入力電流
信号を検出出力する入力電流検出手段と、 前記出力直流電源から出力される電流の所定の過電流値
に対応し、かつ前記の変動する入力直流電源の電圧に応
じた前記入力電流の値に相当する入力電流信号の値と所
定の基準信号値との差の信号を出力する補正信号出力手
段と、 前記入力電流検出手段の出力する入力電流信号と前記補
正信号出力手段の出力する差の信号との加算値が前記基
準信号値を上回ったことを判別して前記スイッチング手
段をオフさせる手段とを備えたことを特徴とするスイッ
チング電源装置の出力過電流検出装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の出力過電流検出装置にお
いて、 前記補正信号出力手段は前記入力直流電源の電圧を所定
の比率に分圧する抵抗と、 この分圧された電圧を所定のツェナ電圧でクリップする
ツェナダイオードとを備え、 このツェナダイオードの電流に比例した信号を前記差の
信号とするものであることを特徴とするスイッチング電
源装置の出力過電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP545193A JPH06217533A (ja) | 1993-01-18 | 1993-01-18 | スイッチング電源装置の出力過電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP545193A JPH06217533A (ja) | 1993-01-18 | 1993-01-18 | スイッチング電源装置の出力過電流検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06217533A true JPH06217533A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=11611581
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP545193A Pending JPH06217533A (ja) | 1993-01-18 | 1993-01-18 | スイッチング電源装置の出力過電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06217533A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8169177B2 (en) | 2007-03-26 | 2012-05-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric vehicle |
| JP2012090406A (ja) * | 2010-10-19 | 2012-05-10 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US9240727B2 (en) | 2011-07-12 | 2016-01-19 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply device control circuit having an overcurrent protection control circuit |
| JP2016226225A (ja) * | 2015-06-03 | 2016-12-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電力変換方法 |
-
1993
- 1993-01-18 JP JP545193A patent/JPH06217533A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8169177B2 (en) | 2007-03-26 | 2012-05-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric vehicle |
| JP2012090406A (ja) * | 2010-10-19 | 2012-05-10 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US8619437B2 (en) | 2010-10-19 | 2013-12-31 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Switching power supply device having a controller to calculate the duty rate and output current |
| US9240727B2 (en) | 2011-07-12 | 2016-01-19 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply device control circuit having an overcurrent protection control circuit |
| JP2016226225A (ja) * | 2015-06-03 | 2016-12-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電力変換方法 |
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