JPH06224692A - インピーダンスを得るための方法及び回路、並びにインピーダンス回路 - Google Patents
インピーダンスを得るための方法及び回路、並びにインピーダンス回路Info
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- JPH06224692A JPH06224692A JP5228981A JP22898193A JPH06224692A JP H06224692 A JPH06224692 A JP H06224692A JP 5228981 A JP5228981 A JP 5228981A JP 22898193 A JP22898193 A JP 22898193A JP H06224692 A JPH06224692 A JP H06224692A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 25
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- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 claims 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
- H04M1/738—Interface circuits for coupling substations to external telephone lines
- H04M1/76—Compensating for differences in line impedance
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/586—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using an electronic circuit
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- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
- H04M1/58—Anti-side-tone circuits
- H04M1/585—Anti-side-tone circuits implemented without inductive element
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 コンデンサを回路に集積できる。
【構成】 回路１は電話線３の第１の端子Ｌ＋と直列接
続された抵抗器Ｒｅ並びに１組のカレント・ミラー回路
４，６，８及び１０から成る。これらカレント・ミラー
回路は、閉ループ中で前記第１の端子に接続され、ＤＣ
信号又は非常に低い周波数の信号が電話加入者回線２に
入力される時に前記抵抗器の抵抗値を所定の数で乗算す
る。
続された抵抗器Ｒｅ並びに１組のカレント・ミラー回路
４，６，８及び１０から成る。これらカレント・ミラー
回路は、閉ループ中で前記第１の端子に接続され、ＤＣ
信号又は非常に低い周波数の信号が電話加入者回線２に
入力される時に前記抵抗器の抵抗値を所定の数で乗算す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、より二線式電話線に
接続された電話加入者と関連したインピーダンスを得る
ための方法及び回路に関するものである。
接続された電話加入者と関連したインピーダンスを得る
ための方法及び回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】多くの用途において、所定のＤＣ又は非
常に低い周波数の抵抗値が他の一定抵抗値又はインピー
ダンス値から合成される必要がある。この必要性は、電
話用の回路にて特に感じられている。そのような回路に
は、事実、処理されるべき信号がＤＣ信号かＡＣ信号か
によって異なる抵抗値やインピーダンス値を必要とす
る。
常に低い周波数の抵抗値が他の一定抵抗値又はインピー
ダンス値から合成される必要がある。この必要性は、電
話用の回路にて特に感じられている。そのような回路に
は、事実、処理されるべき信号がＤＣ信号かＡＣ信号か
によって異なる抵抗値やインピーダンス値を必要とす
る。
【０００３】この点に関し、各電話会社はこれら２つの
異なるインピーダンスの値を設定するが、その値は会社
次第で変わる。例えば、２０Ω〜１００ΩのＤＣ抵抗値
は大抵の電話会社で一般に提供されるが、ＡＣ抵抗値は
２００Ω〜１４００Ωである。更に、ひんぱんな要件
は、ＡＣインピーダンスを複素型にすることである。
異なるインピーダンスの値を設定するが、その値は会社
次第で変わる。例えば、２０Ω〜１００ΩのＤＣ抵抗値
は大抵の電話会社で一般に提供されるが、ＡＣ抵抗値は
２００Ω〜１４００Ωである。更に、ひんぱんな要件
