JPH06224799A - 直接変換受信機 - Google Patents
直接変換受信機Info
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- JPH06224799A JPH06224799A JP5293452A JP29345293A JPH06224799A JP H06224799 A JPH06224799 A JP H06224799A JP 5293452 A JP5293452 A JP 5293452A JP 29345293 A JP29345293 A JP 29345293A JP H06224799 A JPH06224799 A JP H06224799A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
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- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直接変換受信機において速いＡＦＣループ応
答を得ることにある。 【構成】 本発明受信機はＡＦＣ信号ｃｔとしてＲＦ入
力信号に対する局部発振器の周波数オフセットδｆに比
例する平均値を有する信号ｄｃｔを検出するオフセット
周波数検出器１７を具え、この検出器はＩ及びＱチャネ
ル４，５の各チャネル内に移相装置３０，３７及び乗算
器３１，３８の直列配置を具える。この構成によれば周
波数オフセットの符号に応じて一連の正又は負のパルス
から成る単極性の制御信号が得られ、制御信号の平均
化、即ちループフィルタに課される要件が減少し、高い
ＡＦＣループ応答が可能になり、ＡＦＣ性能が向上す
る。本発明受信機は局部発振器周波数ｆL が搬送波周波
数に対し所定のレンジ外にあるときこれを検出するレン
ジ外れ検出器も具える。
答を得ることにある。 【構成】 本発明受信機はＡＦＣ信号ｃｔとしてＲＦ入
力信号に対する局部発振器の周波数オフセットδｆに比
例する平均値を有する信号ｄｃｔを検出するオフセット
周波数検出器１７を具え、この検出器はＩ及びＱチャネ
ル４，５の各チャネル内に移相装置３０，３７及び乗算
器３１，３８の直列配置を具える。この構成によれば周
波数オフセットの符号に応じて一連の正又は負のパルス
から成る単極性の制御信号が得られ、制御信号の平均
化、即ちループフィルタに課される要件が減少し、高い
ＡＦＣループ応答が可能になり、ＡＦＣ性能が向上す
る。本発明受信機は局部発振器周波数ｆL が搬送波周波
数に対し所定のレンジ外にあるときこれを検出するレン
ジ外れ検出器も具える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＲＦ入力信号を直角位
相関係の信号に低域変換する１対の直角位相関係のミク
サに結合された局部周波数発生装置と、該局部周波数発
生装置を制御する制御信号を発生するＡＦＣ手段とを具
え、該ＡＦＣ手段は、直角位相パスに結合され、前記制
御信号としてＲＦ入力信号に対する前記局部周波数発生
装置の周波数オフセットに比例する平均値を有する信号
を決定するオフセット周波数検出器を具え、該オフセッ
ト周波数検出器が移相装置と乗算装置の直列配置を一つ
の直角位相パス内に具えている直接変換受信機に関する
ものである。
相関係の信号に低域変換する１対の直角位相関係のミク
サに結合された局部周波数発生装置と、該局部周波数発
生装置を制御する制御信号を発生するＡＦＣ手段とを具
え、該ＡＦＣ手段は、直角位相パスに結合され、前記制
御信号としてＲＦ入力信号に対する前記局部周波数発生
装置の周波数オフセットに比例する平均値を有する信号
を決定するオフセット周波数検出器を具え、該オフセッ
ト周波数検出器が移相装置と乗算装置の直列配置を一つ
