JPH06224657A - Load circuit for differential amplifier circuit - Google Patents
Load circuit for differential amplifier circuitInfo
- Publication number
- JPH06224657A JPH06224657A JP5010889A JP1088993A JPH06224657A JP H06224657 A JPH06224657 A JP H06224657A JP 5010889 A JP5010889 A JP 5010889A JP 1088993 A JP1088993 A JP 1088993A JP H06224657 A JPH06224657 A JP H06224657A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- current
- load
- component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 バランス型ミキサ回路ｍの負荷抵抗器ｒc が
接続された出力端間にはカレントミラー回路が接続され
る。これはミラー接続されたトランジスタＱ19，Ｑ20か
らなり、Ｑ19のコレクタはミキサ回路ｍの一方の出力端
に接続され、同エミッタが直流電源Ｖccに接続される。
Ｑ20のコレクタはミキサ回路ｍの他方出力端に接続さ
れ、同エミッタはＤＣ電源Ｖccに接続される。ミキサ出
力の一方には直流成分ＩDCと交流成分ＩACとの和ＩDC＋
ＩACが出力され、他方にはＩDC−ｉACが出力される。直
流電流成分ＩDCはカレントミラー回路から供給されるた
め、交流成分ＩACはカレントミラー回路には流れず、抵
抗器ｒc を流れる。よって出力端子Ｍix-outにはＶcc−
ＶF が動作点の交流出力電圧ＩAC×Ｒc が現れる。
【効果】 動作点は直流電流ＩDCに対する依存が少なく
一定するため、電流ＩDCは交流特性の必要性に応じて設
定でき、設計自由度が向上する。
(57) [Summary] [Configuration] A current mirror circuit is connected between the output terminals of the balanced mixer circuit m to which the load resistor rc is connected. This is composed of transistors Q19 and Q20 which are mirror-connected, the collector of Q19 is connected to one output end of the mixer circuit m, and the emitter is connected to the DC power supply Vcc.
The collector of Q20 is connected to the other output terminal of the mixer circuit m, and its emitter is connected to the DC power supply Vcc. For one of the mixer outputs, the sum of the DC component IDC and the AC component IAC IDC +
IAC is output and IDC-iAC is output to the other. Since the DC current component IDC is supplied from the current mirror circuit, the AC component IAC does not flow in the current mirror circuit but flows in the resistor rc. Therefore, output terminal Mix-out has Vcc-
The AC output voltage IAC × Rc appears when VF is the operating point. [Effect] Since the operating point has little dependence on the direct current IDC and is constant, the current IDC can be set according to the necessity of the AC characteristics, and the degree of freedom in design is improved.
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は差動電流出力用の増幅器
である差動増幅器用の負荷回路に関するもので、特に電
源電圧が低い条件で使用されるバランス型ミキサ回路に
適しているものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a load circuit for a differential amplifier which is an amplifier for differential current output, and is particularly suitable for a balanced mixer circuit used under a condition of low power supply voltage. is there.
【０００２】[0002]
【従来の技術】バランス型ミキサ回路において利得を上
げるときには定電流源からの電流値を大きくするか或い
は負荷抵抗器の抵抗値を大きくする必要がある。このこ
とについて図面を参照して説明する。2. Description of the Related Art When a gain is increased in a balanced mixer circuit, it is necessary to increase the current value from a constant current source or the resistance value of a load resistor. This will be described with reference to the drawings.