は、ＡＣインピーダンスを複素型にすることである。
【０００４】従来、これら２つの異なるインピーダンス
は、電話加入者回線外部の複雑な構成により、しかも比
較的高価な精密素子を使用する集積回路によって得られ
た。従来の一解決策は電話加入者回線集積回路外のコン
デンサを使用する。このコンデンサは開ループ中でＤＣ
作動され、そしてこの状態で低いインピーダンス例えば
約３０Ωを持つ。
は、電話加入者回線外部の複雑な構成により、しかも比
較的高価な精密素子を使用する集積回路によって得られ
た。従来の一解決策は電話加入者回線集積回路外のコン
デンサを使用する。このコンデンサは開ループ中でＤＣ
作動され、そしてこの状態で低いインピーダンス例えば
約３０Ωを持つ。
【０００５】或る周波数を超えると、コンデンサは集積
回路内部に制御且つ増幅ループを完成することにより短
絡と同じ状態になる。制御ループは、完成されると基本
的に上記インピーダンス値を６００Ωまで逓昇させる。
回路内部に制御且つ増幅ループを完成することにより短
絡と同じ状態になる。制御ループは、完成されると基本
的に上記インピーダンス値を６００Ωまで逓昇させる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この従来技術は、その
目的を達成するが、下記の欠点がある。すなわち、コン
デンサが低い周波数にて既に短絡できるべきであるの
で、その値は極めて高くなければならず、もってこのコ
ンデンサを回路に集積するのを不都合か不可能にする。
しかしながら、この従来装置では、コンデンサの接続さ
れる集積回路にピンを付加する必要があり、そのため高
価になるだけでなく信頼性が低下する。
目的を達成するが、下記の欠点がある。すなわち、コン
デンサが低い周波数にて既に短絡できるべきであるの
で、その値は極めて高くなければならず、もってこのコ
ンデンサを回路に集積するのを不都合か不可能にする。
しかしながら、この従来装置では、コンデンサの接続さ
れる集積回路にピンを付加する必要があり、そのため高
価になるだけでなく信頼性が低下する。
【０００７】第２のもっと複雑な従来技術は、アイイー
イーイー・ジャーナル・オブ・ソリッドステート・サー
キッツ（ＩＥＥＥ Journal of Solid-State Circuit
s）、第７号（１９９１年７月号）に掲載された論文
“ソフトウェア・プログラマブルＣＭＯＳ電話回線”に
述べられており、この電話回線には６個により少なくな
い外部素子が設けられている。この第２の従来技術は、
２つの個別制御ループによって得られるべきＤＣ用及び
ＡＣ用の２つの異なるインピーダンスを提供する。２つ
の信号成分は２個の外部減結合コンデンサによって分け
られる。しかし、この従来技術でさえ、上述したのと同
じ欠点がある。そこで、この発明の下記の技術的課題
は、上述した欠点を克服する、インピーダンスを得るた
めの方法及び回路を提供することである。
イーイー・ジャーナル・オブ・ソリッドステート・サー
キッツ（ＩＥＥＥ Journal of Solid-State Circuit
s）、第７号（１９９１年７月号）に掲載された論文
“ソフトウェア・プログラマブルＣＭＯＳ電話回線”に
述べられており、この電話回線には６個により少なくな
い外部素子が設けられている。この第２の従来技術は、
２つの個別制御ループによって得られるべきＤＣ用及び
ＡＣ用の２つの異なるインピーダンスを提供する。２つ
の信号成分は２個の外部減結合コンデンサによって分け
られる。しかし、この従来技術でさえ、上述したのと同
じ欠点がある。そこで、この発明の下記の技術的課題
は、上述した欠点を克服する、インピーダンスを得るた
めの方法及び回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この技術的課題は、電話
線の一端と直列に接続された単一の抵抗器と、閉ループ
中で前記一端と接続され、ＤＣ信号又は非常に低い周波
数の信号の発生時に前記抵抗器の値を所定の数で除算す
るための回路手段とを設けたことを特徴とするインピー
ダンスを得るための方法によって解決され、また電話線
の一端と直列に接続された単一の抵抗器と、互いに直列
に接続され且つ前記一端に帰還接続された１組のカレン
ト・ミラー回路を含むループ回路と、を備えたことを特
徴とするインピーダンスを得るための回路によって解決
される。
線の一端と直列に接続された単一の抵抗器と、閉ループ
中で前記一端と接続され、ＤＣ信号又は非常に低い周波
数の信号の発生時に前記抵抗器の値を所定の数で除算す
るための回路手段とを設けたことを特徴とするインピー
ダンスを得るための方法によって解決され、また電話線
の一端と直列に接続された単一の抵抗器と、互いに直列
に接続され且つ前記一端に帰還接続された１組のカレン
ト・ミラー回路を含むループ回路と、を備えたことを特
徴とするインピーダンスを得るための回路によって解決
される。
【０００９】
【実施例】この発明に係る方法の特色や利点は、添付図