の直角位相パス内に具えている直接変換受信機に関する
ものである。
【０００２】このような直接変換受信機はＦＳＫ（周波
数シフトキーイング）変調法を用いるディジタルページ
ング受信機又はトランシーバとすることができるのみな
らず、コードレス電話等のトランシーバとすることもで
きる。
数シフトキーイング）変調法を用いるディジタルページ
ング受信機又はトランシーバとすることができるのみな
らず、コードレス電話等のトランシーバとすることもで
きる。
【０００３】
【従来の技術】この種の直接変換受信機は欧州特許ＥＰ
２９８４８４Ｂ１から既知である。光学式受信機である
この既知の直接変換受信機では、固有の正しい極性を有
する局部発振器用ＡＦＣ（自動周波数制御）信号をいわ
ゆるＩ及びＱチャネル受信路から取り出している。この
目的のために、ベースバンドＩチャネル信号を直角位相
関係のＱチャネル信号と一緒にオフセット周波数検出器
に供給している。オフセット周波数検出器は移相装置と
乗算装置の直列配置であり、Ｉチャネル信号を乗算装置
の入力端子に供給すると共にＱチャネル信号を移相装置
を介して乗算装置のもう一つの入力端子に供給する。オ
フセット周波数検出器の出力信号を低域通過フィルタを
通して局部発振器に供給する。この既知の受信機では制
御信号はかなり強い低周波数のリプル成分を有するバイ
ポーラ信号になる。
２９８４８４Ｂ１から既知である。光学式受信機である
この既知の直接変換受信機では、固有の正しい極性を有
する局部発振器用ＡＦＣ（自動周波数制御）信号をいわ
ゆるＩ及びＱチャネル受信路から取り出している。この
目的のために、ベースバンドＩチャネル信号を直角位相
関係のＱチャネル信号と一緒にオフセット周波数検出器
に供給している。オフセット周波数検出器は移相装置と
乗算装置の直列配置であり、Ｉチャネル信号を乗算装置
の入力端子に供給すると共にＱチャネル信号を移相装置
を介して乗算装置のもう一つの入力端子に供給する。オ
フセット周波数検出器の出力信号を低域通過フィルタを
通して局部発振器に供給する。この既知の受信機では制
御信号はかなり強い低周波数のリプル成分を有するバイ
ポーラ信号になる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、改善
された性能を有すると共に低域通過ループフィルタにお
ける信号平均化に課される要件を軽減した直接変換受信
機を提供することにある。
された性能を有すると共に低域通過ループフィルタにお
ける信号平均化に課される要件を軽減した直接変換受信
機を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的のために、本発
明はＲＦ入力信号を直角位相関係の信号に低域変換する
１対の直角位相関係のミクサに結合された局部周波数発
生装置と、該局部周波数発生装置を制御する制御信号を
発生するＡＦＣ手段とを具え、該ＡＦＣ手段は、直角位
相パスに結合され、前記制御信号としてＲＦ入力信号に
対する前記局部周波数発生装置の周波数オフセットに比
例する平均値を有する信号を決定するオフセット周波数
検出器を具え、該オフセット周波数検出器が移相装置と
乗算装置の直列配置を一つの直角位相パス内に具えてい
る直接変換受信機において、前記オフセット周波数検出
器がもう一つの直角位相パス内に移相装置と乗算装置の
もう一つの直列配置を具えると共に、前記２つの乗算装
置の出力信号を互いに減算する減算装置を具え、前記２
つの乗算装置が直角位相パスに交差結合され、前記２つ
の乗算装置の他方の入力端子が前記移相装置を経て直角
位相パスに結合されていることを特徴とする。
明はＲＦ入力信号を直角位相関係の信号に低域変換する
１対の直角位相関係のミクサに結合された局部周波数発
生装置と、該局部周波数発生装置を制御する制御信号を
発生するＡＦＣ手段とを具え、該ＡＦＣ手段は、直角位