【０００３】図６は従来のバランス型ミキサ回路の回路
構成を示すもので、特に、この図に示すものはダブルバ
ランス型のもので、トランジスタＱ1 〜Ｑ6 がそれを構
成している。Ｌo-ＯＳＣは局部発振電圧源、Ｍix-in は
信号源、Ｍix-outは中間周波数出力端子、ｉ0 は定電流
源（出力電流値はＩ0 ）、ｒc は負荷抵抗器（抵抗値は
Ｒc ）であり、信号源Ｍix-in から入力された交流信号
は局部発振器Ｌo-ＯＳＣの出力信号と混合され両信号の
差の（局部発振周波数から信号源Ｍix-in の出力周波数
を差引いた）中間周波数の信号が出力端子Ｍix-outから
得られる。この回路について動作の解析を行うと次のよ
うになる。FIG. 6 shows a circuit configuration of a conventional balanced mixer circuit, and in particular, the one shown in this figure is a double balanced type, and transistors Q1 to Q6 form it. Lo-OSC is a local oscillation voltage source, Mix-in is a signal source, Mix-out is an intermediate frequency output terminal, i0 is a constant current source (output current value is I0), rc is a load resistor (resistance value is Rc). Yes, the AC signal input from the signal source Mix-in is mixed with the output signal of the local oscillator Lo-OSC and has an intermediate frequency of the difference between the two signals (the local oscillation frequency minus the output frequency of the signal source Mix-in). A signal is available at the output terminal Mix-out. The operation of this circuit is analyzed as follows.
【０００４】回路からの出力を抵抗負荷ｒc により電圧
変換して取出す場合、抵抗ｒc には交流成分ＶAC1 の他
に直流成分ＶDC1 が重畳されている。この直流成分ＶDC
1 は回路の定電流源ｉ0 の出力電流値Ｉ0 により決ま
り、 ｖDC1 ＝Ｖcc−Ｉ0 ・Ｒc ／２ （１） となる。When the output from the circuit is converted into a voltage by the resistance load rc and taken out, a DC component VDC1 is superposed on the resistor rc in addition to the AC component VAC1. This DC component VDC
1 is determined by the output current value I0 of the constant current source i0 of the circuit, and vDC1 = Vcc-I0.Rc / 2 (1).
【０００５】また、交流成分ＶAC1 は入力信号源Ｍix-i
n が正弦波で局部発振電圧源Ｌo-ＯＳＣの出力振幅が充
分に大きく、トランジスタＱ1 〜Ｑ4 が方形波スイッチ
ングを行っているとすると、 ＶAC1 ＝（ｇm Ｒc ／２π）Ｖin となる。ここで、ｇm はトランジスタＱ5 ，Ｑ6 の相互
コンダクタンスで、これは定電流源ｉ0 の出力電流値Ｉ
0 によって決まる。即ち、ｇm ＝Ｉ0 ／２ＶT 、ＶT ＝
ｋＴ／ｑであり、最終的にはＶACは、 ＶAC1 ＝（Ｉ0 Ｒc ／４πＶT ）Ｖin （２） となる。（１）式より第１図のミキサ回路での変換利得
Ｇvc1 は、 Ｇvc1 ＝Ｉ0 Ｒc ／４πＶT （３） であり、定電流源Ｉ0 及び負荷抵抗値Ｒc に比例するこ
とがわかる。したがって、この変換利得Ｇvc1 を大きく
するには、定電流源の電流値あるいは負荷抵抗値を大き
くすることとなるのである。The AC component VAC1 is an input signal source Mix-i.
Assuming that n is a sine wave, the output amplitude of the local oscillation voltage source Lo-OSC is sufficiently large, and the transistors Q1 to Q4 perform square wave switching, VAC1 = (gm Rc / 2π) Vin. Here, gm is the transconductance of the transistors Q5 and Q6, which is the output current value I0 of the constant current source i0.
Determined by 0. That is, gm = I0 / 2VT, VT =
kT / q, and finally VAC becomes VAC1 = (I0 Rc / 4πVT) Vin (2). From the equation (1), it is understood that the conversion gain Gvc1 in the mixer circuit of FIG. 1 is Gvc1 = I0Rc / 4.pi.VT (3), which is proportional to the constant current source I0 and the load resistance value Rc. Therefore, in order to increase the conversion gain Gvc1, the current value or load resistance value of the constant current source must be increased.