面に示されているように、一例として与えられ且つこの
発明を実施するインピーダンス合成回路について限定さ
れない、この発明の一実施例についての以下の詳しい説
明から明らかになろう。
面に示されているように、一例として与えられ且つこの
発明を実施するインピーダンス合成回路について限定さ
れない、この発明の一実施例についての以下の詳しい説
明から明らかになろう。
【００１０】図１には、インピーダンスを得るためのこ
の発明に係る回路１が電話加入者回線２と関連して示さ
れている。この発明の応用分野は、特に電話加入者装置
に組み込まれた電話加入者回線に関するが、これに限定
されず、簡単化のためにこうしたにすぎない。特に、こ
の発明の回路１は、ＤＣインピーダンスとして、またＡ
Ｃインピーダンスとして、どちらにも働ける複雑なイン
ピーダンスを合成するのに適している。
の発明に係る回路１が電話加入者回線２と関連して示さ
れている。この発明の応用分野は、特に電話加入者装置
に組み込まれた電話加入者回線に関するが、これに限定
されず、簡単化のためにこうしたにすぎない。特に、こ
の発明の回路１は、ＤＣインピーダンスとして、またＡ
Ｃインピーダンスとして、どちらにも働ける複雑なイン
ピーダンスを合成するのに適している。
【００１１】電話加入者回線２は、モノリシックに集積
化された形式のものであり且つ一対の端子Ｌ＋及びＬ−
を有するより二線式の電話線３に接続されている。これ
ら端子のうち第１の端子Ｌ＋は電話信号受信端子と考え
られ、そして第２の端子Ｌ−は信号基準すなわちアース
と考えられる。
化された形式のものであり且つ一対の端子Ｌ＋及びＬ−
を有するより二線式の電話線３に接続されている。これ
ら端子のうち第１の端子Ｌ＋は電話信号受信端子と考え
られ、そして第２の端子Ｌ−は信号基準すなわちアース
と考えられる。
【００１２】都合の良いことには、この発明の回路１
は、帰還ループとして実施され且つ単一の抵抗器Ｒｅ、
望ましくは電話線３と直列接続された２５０Ωの精密抵
抗器（その一端が第１の端子Ｌ＋に接続されている）を
備えている。電流Ｉは第１の端子Ｌ＋を通って抵抗器Ｒ
ｅに流れる。抵抗器Ｒｅの他端は第１のカレント・ミラ
ー回路４の入力脚に接続されている。もう少し詳しく云
うと、この抵抗器Ｒｅは第１のバイポーラ・トランジス
タＴ１のコレクタＣ１に接続され、第１のトランジスタ
Ｔ１のエミッタＥ１は第２の端子Ｌ−に接続されてい
る。
は、帰還ループとして実施され且つ単一の抵抗器Ｒｅ、
望ましくは電話線３と直列接続された２５０Ωの精密抵
抗器（その一端が第１の端子Ｌ＋に接続されている）を
備えている。電流Ｉは第１の端子Ｌ＋を通って抵抗器Ｒ
ｅに流れる。抵抗器Ｒｅの他端は第１のカレント・ミラ
ー回路４の入力脚に接続されている。もう少し詳しく云
うと、この抵抗器Ｒｅは第１のバイポーラ・トランジス
タＴ１のコレクタＣ１に接続され、第１のトランジスタ
Ｔ１のエミッタＥ１は第２の端子Ｌ−に接続されてい
る。
【００１３】第１のトランジスタＴ１は、ｎｐｎ型のも
のであり、そのベースＢ１が第２のｎｐｎ型のバイポー
ラ・トランジスタＴ２のベースＢ２と共通に接続され、
第２のトランジスタＴ２のエミッタＥ２は電話線３の第
２の端子Ｌ−に接続されている。第２のトランジスタＴ
２のコレクタＣ２は第１のカレント・ミラー回路４の出
力脚を構成する。
のであり、そのベースＢ１が第２のｎｐｎ型のバイポー
ラ・トランジスタＴ２のベースＢ２と共通に接続され、
第２のトランジスタＴ２のエミッタＥ２は電話線３の第
２の端子Ｌ−に接続されている。第２のトランジスタＴ
２のコレクタＣ２は第１のカレント・ミラー回路４の出
力脚を構成する。
【００１４】第１のトランジスタＴ１の、第２のトラン
ジスタＴ２に対する面積比はＮ：１であるように構成さ
れ、これにより電話線電流ＩよりＮ倍小さい電流を出力
脚に転送させる。第１のトランジスタＴ１のベースＢ１
とコレクタＣ１の間には増幅器ドライバ５も設けられて
いる。この増幅器ドライバ５はＤＣでは作動されない
が、そのような状態にてコレクタＣ１への出力は所望の
ＤＣ値に設定され且つ非常に低い出力インピーダンスを
有する。
ジスタＴ２に対する面積比はＮ：１であるように構成さ
れ、これにより電話線電流ＩよりＮ倍小さい電流を出力
脚に転送させる。第１のトランジスタＴ１のベースＢ１
とコレクタＣ１の間には増幅器ドライバ５も設けられて
いる。この増幅器ドライバ５はＤＣでは作動されない
が、そのような状態にてコレクタＣ１への出力は所望の
ＤＣ値に設定され且つ非常に低い出力インピーダンスを
有する。
【００１５】第１のカレント・ミラー回路４の出力脚は
第２のカレント・ミラー回路６の入力端子に接続されて
いる。第２のカレント・ミラー回路６はまた低域フィル
タとして機能するように構成されている。第２のカレン
ト・ミラー回路６は後述する被安定化ＤＣ電源電圧ＶＤ
を受ける。第２のカレント・ミラー回路６はまた第３の
カレント・ミラー回路８（電話線３の第２の端子Ｌ−に