相パスに結合され、前記制御信号としてＲＦ入力信号に
対する前記局部周波数発生装置の周波数オフセットに比
例する平均値を有する信号を決定するオフセット周波数
検出器を具え、該オフセット周波数検出器が移相装置と
乗算装置の直列配置を一つの直角位相パス内に具えてい
る直接変換受信機において、前記オフセット周波数検出
器がもう一つの直角位相パス内に移相装置と乗算装置の
もう一つの直列配置を具えると共に、前記２つの乗算装
置の出力信号を互いに減算する減算装置を具え、前記２
つの乗算装置が直角位相パスに交差結合され、前記２つ
の乗算装置の他方の入力端子が前記移相装置を経て直角
位相パスに結合されていることを特徴とする。
【０００６】
【発明の効果】本発明の受信機によれば、制御信号が既
知の受信機と比較して著しく高いリプル周波数を有する
ので、制御信号をフィルタリングするための後続の低域
通過フィルタはかなり高い遮断周波数を有するものとす
ることができるため、ＡＦＣループの一層速い応答が得
られる。これは高速周波数ロック及び周波数チャネルの
高速走査に有利である。適切なループ応答のためにはフ
ィルタの遮断周波数は制御信号のリプル周波数に対し低
くしすぎてはならない。即ち、高速ループ応答と正しい
ＡＦＣ信号との間でトレードオフを行なう必要がある。
本発明の直接変換受信機を例えば９００ＭＨｚ帯のよう
な高周波数用のＦＳＫデータページング受信機として使
用する場合、関連のページング受信機において必要とさ
れるような、受信機内の水晶発振器の周波数ドリフトを
補償する、費用のかかる温度補償手段の使用が避けられ
る。
知の受信機と比較して著しく高いリプル周波数を有する
ので、制御信号をフィルタリングするための後続の低域
通過フィルタはかなり高い遮断周波数を有するものとす
ることができるため、ＡＦＣループの一層速い応答が得
られる。これは高速周波数ロック及び周波数チャネルの
高速走査に有利である。適切なループ応答のためにはフ
ィルタの遮断周波数は制御信号のリプル周波数に対し低
くしすぎてはならない。即ち、高速ループ応答と正しい
ＡＦＣ信号との間でトレードオフを行なう必要がある。
本発明の直接変換受信機を例えば９００ＭＨｚ帯のよう
な高周波数用のＦＳＫデータページング受信機として使
用する場合、関連のページング受信機において必要とさ
れるような、受信機内の水晶発振器の周波数ドリフトを
補償する、費用のかかる温度補償手段の使用が避けられ
る。
【０００７】移相装置及び乗算装置はアナログ回路を用
いて実現できるが、簡単な実施例では移相装置をシフト
レジスタとし、乗算装置を排他的ＯＲゲートとする。こ
のような実施例では、移相装置は周波数に比例する移相
を生じ、即ち時間遅延装置である。
いて実現できるが、簡単な実施例では移相装置をシフト
レジスタとし、乗算装置を排他的ＯＲゲートとする。こ
のような実施例では、移相装置は周波数に比例する移相
を生じ、即ち時間遅延装置である。
【０００８】本発明直接変換受信機の他の実施例では、
前記２つの直列配置及び減算装置を機能的に実現するマ
イクロコントローラと、制御信号を出力するディジタル
−アナログ変換手段及び／又はディジタル出力手段とを
具えたものとする。このような実施例は、直接変換受信
機が他の目的のためにディジタルＩ／Ｏチャネル及び／
又はディジタル−アナログ変換器を具えている場合に特
に有利であり、これらのリソースを本発明の実施のため
に共用することができる。
前記２つの直列配置及び減算装置を機能的に実現するマ
イクロコントローラと、制御信号を出力するディジタル
−アナログ変換手段及び／又はディジタル出力手段とを
具えたものとする。このような実施例は、直接変換受信
機が他の目的のためにディジタルＩ／Ｏチャネル及び／
又はディジタル−アナログ変換器を具えている場合に特
に有利であり、これらのリソースを本発明の実施のため