【０００６】図７に示す回路は増幅段を２段構成にした
ダブルバランス型ミキサ回路の回路構成を示すものであ
る。この回路においては、トランジスタＱ11〜Ｑ16によ
り前段にあたるダブルバランス型ミキサ回路を形成し、
トランジスタＱ17，Ｑ18により後段にあたる差動アップ
からなるインピーダンス変換回路を形成している。ｉ1
はその定電流源、ＲA は前段ミキサ回路の各出力端に接
続された負荷抵抗器である。The circuit shown in FIG. 7 shows the circuit configuration of a double-balanced mixer circuit having two amplification stages. In this circuit, transistors Q11 to Q16 form a double-balanced mixer circuit, which is the preceding stage,
The transistors Q17 and Q18 form an impedance conversion circuit, which is a differential stage and is a latter stage. i1
Is a constant current source thereof, and RA is a load resistor connected to each output terminal of the preceding mixer circuit.
【０００７】この図の回路においても上記と同様の解析
を行うと、出力の直流成分ＶDC2 は、 ＶDC2 ＝Ｖcc−Ｉ1 Ｒc ／２ （４） となり、交流成分ＶAC2 は、 ＶAC2 ＝（Ｉ0 ＲA ／４πＶT ）・２・（Ｉ1 Ｒc ／４ＶT ）・ｖin （５） となる。この式（５）より図７のミキサ回路での変換利
得Ｇvc2 は、 Ｇvc2 ＝Ｉ0 Ｉ1 ＲA Ｒc ／８πＶT 2 （６） であり、やはり定電流源ｉ0 ，ｉ1 の電流値Ｉ0 ，Ｉ1
及び負荷抵抗値ＲA ，Ｒc に比例することがわかる。When the same analysis is performed in the circuit of this figure, the DC component VDC2 of the output is VDC2 = Vcc-I1 Rc / 2 (4), and the AC component VAC2 is VAC2 = (I0 RA / 4.pi.VT ) * 2 * (I1 Rc / 4VT) * vin (5). From the equation (5), the conversion gain Gvc2 in the mixer circuit of FIG. 7 is Gvc2 = I0 I1 RA Rc / 8πVT 2 (6), and the current values I0 and I1 of the constant current sources i0 and i1 are also.
It can be seen that it is proportional to the load resistance values RA and Rc.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】以上のように、変換利
得を大きくするには定電流源の電流値か負荷抵抗値を大
きくすることが考えられるが、ミキサ回路では、負荷抵
抗器での電圧降下により増幅段でのバイアスが足りなく
なることを防ぐため、出力負荷抵抗値が決められてお
り、自由に設定することができない。そこで、従来か
ら、定電流源の電流値を大きくするか、図７に示すよう
に後段にインピーダンス変換回路を構える構成とするし
かない。As described above, it is conceivable to increase the current value of the constant current source or the load resistance value in order to increase the conversion gain. However, in the mixer circuit, the voltage at the load resistor is increased. In order to prevent the lack of bias in the amplification stage due to the drop, the output load resistance value is determined and cannot be set freely. Therefore, conventionally, there is no choice but to increase the current value of the constant current source or to provide an impedance conversion circuit in the subsequent stage as shown in FIG.
【０００９】前述したようにミキサ出力を抵抗負荷によ
り取出す場合、その抵抗負荷には交流成分ＶACと直流成
分ＶDCが出力される。即ち、本来希望すべき交流成分は
直流成分による出力点を動作点として出力されることに
なる（図８参照）。When the mixer output is taken out by the resistance load as described above, the AC component VAC and the DC component VDC are output to the resistance load. That is, the originally desired AC component is output with the output point of the DC component as the operating point (see FIG. 8).
【００１０】図６に示す回路においては直流出力及び変
換利得は上記（１）式、（３）式に示す通りであり、こ
れらの式より、変換利得Ｇvc1 は、 Ｇvc1 ＝−（ＶDC1 −Ｖcc）／２πＶT （７） が得られる。この式より直流出力と変換利得とは比例関
係にあり、変換利得を２倍にすると、直流出力も２倍に
なることがわかる。この様子は図８にも示されている。In the circuit shown in FIG. 6, the DC output and the conversion gain are as shown in the above equations (1) and (3). From these equations, the conversion gain Gvc1 is Gvc1 =-(VDC1-Vcc) / 2πVT (7) is obtained. From this equation, it is understood that the DC output and the conversion gain are in a proportional relationship, and that if the conversion gain is doubled, the DC output is also doubled. This state is also shown in FIG.