接続されている）の入力側に接続された出力端子７も有
している。第３のカレント・ミラー回路８はまた入力電
流の２数乗算も行う。
第２のカレント・ミラー回路６の入力端子に接続されて
いる。第２のカレント・ミラー回路６はまた低域フィル
タとして機能するように構成されている。第２のカレン
ト・ミラー回路６は後述する被安定化ＤＣ電源電圧ＶＤ
を受ける。第２のカレント・ミラー回路６はまた第３の
カレント・ミラー回路８（電話線３の第２の端子Ｌ−に
接続されている）の入力側に接続された出力端子７も有
している。第３のカレント・ミラー回路８はまた入力電
流の２数乗算も行う。
【００１６】回路１は、第３のカレント・ミラー回路８
の出力端子に直結された入力端子１１を有する第４のカ
レント・ミラー回路１０を含む。第３のカレント・ミラ
ー回路８及び第４のカレント・ミラー回路１０は一般的
に知られた形式のものである。当業者はこのような任意
のカレント・ミラー回路から選択してこの発明に使用す
るのに適した現在入手可能な設計のものを使用すること
ができる。第４のカレント・ミラー回路１０の他の入力
端子１２は、電話線電流Ｉを直接ピックアップするため
に電話線３の第１の端子Ｌ＋に接続されている。第４の
カレント・ミラー回路１０のために大きい乗算数望まし
くは８０が選択されることにも注目されたい。更に、第
４のカレント・ミラー回路１０の出力端子１３は電話加
入者回線すなわち集積回路２の外部のコンデンサＣｅの
一端に接続され、このコンデンサＣｅの他端は第２の端
子Ｌ−に接続されている。
の出力端子に直結された入力端子１１を有する第４のカ
レント・ミラー回路１０を含む。第３のカレント・ミラ
ー回路８及び第４のカレント・ミラー回路１０は一般的
に知られた形式のものである。当業者はこのような任意
のカレント・ミラー回路から選択してこの発明に使用す
るのに適した現在入手可能な設計のものを使用すること
ができる。第４のカレント・ミラー回路１０の他の入力
端子１２は、電話線電流Ｉを直接ピックアップするため
に電話線３の第１の端子Ｌ＋に接続されている。第４の
カレント・ミラー回路１０のために大きい乗算数望まし
くは８０が選択されることにも注目されたい。更に、第
４のカレント・ミラー回路１０の出力端子１３は電話加
入者回線すなわち集積回路２の外部のコンデンサＣｅの
一端に接続され、このコンデンサＣｅの他端は第２の端
子Ｌ−に接続されている。
【００１７】コンデンサＣｅの両端間でピックアップさ
れて適当に安定化されたような電源電圧ＶＤは第２のカ
レント・ミラー回路６と電話加入者回線２の他の内部素
子との両方に供給される。回路１はコンデンサＣｅと並
列のシャント・レギュレータＳ．Ｒ．１４を含み、この
Ｓ．Ｒ．１４は電源電圧ＶＤを安定化させるための電流
を引き出すように働く。
れて適当に安定化されたような電源電圧ＶＤは第２のカ
レント・ミラー回路６と電話加入者回線２の他の内部素
子との両方に供給される。回路１はコンデンサＣｅと並
列のシャント・レギュレータＳ．Ｒ．１４を含み、この
Ｓ．Ｒ．１４は電源電圧ＶＤを安定化させるための電流
を引き出すように働く。
【００１８】低域フィルタ機能を有する第２のカレント
・ミラー回路６の構成を図２に示した特定例について説
明する。第２のカレント・ミラー回路６の入力端子は第
１のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインＤ１
である。この第１のトランジスタＭ１は、そのゲートＧ
１とドレインＤ１が一緒に接続されたダイオード構成に
接続される。この第１トランジスタＭ１のソースＳ１は
電源ＶＤに接続されている。
・ミラー回路６の構成を図２に示した特定例について説
明する。第２のカレント・ミラー回路６の入力端子は第
１のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインＤ１
である。この第１のトランジスタＭ１は、そのゲートＧ
１とドレインＤ１が一緒に接続されたダイオード構成に
接続される。この第１トランジスタＭ１のソースＳ１は
電源ＶＤに接続されている。
【００１９】抵抗器Ｒは、その一端が第１のトランジス
タＭ１のゲートＧ１に接続され且つ他端が第１の低域フ
ィルタ１６に接続されている。第１の低域フィルタ１６
は、どんな相互変調雑音も抑圧するための非連絡機能を
有する。第１の低域フィルタ１６は主として演算増幅器
Ａ１から構成され、その出力がコンデンサＣａ１を介し
て入力側に接続されることによって帰還される。
タＭ１のゲートＧ１に接続され且つ他端が第１の低域フ
ィルタ１６に接続されている。第１の低域フィルタ１６
は、どんな相互変調雑音も抑圧するための非連絡機能を
有する。第１の低域フィルタ１６は主として演算増幅器
Ａ１から構成され、その出力がコンデンサＣａ１を介し
て入力側に接続されることによって帰還される。
【００２０】コンデンサ切り替え型であることが望まし
い他のフィルタ１５は、第１の低域フィルタ１６の下流
側に接続されている。コンデンサ切り替え型のフィルタ