に共用することができる。
【０００９】本発明直接変換受信機の他の実施例では、
制御信号をアナログ又はディジタル積分器を経て、又は
アナログ又はディジタル低域通過フィルタを経て局部発
振器に供給する。本例では、ＡＦＣループの動特性を容
易に制御することができる。積分器を用いて零定常状態
応答を達成する。ディジタル具現例は、上述したように
マイクロコントローラリソースを共用し得る場合に特に
有利である。
制御信号をアナログ又はディジタル積分器を経て、又は
アナログ又はディジタル低域通過フィルタを経て局部発
振器に供給する。本例では、ＡＦＣループの動特性を容
易に制御することができる。積分器を用いて零定常状態
応答を達成する。ディジタル具現例は、上述したように
マイクロコントローラリソースを共用し得る場合に特に
有利である。
【００１０】ＡＦＣレンジ拡張のために、本発明直接変
換受信機は、前記オフセット周波数検出器と並列に、直
角位相関係のベースバンド信号からデータを出力するデ
ータ復調装置と、フィルタ処理したデータを出力するデ
ータフィルタと、このデータフィルタに平均化フィルタ
を介して結合されたレンジ外れ決定装置とを具え、この
決定装置が前記オフセット周波数検出器の出力信号を制
御信号として、又は前記フィルタ処理したデータを制御
信号として切り換えるスイッチング装置を制御するよう
にする。このようなレンジ拡張は、局部発振器の周波数
が受信ＲＦ・ＦＳＫデータ信号の周波数偏移の近くまで
又はこれを越えてドリフトする場合に、例えばＦＳＫ受
信機に必要とされる。レンジ外れ決定装置はウィンドウ
比較装置とすることができ、これがレンジ外れ状態を検
出したとき、フィルタ処理したデータをオフセット周波
数検出器の出力信号の代わりにＡＦＣ制御信号として使
用する。このようなレンジ外れ検出は、ＦＳＫ信号内の
１と０の数が平均するとほぼ等しい場合に特に有効であ
る。レンジ外れ検出はマイクロコントローラで実現した
ソフトウェア利用決定装置で実行することもできる。こ
の決定装置はレンジ外れ決定のためにデータの正当性又
は信号周波数のような他の信号パラメータを検査する。
信号周波数を検査する場合には、Ｉ及びＱチャネルの積
信号の周波数、即ち倍周波数を検査する方がＩ又はＱチ
ャネル単独の周波数を検査する場合より一層正確な測定
が達成される。データの正当性検査は正当ＣＲＣ（サイ
クリックリダンダンシィコード）、ＢＥＲ（ビット誤り
率）等に基づいて行なうことができる。
換受信機は、前記オフセット周波数検出器と並列に、直
角位相関係のベースバンド信号からデータを出力するデ
ータ復調装置と、フィルタ処理したデータを出力するデ
ータフィルタと、このデータフィルタに平均化フィルタ
を介して結合されたレンジ外れ決定装置とを具え、この
決定装置が前記オフセット周波数検出器の出力信号を制
御信号として、又は前記フィルタ処理したデータを制御
信号として切り換えるスイッチング装置を制御するよう
にする。このようなレンジ拡張は、局部発振器の周波数
が受信ＲＦ・ＦＳＫデータ信号の周波数偏移の近くまで
又はこれを越えてドリフトする場合に、例えばＦＳＫ受
信機に必要とされる。レンジ外れ決定装置はウィンドウ
比較装置とすることができ、これがレンジ外れ状態を検
出したとき、フィルタ処理したデータをオフセット周波
数検出器の出力信号の代わりにＡＦＣ制御信号として使
用する。このようなレンジ外れ検出は、ＦＳＫ信号内の
１と０の数が平均するとほぼ等しい場合に特に有効であ
る。レンジ外れ検出はマイクロコントローラで実現した
ソフトウェア利用決定装置で実行することもできる。こ
の決定装置はレンジ外れ決定のためにデータの正当性又
は信号周波数のような他の信号パラメータを検査する。
信号周波数を検査する場合には、Ｉ及びＱチャネルの積
信号の周波数、即ち倍周波数を検査する方がＩ又はＱチ
ャネル単独の周波数を検査する場合より一層正確な測定