【００１１】同様、図７に示す回路においても、（４）
式、（６）式より、 Ｇvc2 ＝−Ｉ0 ＲA （ＶDC2 −Ｖcc）／４πＶT 2 （８） となり、直流出力と変換利得とは比例関係にあることが
わかる。Similarly, in the circuit shown in FIG. 7, (4)
Wherein (6) than, Gvc2 = -I0 RA (VDC2 -Vcc ) / 4πVT 2 (8) next, the DC output and the conversion gain it can be seen that a proportional relationship.
【００１２】このように直流出力と変換利得とが互いに
相関し、設計自由度が少なく、特に低電源電圧時には直
流出力が出力ダイナミックレンジによる制約を受けるた
め、充分な電流が流せず、必要な変換利得を得られない
という問題があった。特にＩＣ回路で最も一般的に用い
られるバランス型ミキサ回路では増幅段とスイッチング
段とがスタック接続されるため、上記問題点により低電
圧への適応が困難であった。As described above, the DC output and the conversion gain are correlated with each other, the degree of freedom in design is small, and the DC output is restricted by the output dynamic range especially at a low power supply voltage, so that a sufficient current cannot flow and necessary conversion is required. There was a problem that I could not get a gain. In particular, in the balanced mixer circuit most commonly used in IC circuits, the amplification stage and the switching stage are connected in a stack, so that it is difficult to adapt to a low voltage due to the above problems.
【００１３】本発明は、このような従来技術の有する問
題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところ
は、差動増幅回路からの出力を抵抗器により取出す場合
に、交流特性を直流出力により制約させることなしに独
立して設定可能とすることで、設計自由度を増したＩＣ
化に適した差動増幅回路用負荷回路を提供することにあ
る。The present invention has been made in view of the above problems of the prior art, and an object of the present invention is to obtain an AC characteristic of a direct current when the output from the differential amplifier circuit is taken out by a resistor. An IC with increased design flexibility by enabling independent settings without being constrained by the output
It is to provide a load circuit for a differential amplifier circuit, which is suitable for use in the system.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】請求項１記載の本発明の
負荷回路は、差動増幅回路の二つの出力端間を流れる電
流を電圧に変換し前記差動増幅回路の出力として電圧信
号を発生する負荷抵抗器と、上記二つの出力端のうち一
方に基準電流入力回路が接続され且つ他方にミラー電流
出力回路が接続されたカレントミラー回路とを備えてい
る。特に、請求項２記載の本発明の負荷回路は、負荷抵
抗器が受動素子から構成されている。また、請求項３記
載の本発明の負荷回路は、負荷抵抗器が能動素子から構
成されている。そして、請求項４記載の本発明の負荷回
路は、差動増幅回路がバランス型ミキサ回路を形成して
おり、その大きな効果が期待できる。According to a first aspect of the load circuit of the present invention, a current flowing between two output terminals of a differential amplifier circuit is converted into a voltage, and a voltage signal is output as an output of the differential amplifier circuit. A load resistor for generating and a current mirror circuit in which a reference current input circuit is connected to one of the two output terminals and a mirror current output circuit is connected to the other are provided. Particularly, in the load circuit according to the second aspect of the present invention, the load resistor is composed of a passive element. In the load circuit according to the present invention as defined in claim 3, the load resistor is composed of active elements. Further, in the load circuit of the present invention according to claim 4, the differential amplifier circuit forms a balanced mixer circuit, and a great effect can be expected.
【００１５】[0015]
【作用】本発明によれば、出力電流のうちの直流成分は
カレントミラー回路により吸収される。なぜなら、カレ
ントミラー回路は入力回路と出力回路とで同値の電流を
流すという特性を持ち、その間に接続された抵抗器には
その両端が直流的には同電位となって直流電流は流れな
くなる。According to the present invention, the DC component of the output current is absorbed by the current mirror circuit. This is because the current mirror circuit has the characteristic that the same value of current flows in the input circuit and the output circuit, and both ends of the resistor connected between them have the same potential in terms of direct current, and no direct current flows.