１５は、一対のＭＯＳトランジスタＭｃ１及びＭｃ２並
びにこれらトランジスタと電源ＶＤの間に接続されたコ
ンデンサＣｊを備えている。このコンデンサ切り替え型
のフィルタ１５は、１Ｈｚよりも低い非常に低い周波数
にていわゆるポール（pole）を第２のカレント・ミラー
回路６の周波数レスポンスに導入する。コンデンサ切り
替え型のフィルタは当業者にとって周知であり、そして
このようなフィルタはこの発明で使用するのに適した現
在入手できるもののなかから選択できる。
い他のフィルタ１５は、第１の低域フィルタ１６の下流
側に接続されている。コンデンサ切り替え型のフィルタ
１５は、一対のＭＯＳトランジスタＭｃ１及びＭｃ２並
びにこれらトランジスタと電源ＶＤの間に接続されたコ
ンデンサＣｊを備えている。このコンデンサ切り替え型
のフィルタ１５は、１Ｈｚよりも低い非常に低い周波数
にていわゆるポール（pole）を第２のカレント・ミラー
回路６の周波数レスポンスに導入する。コンデンサ切り
替え型のフィルタは当業者にとって周知であり、そして
このようなフィルタはこの発明で使用するのに適した現
在入手できるもののなかから選択できる。
【００２１】第２のカレント・ミラー回路６の構成は、
コンデンサＣａ２を介して帰還接続された演算増幅器Ａ
２を備えた第２の低域フィルタ１７によって完成され
る。最後に、第２のＭＯＳトランジスタＭ２は第２のカ
レント・ミラー回路６に組み込まれ、そのゲートＧ２が
第２の低域フィルタ１７の後に接続されている。第２の
トランジスタＭ２は、そのソースＳ２が電源ＶＤに接続
され且つそのドレインＤ２が第２のカレント・ミラー回
路６の出力端子７を構成するように配設されている。
コンデンサＣａ２を介して帰還接続された演算増幅器Ａ
２を備えた第２の低域フィルタ１７によって完成され
る。最後に、第２のＭＯＳトランジスタＭ２は第２のカ
レント・ミラー回路６に組み込まれ、そのゲートＧ２が
第２の低域フィルタ１７の後に接続されている。第２の
トランジスタＭ２は、そのソースＳ２が電源ＶＤに接続
され且つそのドレインＤ２が第２のカレント・ミラー回
路６の出力端子７を構成するように配設されている。
【００２２】第１のトランジスタＭ１と第２のトランジ
スタＭ２のサイズが同じであるので、第２のカレント・
ミラー回路６は１のＤＣ利得を持っている。
スタＭ２のサイズが同じであるので、第２のカレント・
ミラー回路６は１のＤＣ利得を持っている。
【００２３】この発明に係るインピーダンスを得る方法
を説明すれば、抵抗器Ｒｅを流れる電話線電流Ｉはまず
Ｎ：１の減少比に反映され、これにより電話加入者回線
２の消費電力を低減する。第１のカレント・ミラー回路
４中の第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタ
Ｔ２は電話線電流Ｉのこの縮尺を行う。
を説明すれば、抵抗器Ｒｅを流れる電話線電流Ｉはまず
Ｎ：１の減少比に反映され、これにより電話加入者回線
２の消費電力を低減する。第１のカレント・ミラー回路
４中の第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタ
Ｔ２は電話線電流Ｉのこの縮尺を行う。
【００２４】第２のカレント・ミラー回路６の入力端子
９での電流Ｉinは従ってＩ／Ｎに等しく且つダイオード
構成の第１のトランジスタＭ１によって電圧変換され
る。この電圧は、非連絡機能を有する第１の低域フィル
タ１６によってろ波され、そしてコンデンサ切り替え型
のフィルタ１５によって更にろ波される。この電圧は、
第２のカレント・ミラー回路６の出力側に在る第２のト
ランジスタＭ２によって電流Ｉoutに戻される。出力端
子７での電流Ｉoutはまず第３のカレント・ミラー回路
８に流れ、ここで２が乗じられた後に、第４のカレント
・ミラー回路１０に流れ、ここで８０が乗じられる。
９での電流Ｉinは従ってＩ／Ｎに等しく且つダイオード
構成の第１のトランジスタＭ１によって電圧変換され
る。この電圧は、非連絡機能を有する第１の低域フィル
タ１６によってろ波され、そしてコンデンサ切り替え型
のフィルタ１５によって更にろ波される。この電圧は、
第２のカレント・ミラー回路６の出力側に在る第２のト
ランジスタＭ２によって電流Ｉoutに戻される。出力端
子７での電流Ｉoutはまず第３のカレント・ミラー回路
８に流れ、ここで２が乗じられた後に、第４のカレント
・ミラー回路１０に流れ、ここで８０が乗じられる。
【００２５】要約すると、第１のカレント・ミラー回路
４の値“Ｎ”は特定の電話加入者回線設計に所要のイン
ピーダンス次第で適切なインピーダンスを提供するよう
に選ばれ、そして一例ではＮ＝４０が選ばれる。値Ｎ
は、当業者には明らかなように、特定の電話加入者回線
に所要のインピーダンスを提供するために或る範囲の値
に亘って選べる。もし電話線電流Ｉが抵抗器Ｒｅに流れ
るならば、回路１によって行われる帰還効果により電話
線３の第１の端子Ｌ＋から（８０＊２／４０）＊Ｉ＝４