が達成される。データの正当性検査は正当ＣＲＣ（サイ
クリックリダンダンシィコード）、ＢＥＲ（ビット誤り
率）等に基づいて行なうことができる。
【００１１】本発明直接変換装置の一実施例では、それ
ぞれの直角位相パスに帯域通過フィルタを設け、ＡＦＣ
レンジ拡張のために前記帯域通過フィルタを直流からか
なりの帯域を阻止するストップバンドフィルタとする
か、それぞれの直角位相パスに結合された高域通過フィ
ルタも設け、前記帯域通過フィルタとこの高域通過フィ
ルタの組合せでストップバンドフィルタを構成し、且つ
前記移相装置は周波数の増大につれて所定の移相値に近
づく非線形位相シフト特性を有するものとする。ステッ
プバンド又は周波数ギャップは、零オフセット周波数の
場合には受信信号周波数がこの周波数ギャップ外に位置
するが入力ＲＦ信号の周波数偏移を越えるオフセット周
波数の場合にはＦＳＫデータ“０”及び“１”の一方が
この周波数ギャップ内に入るように選択する。このよう
にすると、このギャップによりＡＦＣを誤った方向に引
き込む信号を抑圧することが達成される。
ぞれの直角位相パスに帯域通過フィルタを設け、ＡＦＣ
レンジ拡張のために前記帯域通過フィルタを直流からか
なりの帯域を阻止するストップバンドフィルタとする
か、それぞれの直角位相パスに結合された高域通過フィ
ルタも設け、前記帯域通過フィルタとこの高域通過フィ
ルタの組合せでストップバンドフィルタを構成し、且つ
前記移相装置は周波数の増大につれて所定の移相値に近
づく非線形位相シフト特性を有するものとする。ステッ
プバンド又は周波数ギャップは、零オフセット周波数の
場合には受信信号周波数がこの周波数ギャップ外に位置
するが入力ＲＦ信号の周波数偏移を越えるオフセット周
波数の場合にはＦＳＫデータ“０”及び“１”の一方が
この周波数ギャップ内に入るように選択する。このよう
にすると、このギャップによりＡＦＣを誤った方向に引
き込む信号を抑圧することが達成される。
【００１２】本発明直接変換受信機の一実施例では、そ
れぞれの直角位相パス内にフィルタを具え、ＡＦＣレン
ジ拡張のために、前記移相装置はベースバンド周波数の
増大につれ所定のベースバンド周波数（周波数偏移Δｆ
にすることもできる）を中心に第１の所定の移相値から
第２の所定の移相値へ変化する非線形移相特性を有する
ものとする。このようにすると常に正しい極性のＡＦＣ
信号が得られる。更に周波数偏移の２倍の周波数を越え
る周波数オフセットに対し、正しい極性とＡＦＣループ
利得の非減少が得られ、低いオフセットに対して若干の
ＡＦＣ利得の減少が生ずるだけとなる。
れぞれの直角位相パス内にフィルタを具え、ＡＦＣレン
ジ拡張のために、前記移相装置はベースバンド周波数の
増大につれ所定のベースバンド周波数（周波数偏移Δｆ
にすることもできる）を中心に第１の所定の移相値から
第２の所定の移相値へ変化する非線形移相特性を有する
ものとする。このようにすると常に正しい極性のＡＦＣ
信号が得られる。更に周波数偏移の２倍の周波数を越え
る周波数オフセットに対し、正しい極性とＡＦＣループ
利得の非減少が得られ、低いオフセットに対して若干の
ＡＦＣ利得の減少が生ずるだけとなる。
【００１３】
【実施例】図面を参照して本発明を実施例につき説明す
る。図１は本発明による直接変換受信機１をブロック図
で示したものである。この直接変換受信機はペーシング
トランシーバとすることができ、ＲＦ（無線周波数）入
力信号ｒｆを受信するアンテナ２を具え、この入力信号
はＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調されたディジ
タル信号を搬送するＲＦ・ＦＳＫ信号とすることができ
る。ＲＦ入力信号ｒｆは低雑音ＲＦ増幅器３に供給さ
れ、この増幅器はＲＦ入力信号ｒｆを直角位相関係のベ