【００１６】よって、負荷抵抗器には直流成分は流れな
いこととなるため、その抵抗値は直流特性に無関係とな
る。一方、この抵抗器には交流成分のみ流れることとな
るため、差動増幅出力には直流成分は重畳せず、交流成
分のみ現れ、その動作点は直流成分とは無関係に固定と
なる。よって、負荷抵抗器にかかる直流電圧を考慮せず
に定電流源を充分に大きくして交流変換利得を高くす
る、という設定操作を行うことができ、設計自由度が向
上する。Therefore, since no DC component flows through the load resistor, its resistance value is irrelevant to the DC characteristic. On the other hand, since only the AC component flows through this resistor, the DC component does not overlap the differential amplification output, only the AC component appears, and the operating point is fixed regardless of the DC component. Therefore, it is possible to perform the setting operation of increasing the AC conversion gain by sufficiently increasing the constant current source without considering the DC voltage applied to the load resistor, and the degree of freedom in design is improved.
【００１７】[0017]
【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照し
つつ説明する。図１は本発明の一実施例の回路構成を示
すものである。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit configuration of an embodiment of the present invention.
【００１８】この図において、符号ｍで示すものはバラ
ンス型ミキサ回路であり、負荷抵抗器ｒc が接続されて
いるその出力端間にはカレントミラー回路が接続されて
いる。このカレントミラー回路はミラー接続された二つ
のｐｎｐ型トランジスタＱ19，Ｑ20からなり、トランジ
スタＱ19はその基準電流入力回路を構成し、トランジス
タＱ20は同回路のミラー電流出力回路を構成しており、
トランジスタＱ19のコレクタがミキサ回路ｍの一方の出
力端に接続され、同エミッタが直流電源Ｖccに接続され
るとともに、トランジスタＱ20のコレクタがミキサ回路
ｍの他方の出力端に接続され、同エミッタが直流電源Ｖ
ccに接続された配線構造となっている。よって、負荷抵
抗器ｒc はトランジスタＱ19，Ｑ20のコレクタ間に位置
する。In this figure, the symbol m indicates a balanced mixer circuit, and a current mirror circuit is connected between the output terminals of the load resistor rc and the output terminal. This current mirror circuit is composed of two mirror-connected pnp type transistors Q19 and Q20, the transistor Q19 constitutes the reference current input circuit thereof, and the transistor Q20 constitutes the mirror current output circuit of the same circuit.
The collector of the transistor Q19 is connected to one output end of the mixer circuit m, the emitter of which is connected to the DC power supply Vcc, and the collector of the transistor Q20 is connected to the other output end of the mixer circuit m, and the emitter of which is a direct current. Power supply V
It has a wiring structure connected to cc. Therefore, the load resistor rc is located between the collectors of the transistors Q19 and Q20.
【００１９】図２はこのように構成された回路の動作原
理を示すものある。この図において、バランス型ミキサ
出力の一方には直流電流成分ＩDCと交流信号成分ＩACと
の和ＩDC＋ＩACが出力され、他方にはＩDC−ｉACが出力
される。すると、直流電流成分ＩDCはＱ19，Ｑ20より構
成されるカレントミラー回路により供給される。なぜな
ら、カレントミラー回路は入力回路と出力回路とで同値
の電流を流すという特性を持ち、その間に接続された抵
抗器にはその両端が直流的には同電位となって直流電流
は流れなくなる。よって、交流信号成分ＩACはカレント
ミラー回路には流れず、負荷抵抗器ｒc を流れることに
なり、中間周波数信号出力端子Ｍix-outには図３に示す
ようにＶcc−ＶF を動作点とした交流出力電圧ＩAC×Ｒ
c が現れる。したがって、動作点は直流電流ＩDCに対す
る依存性は少なく一定しており、直流電流ＩDCは交流特
性の必要性に応じて設定することができることとなる。FIG. 2 shows the operating principle of the circuit thus constructed. In this figure, the sum of the DC current component IDC and the AC signal component IAC is output to one of the balanced mixer outputs, IDC + IAC, and the other is output to IDC-iAC. Then, the direct current component IDC is supplied by the current mirror circuit composed of Q19 and Q20. This is because the current mirror circuit has the characteristic that the same value of current flows in the input circuit and the output circuit, and both ends of the resistor connected between them have the same potential in terms of direct current, and no direct current flows. Therefore, the AC signal component IAC does not flow in the current mirror circuit but flows through the load resistor rc, and the intermediate frequency signal output terminal Mix-out has an alternating current with Vcc-VF as an operating point as shown in FIG. Output voltage IAC × R
c appears. Therefore, the operating point has little dependence on the DC current IDC and is constant, and the DC current IDC can be set according to the necessity of the AC characteristics.