＊Ｉに等しい電流が引き出される。
４の値“Ｎ”は特定の電話加入者回線設計に所要のイン
ピーダンス次第で適切なインピーダンスを提供するよう
に選ばれ、そして一例ではＮ＝４０が選ばれる。値Ｎ
は、当業者には明らかなように、特定の電話加入者回線
に所要のインピーダンスを提供するために或る範囲の値
に亘って選べる。もし電話線電流Ｉが抵抗器Ｒｅに流れ
るならば、回路１によって行われる帰還効果により電話
線３の第１の端子Ｌ＋から（８０＊２／４０）＊Ｉ＝４
＊Ｉに等しい電流が引き出される。
【００２６】回路１から引き出される全電流は従って５
＊Ｉに等しく、これは抵抗器Ｒｅの抵抗値を５で除算し
たものと等価である。抵抗器Ｒｅの抵抗値として２５０
Ωの値が選ばれたので、第１の端子Ｌ＋から見たような
ＤＣ抵抗値はこの値の１／５すなわち５０Ωである。
＊Ｉに等しく、これは抵抗器Ｒｅの抵抗値を５で除算し
たものと等価である。抵抗器Ｒｅの抵抗値として２５０
Ωの値が選ばれたので、第１の端子Ｌ＋から見たような
ＤＣ抵抗値はこの値の１／５すなわち５０Ωである。
【００２７】本質的に、この発明の方法は、抵抗器Ｒｅ
すなわち回路１の帰還で表された制御ループによって５
で除算されるべき、電話加入者回線２の単一の外部素子
を提供する。電話線３の第１の端子Ｌ＋から見たような
インピーダンスによって取られる値は、ＤＣ状及びＡＣ
状の両方で種々の電話会社の要件に一致する。加うる
に、第３のカレント・ミラー回路８及び第４のカレント
・ミラー回路１０の乗算比に作用することによりＤＣイ
ンピーダンス値は個々の回路要件と合致するように変え
れられる。これは、第２のカレント・ミラー回路６の入
力側、出力側でのそれぞれ第１のトランジスタＭ１、第
２のトランジスタＭ２の面積比を変えることにより簡単
に構成できる。
すなわち回路１の帰還で表された制御ループによって５
で除算されるべき、電話加入者回線２の単一の外部素子
を提供する。電話線３の第１の端子Ｌ＋から見たような
インピーダンスによって取られる値は、ＤＣ状及びＡＣ
状の両方で種々の電話会社の要件に一致する。加うる
に、第３のカレント・ミラー回路８及び第４のカレント
・ミラー回路１０の乗算比に作用することによりＤＣイ
ンピーダンス値は個々の回路要件と合致するように変え
れられる。これは、第２のカレント・ミラー回路６の入
力側、出力側でのそれぞれ第１のトランジスタＭ１、第
２のトランジスタＭ２の面積比を変えることにより簡単
に構成できる。
【００２８】
【発明の効果】この発明の回路は上述した技術的課題を
解決して多くの利点を与えるが、その中には個別型の単
一の外部素子すなわち抵抗器Ｒｅの使用が含まれる。こ
の抵抗器ＲｅはＡＣインピーダンスを合成するためにも
利用される。
解決して多くの利点を与えるが、その中には個別型の単
一の外部素子すなわち抵抗器Ｒｅの使用が含まれる。こ
の抵抗器ＲｅはＡＣインピーダンスを合成するためにも
利用される。
【００２９】この発明の他の利点はその速度を簡単に上
げられることである。これは第２のカレント・ミラー回
路６中の第１のトランジスタＭ１及びＭ２のトランジス
タＭ２のゲートを短絡することで達成される。
げられることである。これは第２のカレント・ミラー回
路６中の第１のトランジスタＭ１及びＭ２のトランジス
タＭ２のゲートを短絡することで達成される。
【００３０】最後に、第２のカレント・ミラー回路６内
の低周波回路部分の時定数をコンデンサ切り替え型のフ
ィルタ１５でセットしたことにより、この低周波回路部
分はもっと簡単で且つ正確に補償され、この場合電話加
入者回線の他の性能特色に及ぶ影響は少なくされるはず
である。
の低周波回路部分の時定数をコンデンサ切り替え型のフ
ィルタ１５でセットしたことにより、この低周波回路部
分はもっと簡単で且つ正確に補償され、この場合電話加
入者回線の他の性能特色に及ぶ影響は少なくされるはず
である。
【図１】ＤＣ用途にてインピーダンスを得るためのこの
発明に係る回路を一部ブロック図で示す回路図である。
発明に係る回路を一部ブロック図で示す回路図である。
【図２】図１中の第２のカレント・ミラー回路の回路図
である。
である。
１ 回路 ２ 電話加入者回線 ３ 電話線 Ｌ＋ 第１の端子 Ｌ− 第２の端子 Ｒｅ 抵抗器 ４ 第１のカレント・ミラー回路 Ｔ１ 第１のトランジスタ Ｔ２ 第２のトランジスタ ５ 増幅器ドライバ ６ 第２のカレント・ミラー回路 Ｃｅ コンデンサ Ｍ１ 第１のトランジスタ Ｍ２ 第２のトランジスタ １５ コンデンサ切り替え型のフィルタ １６ 第１の低域フィルタ １７ 第２の低域フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 リナルド・カステロ イタリア国、20043 アルコーレ、ヴィ ア・チェサーレ・バッティスティ 48
Claims (19)
- 【請求項１】 少なくとも一対の端子を有する電話線と
関連してモノリシックに集積された電話加入者回線と関
連したインピーダンスを得るための方法において、前記