ースバンド信号をＩ及びＱに低域変換する直角位相パス
４及び５、いわゆるＩ及びＱチャネルに結合される。直
角位相パス４は増幅器されたＲＦ信号の＋４５°の移相
を生じさせる移相器６を具える。この移相器６はＲＦ信
号ｒｆをベースバンド信号Ｉに低域変換するミクサ７に
結合され、このミクサ７の出力はフィルタ８及びリミッ
タ９によりろ波され、制限される。同様に、直角位相パ
ス５は、ベースバンド信号Ｑを得るために、増幅された
ＲＦ信号の−４５°の移相を生じさせる移相器１０、ミ
クサ１１、フィルタ１２及びリミッタ１３を具えてい
る。フィルタ８及び１２は雑音帯域幅を制限するため及
びチャネル選択のために設ける。フィルタ８及び１２の
ミクサ７及び１１へのＡＣ結合により、ＤＣオフセット
効果が避けられる。リミッタ９及び１３は振幅信号変化
を除去するために設ける。ミクサ７及び１１は更に周波
数逓倍回路１６を経て局部周波数発生装置１４、例えば
周波数決定素子として水晶１５を有する水晶発振器に結
合される。局部周波数発生装置はもっと精巧な装置、例
えば基準周波数を発生する水晶発振器を有する周波数シ
ンセサイザとすることもできる。このような周波数シン
セサイザはＰＬＬ（フェーズロックループ）に基づいて
動作し得る。直接変換受信機では、混合周波数、即ち周
波数逓倍装置１６の出力周波数（以後発振器周波数とい
う）が、仮想搬送波ｆC に対しベースバンド（零中間周
波数）信号Ｉ及びＱが得られるように選択される。＋４
５°及び−４５°の２つの移相器の代わりに、単一の９
０°移相器を用いて一方の混合信号に対する発振器信号
を９０°移相させてもよい。例えば９００ＭＨｚの搬送
波周波数ｆｃを中心に＋４ＫＨｚ及び−４ＫＨｚの周波
数偏移（送信信号の“０”及び“１”を表す）を有する
ＦＳＫ変調ＲＦ信号（搬送波は受信ＲＦ入力信号ｒｆ内
に物理的に存在しない）に対して、ｆL ＝ｆC であれば
ベースバンド信号Ｉ及びＱは位相は異なるが４ＫＨｚ信
号になる。ＲＦ入力信号ｒｆに対し、即ち搬送周波数ｆ
C に対し発振器周波数ｆL の周波数オフセットがある場
合には、ベースバンドＩ及びＱは異なる周波数になる。
る。図１は本発明による直接変換受信機１をブロック図
で示したものである。この直接変換受信機はペーシング
トランシーバとすることができ、ＲＦ（無線周波数）入
力信号ｒｆを受信するアンテナ２を具え、この入力信号
はＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調されたディジ
タル信号を搬送するＲＦ・ＦＳＫ信号とすることができ
る。ＲＦ入力信号ｒｆは低雑音ＲＦ増幅器３に供給さ
れ、この増幅器はＲＦ入力信号ｒｆを直角位相関係のベ
ースバンド信号をＩ及びＱに低域変換する直角位相パス
４及び５、いわゆるＩ及びＱチャネルに結合される。直
角位相パス４は増幅器されたＲＦ信号の＋４５°の移相
を生じさせる移相器６を具える。この移相器６はＲＦ信
号ｒｆをベースバンド信号Ｉに低域変換するミクサ７に
結合され、このミクサ７の出力はフィルタ８及びリミッ
タ９によりろ波され、制限される。同様に、直角位相パ
ス５は、ベースバンド信号Ｑを得るために、増幅された
ＲＦ信号の−４５°の移相を生じさせる移相器１０、ミ
クサ１１、フィルタ１２及びリミッタ１３を具えてい
る。フィルタ８及び１２は雑音帯域幅を制限するため及
びチャネル選択のために設ける。フィルタ８及び１２の
ミクサ７及び１１へのＡＣ結合により、ＤＣオフセット
効果が避けられる。リミッタ９及び１３は振幅信号変化
を除去するために設ける。ミクサ７及び１１は更に周波
数逓倍回路１６を経て局部周波数発生装置１４、例えば
周波数決定素子として水晶１５を有する水晶発振器に結
合される。局部周波数発生装置はもっと精巧な装置、例
えば基準周波数を発生する水晶発振器を有する周波数シ
ンセサイザとすることもできる。このような周波数シン