【００２０】図４はダブルバランスミキサに本発明を適
用した例を示すものである。FIG. 4 shows an example in which the present invention is applied to a double balance mixer.
【００２１】この図に示すミキサ回路はトランジスタＱ
1 ，Ｑ3 が一方の出力素子を構成しているが、カレント
ミラー回路の基準電流入力回路を構成するトランジスタ
Ｑ19のコレクタはそれらトランジスタＱ1 ，Ｑ3 のコレ
クタに接続されている。同カレントミラー回路のミラー
電流出力回路を構成するトランジスタＱ20は、ミキサ回
路の他方の出力素子を構成するトランジスタＱ2 ，Ｑ4
のコレクタに接続されている。The mixer circuit shown in this figure has a transistor Q.
Although 1 and Q3 form one output element, the collector of the transistor Q19 which forms the reference current input circuit of the current mirror circuit is connected to the collectors of these transistors Q1 and Q3. The transistor Q20 forming the mirror current output circuit of the current mirror circuit is the transistors Q2 and Q4 forming the other output element of the mixer circuit.
Connected to the collector.
【００２２】この回路において、２ＩDC＝Ｉ0 となるた
め、定電流源ｉ0 の出力電流値Ｉ0を大きくしても負荷
抵抗器ｒc には関係がない。よって、この負荷抵抗器ｒ
c にかかる直流電圧を配慮せずに交流特性の必要性に応
じて電流Ｉ0 を設定することができ、設計の自由度が大
幅に高まる。In this circuit, since 2IDC = I0, the load resistor rc does not matter even if the output current value I0 of the constant current source i0 is increased. Therefore, this load resistor r
The current I0 can be set according to the necessity of AC characteristics without considering the DC voltage applied to c, and the degree of freedom in design is greatly increased.
【００２３】図５はシングルバランスミキサに本発明を
適用した例を示すものである。FIG. 5 shows an example in which the present invention is applied to a single balance mixer.
【００２４】この図において、トランジスタＱ21〜Ｑ23
がそのミキサ回路を構成しており、そのうちトランジス
タＱ21は一方の出力素子を、トランジスタＱ22は他方の
出力素子を、トランジスタＱ23は入力素子を構成してい
る。よって、局部発振電圧源Ｌo-ＯＳＣはトランジスタ
Ｑ21，Ｑ22のベースに接続されており、入力信号源Ｍix
-in はトランジスタＱ23のベースに接続されている。In this figure, transistors Q21 to Q23
, And the transistor Q21 constitutes one output element, the transistor Q22 constitutes the other output element, and the transistor Q23 constitutes the input element. Therefore, the local oscillation voltage source Lo-OSC is connected to the bases of the transistors Q21 and Q22, and the input signal source Mix
-in is connected to the base of transistor Q23.
【００２５】そして、カレントミラー回路の基準電流入
力回路を構成するトランジスタＱ19のコレクタはトラン
ジスタＱ21のコレクタに接続され、同回路のミラー電流
出力回路を構成するトランジスタＱ20のコレクタはトラ
ンジスタＱ22のコレクタに接続される構成となってい
る。The collector of the transistor Q19 forming the reference current input circuit of the current mirror circuit is connected to the collector of the transistor Q21, and the collector of the transistor Q20 forming the mirror current output circuit of the same circuit is connected to the collector of the transistor Q22. It is configured to be.