電話線の一端と直列に接続された単一の抵抗器と、閉ル
ープ中で前記一端と接続され、ＤＣ信号又は非常に低い
周波数の信号の発生時に前記抵抗器の値を所定の数で除
算するための回路手段とを設けたことを特徴とするイン
ピーダンスを得るための方法。 - 【請求項２】 前記所定の数が５であることを特徴とす
る請求項１のインピーダンスを得るための方法。 - 【請求項３】 前記除算が前記抵抗器を流れる電流の次
々のカレント・ミラー変換で行われることを特徴とする
請求項１のインピーダンスを得るための方法。 - 【請求項４】 前記カレント・ミラー変換のちの第１の
ものは、所定の数Ｎによる前記電流の比例低減を行うこ
とを特徴とする請求項３のインピーダンスを得るための
方法。 - 【請求項５】 前記所定の除算値は前記カレント・ミラ
ー変換の比に作用することにより制御できることを特徴
とする請求項３のインピーダンスを得るための方法。 - 【請求項６】 一対の端子を有する電話線に接続されて
モノリシックに集積された電話加入者回線と関連したイ
ンピーダンスを得るための回路において、 前記電話線の一端と直列に接続された単一の抵抗器と、 互いに直列に接続され且つ前記一端に帰還接続された１
組のカレント・ミラー回路を含むループ回路と、 を備えたことを特徴とするインピーダンスを得るための
回路。 - 【請求項７】 前記カレント・ミラー回路の１つは、低
域フィルタとして機能するようにも設計されることを特
徴とする請求項６のインピーダンスを得るための回路。 - 【請求項８】 前記低域フィルタはコンデンサ切り替え
型のフィルタを含むことを特徴とする請求項７のインピ
ーダンスを得るための回路。 - 【請求項９】 前記カレント・ミラー回路の１つは、前
記抵抗器に直結され、それぞれ入力脚、出力脚がＮ：１
の面積比を示す対応トランジスタに設けられ、これによ
り前記入力脚に存在し且つ前記抵抗器に流される電流よ
りもＮ倍小さい電流を前記出力脚に転送させることを特
徴とする請求項６のインピーダンスを得るための回路。 - 【請求項１０】 前記カレント・ミラー回路の全利得
は、全抵抗器に流される電流に４を乗算することになる
ことを特徴とする請求項６のインピーダンスを得るため
の回路。 - 【請求項１１】 第１及び第２の端子を有する電話線に
結合されてモノリシックに集積された電話加入者回線に
対してインピーダンスを提供するためのインピーダンス
回路であって、 第１及び第２の端子を有し、この第１の端子が前記電話
線の第１の端子に接続された抵抗器と、 前記抵抗器の第２の端子に結合され、前記抵抗器からの
電流を受けるようになっており且つこの電流を第１の所
定値だけ低減して低減された電流を生じる第１のカレン
ト・ミラー回路と、 この第１のカレント・ミラー回路に結合され、前記第１
のカレント・ミラー回路からの低減された電流を受ける
ようになっており且つ電流信号を発生する低減フィルタ
と、 この低減フィルタ及び前記電話線の第１の端子に結合さ
れ、前記電流信号を受けるようになっており且つろ波さ
れた電流を増幅する第２のカレント・ミラー回路と、 を備えたインピーダンス回路。 - 【請求項１２】 前記第２のカレント・ミラー回路は、 前記低域フィルタに結合され、前記ろ波された電流を第
１の所定値だけ増幅して増幅された信号を発生する第１
の増幅用カレント・ミラーと、 この第１の増幅用カレント・ミラー及び前記電話線の一
対の端子のうちの第１の端子に結合され且つ前記増幅さ
れた信号を第２の所定値だけ増幅する第２の増幅用カレ
ント・ミラーと、 を備えている請求項１１のインピーダンス回路。 - 【請求項１３】 前記第２の所定値が前記第１の所定値
よりも大きい請求項１２のインピーダンス回路。 - 【請求項１４】 前記低域フィルタがコンデンサ切り替
え型のフィルタである請求項１１のインピーダンス回
路。 - 【請求項１５】 前記低域フィルタがカレント・ミラー
を含む請求項１１のインピーダンス回路。 - 【請求項１６】 前記第１のカレント・ミラー回路は第
１及び第２のトランジスタを有し、これらトランジスタ
のベースが相互結合され且つそれらのエミッタが前記電
話線の第２の端子に結合され、前記第１のトランジスタ
のコレクタが前記抵抗器の第２の端子に結合され、そし
て前記第２のトランジスタのコレクタが前記低域フィル
タに結合される請求項１１のインピーダンス回路。 - 【請求項１７】 前記第１及び第２のトランジスタのベ
ースに結合された増幅器ドライバを更に有する請求項１
６のインピーダンス回路。 - 【請求項１８】 前記第２のカレント・ミラー回路と前
記電話線の第２の端子との間に接続されたコンデンサを
更に有する請求項１１のインピーダンス回路。 - 【請求項１９】 前記低域フィルタは複数の低域フィル