セサイザはＰＬＬ（フェーズロックループ）に基づいて
動作し得る。直接変換受信機では、混合周波数、即ち周
波数逓倍装置１６の出力周波数（以後発振器周波数とい
う）が、仮想搬送波ｆC に対しベースバンド（零中間周
波数）信号Ｉ及びＱが得られるように選択される。＋４
５°及び−４５°の２つの移相器の代わりに、単一の９
０°移相器を用いて一方の混合信号に対する発振器信号
を９０°移相させてもよい。例えば９００ＭＨｚの搬送
波周波数ｆｃを中心に＋４ＫＨｚ及び−４ＫＨｚの周波
数偏移（送信信号の“０”及び“１”を表す）を有する
ＦＳＫ変調ＲＦ信号（搬送波は受信ＲＦ入力信号ｒｆ内
に物理的に存在しない）に対して、ｆL ＝ｆC であれば
ベースバンド信号Ｉ及びＱは位相は異なるが４ＫＨｚ信
号になる。ＲＦ入力信号ｒｆに対し、即ち搬送周波数ｆ
C に対し発振器周波数ｆL の周波数オフセットがある場
合には、ベースバンドＩ及びＱは異なる周波数になる。
【００１４】本発明では、直接変換受信機１に直角位相
パス４及び５に結合されたＡＦＣ手段を設ける。このＡ
ＦＣ手段は局部発振器１４を制御する制御信号として、
周波数オフセットｆL −ｆC に比例するＤＣ（直流）成
分を有する信号ａｃｔを決定するオフセット周波数検出
器１７を具える。このオフセット周波数検出器１７は移
相装置と乗算装置の２つの直列回路と、減算又は加算装
置とを具え、この検出器については図２につき後に詳細
に説明する。信号ｄｃｔは実際には平滑装置１８を介し
て局部発振器に供給し、実際の制御信号ｃｔは平滑され
た信号ｄｃｔである。平滑装置１８はアナログ又はディ
ジタル積分器、又はアナログ又はディジタル低域通過フ
ィルタとすることができる。信号ｄｃｔは直角位相パス
がリミッタを具えるか否かに応じてアナログ又はディジ
タル信号にすることができる。平滑装置１８又は平滑フ
ィルタの極点及び零点によりＡＦＣループの動特性が決
まる。実際上の観点から、フィルタの遮断周波数はディ
ジタル信号ｄｃｔのリプル周波数を１０００で割った値
とディジタル信号ｄｃｔの周波数を２０で割った値との
間の範囲内にすることができ、雑音が多いが高速なルー
プと低速であるが安定なループとの間でトレードオフを
行なう必要がある。高速チャネル走査又は高速周波数ロ
ックのためには高速ループ応答が必要とされる。従っ
て、良好な総合性能のためにはリプル周波数は高い方が
よい。
パス４及び５に結合されたＡＦＣ手段を設ける。このＡ
ＦＣ手段は局部発振器１４を制御する制御信号として、
周波数オフセットｆL −ｆC に比例するＤＣ（直流）成
分を有する信号ａｃｔを決定するオフセット周波数検出
器１７を具える。このオフセット周波数検出器１７は移
相装置と乗算装置の２つの直列回路と、減算又は加算装
置とを具え、この検出器については図２につき後に詳細
に説明する。信号ｄｃｔは実際には平滑装置１８を介し
て局部発振器に供給し、実際の制御信号ｃｔは平滑され
た信号ｄｃｔである。平滑装置１８はアナログ又はディ
ジタル積分器、又はアナログ又はディジタル低域通過フ
ィルタとすることができる。信号ｄｃｔは直角位相パス
がリミッタを具えるか否かに応じてアナログ又はディジ
タル信号にすることができる。平滑装置１８又は平滑フ
ィルタの極点及び零点によりＡＦＣループの動特性が決
まる。実際上の観点から、フィルタの遮断周波数はディ
ジタル信号ｄｃｔのリプル周波数を１０００で割った値
とディジタル信号ｄｃｔの周波数を２０で割った値との
間の範囲内にすることができ、雑音が多いが高速なルー
プと低速であるが安定なループとの間でトレードオフを
行なう必要がある。高速チャネル走査又は高速周波数ロ
ックのためには高速ループ応答が必要とされる。従っ
て、良好な総合性能のためにはリプル周波数は高い方が
よい。
【００１５】本発明は固有の正しい極性を有するＡＦＣ
制御信号を得て、例えばＧＢ２１８０４１９に開示され