【００２６】この回路によっても、ダブルバランスのと
きと同等の作用効果を発揮することは勿論のことであ
る。It is needless to say that this circuit also exhibits the same operational effect as in the case of double balance.
【００２７】なお、以上説明した実施例では負荷抵抗器
が受動素子で構成されているが、ＦＥＴ等の能動負荷で
構成されても良いものである。また、適用差動増幅回路
としては上記ミキサ回路に限定されることはない。Although the load resistor is composed of a passive element in the above-described embodiments, it may be composed of an active load such as an FET. Further, the applied differential amplifier circuit is not limited to the above mixer circuit.
【００２８】[0028]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、出
力電流のうちの直流成分をカレントミラー回路により吸
収させ、負荷抵抗器には直流成分は流れないようにし、
もってその抵抗値が直流特性に無関係となるようにし、
抵抗器には交流成分のみ流れるようにしたため、差動増
幅出力には直流成分は重畳せず、交流成分のみ現れ、そ
の動作点は直流成分とは無関係に固定となり、負荷抵抗
器にかかる直流電圧を考慮せずに定電流源を充分に大き
くして交流変換利得を高くする、という設定操作を行う
ことができることとなって、設計自由度が向上する。As described above, according to the present invention, the direct current component of the output current is absorbed by the current mirror circuit, and the direct current component does not flow in the load resistor.
So that the resistance value is independent of the DC characteristics,
Since only the AC component flows through the resistor, the DC component is not superimposed on the differential amplification output, only the AC component appears, and the operating point is fixed regardless of the DC component, and the DC voltage applied to the load resistor is It is possible to perform a setting operation of increasing the AC conversion gain by sufficiently increasing the constant current source without considering the above, and thus the degree of freedom in design is improved.
【図１】本発明の一実施例に係るバランス型ミキサ回路
の負荷回路構成を示す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing a load circuit configuration of a balanced mixer circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す負荷回路の動作原理説明用の回路
図。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining the operating principle of the load circuit shown in FIG.
【図３】図１に示す負荷回路を用いたミキサ回路の出力
特性を示す出力信号波形図。3 is an output signal waveform diagram showing the output characteristics of a mixer circuit using the load circuit shown in FIG.
【図４】図１に示す負荷回路をダブルバランスミキサに
適用した場合の具体的構成を示す回路図。FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific configuration when the load circuit shown in FIG. 1 is applied to a double balance mixer.
【図５】図１に示す負荷回路をシングルバランスミキサ
に適用した場合の具体的構成を示す回路図。5 is a circuit diagram showing a specific configuration when the load circuit shown in FIG. 1 is applied to a single balance mixer.
【図６】従来のダブルバランスミキサの回路構成を示す
回路図。FIG. 6 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a conventional double balance mixer.
【図７】従来の出力段差動増幅器を別に持つ２段構成の
ダブルバランスミキサの回路構成を示す回路図。FIG. 7 is a circuit diagram showing a circuit configuration of a double-balanced mixer having a two-stage configuration having another conventional output stage differential amplifier.
【図８】図７及び図８に示すミキサ回路の出力特性を示
す出力信号波形図。FIG. 8 is an output signal waveform diagram showing the output characteristics of the mixer circuits shown in FIGS. 7 and 8.
Ｑ19 カレントミラー回路の基準電流入力回路を構成す
るトランジスタ Ｑ20 カレントミラー回路のミラー電流出力回路を構成
するトランジスタ ｍ バランス型ミキサ回路 Ｌo-ＯＳＣ 局部発振電圧源 Ｍix-in 入力信号源 Ｍix-out 中間周波数信号出力端 ｒc 負荷抵抗器Q19 Transistor configuring the reference current input circuit of the current mirror circuit Q20 Transistor configuring the mirror current output circuit of the current mirror circuit m Balanced mixer circuit Lo-OSC Local oscillation voltage source Mix-in Input signal source Mix-out Intermediate frequency signal Output terminal rc Load resistor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴 木 恒 雄 神奈川県川崎市幸区堀川町580番１号 株 式会社東芝半導体システム技術センター内 (72)発明者 藤 沼 豊 壽 東京都品川区西五反田４丁目32番１号 東 芝情報システム株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Tsuneo Suzuki 580-1, Horikawa-cho, Saiwai-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Toshiba Semiconductor Systems Technology Center, Ltd. (72) Inventor Yutaka Fujinuma Shinagawa-ku, Tokyo Nishi Gotanda 4-32-1 Toshiba Toshiba Information Systems Co., Ltd.