タを含む請求項１１のインピーダンス回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92830480A EP0587962B1 (en) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | Method and circuit for implementing an impedance, in particular for D.C. telephonic applications |
| IT92830480.7 | 1992-09-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224692A true JPH06224692A (ja) | 1994-08-12 |
Family
ID=8212171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5228981A Pending JPH06224692A (ja) | 1992-09-14 | 1993-09-14 | インピーダンスを得るための方法及び回路、並びにインピーダンス回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5528683A (ja) |
| EP (1) | EP0587962B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06224692A (ja) |
| DE (1) | DE69228812T2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5598467A (en) * | 1994-12-09 | 1997-01-28 | National Semiconductor Corporation | Signal interface circuit with selectable signal interface parameters |
| EP0894393B1 (en) * | 1997-02-07 | 2006-08-02 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A telecommunication circuit and a telecommunication device |
| US7423474B2 (en) * | 2003-05-23 | 2008-09-09 | Broadcom Corporation | Selectable pole bias line filter |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4300023A (en) * | 1979-08-13 | 1981-11-10 | Motorola, Inc. | Hybrid circuit |
| US4431874A (en) * | 1981-09-24 | 1984-02-14 | Motorola, Inc. | Balanced current multiplier circuit for a subscriber loop interface circuit |
| US4485341A (en) * | 1982-07-28 | 1984-11-27 | Motorola, Inc. | Current limiter circuit |
| NL8602325A (nl) * | 1986-09-15 | 1988-04-05 | Philips Nv | Actieve symmetrische balansvorkschakeling. |
| JP2780363B2 (ja) * | 1989-08-11 | 1998-07-30 | 富士通株式会社 | ハイブリッド回路 |
-
1992
- 1992-09-14 DE DE69228812T patent/DE69228812T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-14 EP EP92830480A patent/EP0587962B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-09-14 JP JP5228981A patent/JPH06224692A/ja active Pending
-
1995
- 1995-04-17 US US08/425,228 patent/US5528683A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0587962A1 (en) | 1994-03-23 |
| DE69228812D1 (de) | 1999-05-06 |
| US5528683A (en) | 1996-06-18 |
| DE69228812T2 (de) | 1999-08-12 |
| EP0587962B1 (en) | 1999-03-31 |
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