Claims (4)
流を電圧に変換し前記差動増幅回路の出力として電圧信
号を発生する負荷抵抗器と、 前記二つの出力端のうち一方に基準電流入力回路が接続
され且つ他方にミラー電流出力回路が接続されたカレン
トミラー回路とを備えている差動増幅回路用負荷回路。1. A load resistor for converting a current flowing between two output terminals of a differential amplifier circuit into a voltage to generate a voltage signal as an output of the differential amplifier circuit, and one of the two output terminals. A load circuit for a differential amplifier circuit, comprising: a current mirror circuit to which a reference current input circuit is connected and a mirror current output circuit is connected to the other.
請求項１記載の差動増幅回路用負荷回路。2. The load circuit for a differential amplifier circuit according to claim 1, wherein the load resistor is composed of a passive element.
請求項１記載の差動増幅回路用負荷回路。3. The load circuit for a differential amplifier circuit according to claim 1, wherein the load resistor comprises an active element.
成している請求項１〜３のうちいずれか１項記載の差動
増幅回路用負荷回路。4. The load circuit for a differential amplifier circuit according to claim 1, wherein the differential amplifier circuit forms a balanced mixer circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5010889A JPH06224657A (en) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | Load circuit for differential amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5010889A JPH06224657A (en) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | Load circuit for differential amplifier circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224657A true JPH06224657A (en) | 1994-08-12 |
Family
ID=11762893
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5010889A Pending JPH06224657A (en) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | Load circuit for differential amplifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06224657A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002535864A (en) * | 1999-01-14 | 2002-10-22 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | A circuit that converts a differential current signal into a single termination signal |
-
1993
- 1993-01-26 JP JP5010889A patent/JPH06224657A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002535864A (en) * | 1999-01-14 | 2002-10-22 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | A circuit that converts a differential current signal into a single termination signal |
| JP2010252349A (en) * | 1999-01-14 | 2010-11-04 | Qualcomm Inc | Circuit for converting differential current signal to single termination signal |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6037825A (en) | Tree mixer operable in class A, B or AB | |
| EP0906662B1 (en) | Low voltage analog front end | |
| JPH08242125A (en) | Amplifier circuit | |
| JPH0775289B2 (en) | Transconductance amplifier circuit | |
| EP0565299A1 (en) | Double-balanced active mixer with single-ended-to-differential voltage-current conversion circuits | |
| JPH04502539A (en) | Single input/differential output amplifier | |
| US5721507A (en) | Full-wave rectifying circuit having only one differential pair circuit with a function for combining a pair of half-wave rectified currents into a full-wave rectified current | |
| JP2638494B2 (en) | Voltage / current conversion circuit | |
| EP1160717A1 (en) | Analog multiplying circuit and variable gain amplifying circuit | |
| US6344762B1 (en) | Bias circuit for a low voltage differential circuit | |
| US5973539A (en) | Mixer circuit for mixing two signals having mutually different frequencies | |
| JPH0253961B2 (en) | ||
| JPH073929B2 (en) | AM detection circuit | |
| JPH07105662B2 (en) | Multi-function differential amplifier | |
| JPS6315766B2 (en) | ||
| US7061300B2 (en) | Low supply voltage analog multiplier | |
| JP2569497B2 (en) | Multiplier | |
| JPH11103237A (en) | High impedance circuit | |
| US5525924A (en) | Log conversion circuit | |
| JPS62176308A (en) | Frequency doubler circuit | |
| JPS63102503A (en) | Double-balanced modulation circuit | |
| JPS6121857Y2 (en) | ||
| JPH0974317A (en) | Mixer circuit | |
| JP3326635B2 (en) | Amplifier circuit | |
| JP3221452B2 (en) | Voltage / current conversion circuit |