ているような他の従来の受信機のように復調したデータ
との乗算の必要がないようにする。更に、ＡＦＣ制御信
号を供給しない水晶発振器を用いる既知の受信機と比較
して、複雑な温度ドリスト補償手段が不要になるように
する。例えばこのような既知の受信機における９００Ｍ
Ｈｚ帯にて２．８ｐｐｍ以下の温度ドリフト又はエージ
ングドリフトを補償する手段は高価で、ページング受信
機には実用的でない。本発明によれば温度補償なしの水
晶発振器を使用することができる。オフセット周波数検
出器１７はアナログ的に又はディジタル的に実現するこ
とができる。復調データを得るために、直接変換受信機
１は復調器１９を具え、これにベースバンド信号Ｉ及び
Ｑを供給する。復調器１９はＦＳＫデータ復調用のリー
ド- ラグ（進相−遅相）位相検出器とすることができ
る。この復調器を、ＲＡＭ及びＲＯＭメモリ及びディジ
タル及び／又はアナログＩ／Ｏインタフェースを有する
マイクロコントローラに結合する。このようなマイクロ
コントローラは公知である。ページングトランシーバに
対しては、種々の出力信号、例えば音声信号を増幅器２
１及び音声再生装置２２を通して、情報メッセージを表
示ユニット２３を通して、可聴トーン信号をブリーパを
通して、及び可視警告信号をＬＥＤ２５を通して出力さ
せることができる。ページングトランシーバの場合には
リターンメッセージを送出し得るように送信手段２６を
設け、これを送信アンテナ２７に結合する。
制御信号を得て、例えばＧＢ２１８０４１９に開示され
ているような他の従来の受信機のように復調したデータ
との乗算の必要がないようにする。更に、ＡＦＣ制御信
号を供給しない水晶発振器を用いる既知の受信機と比較
して、複雑な温度ドリスト補償手段が不要になるように
する。例えばこのような既知の受信機における９００Ｍ
Ｈｚ帯にて２．８ｐｐｍ以下の温度ドリフト又はエージ
ングドリフトを補償する手段は高価で、ページング受信
機には実用的でない。本発明によれば温度補償なしの水
晶発振器を使用することができる。オフセット周波数検
出器１７はアナログ的に又はディジタル的に実現するこ
とができる。復調データを得るために、直接変換受信機
１は復調器１９を具え、これにベースバンド信号Ｉ及び
Ｑを供給する。復調器１９はＦＳＫデータ復調用のリー
ド- ラグ（進相−遅相）位相検出器とすることができ
る。この復調器を、ＲＡＭ及びＲＯＭメモリ及びディジ
タル及び／又はアナログＩ／Ｏインタフェースを有する
マイクロコントローラに結合する。このようなマイクロ
コントローラは公知である。ページングトランシーバに
対しては、種々の出力信号、例えば音声信号を増幅器２
１及び音声再生装置２２を通して、情報メッセージを表
示ユニット２３を通して、可聴トーン信号をブリーパを
通して、及び可視警告信号をＬＥＤ２５を通して出力さ
せることができる。ページングトランシーバの場合には
リターンメッセージを送出し得るように送信手段２６を
設け、これを送信アンテナ２７に結合する。
【００１６】図２は本発明によるオフセット周波数検出
器１７の一実施例及びレンジ外れ検出手段を示す。対応
する素子には同一の符号を付してある。図２において、
フィルタ処理してないデータｄｔａが復調器１９の出力
端子に得られる。従来（前記ＥＰ２９８４８４号）で
は、オフセット周波数検出器１７は移相装置３０及び乗
算装置３１の直列配置を一つの直角位相パス、例えば図
１の直角位相パス５内に具えている。以後、このような
移相装置と乗算装置の直列配置を単に直列配置という。
一つの直列配置の場合には、ベースバンド信号Ｑを移相
装置３０に供給し、その出力を乗算装置３１の第１入力
端子３３に供給する。ベースバンド信号Ｉを乗算装置３
１の第２入力端子３４に供給し、その出力３５がオフセ
ット周波数検出器１７の出力端子３６の出力信号ｏｆｄ
１を形成する。ベースバンド信号Ｉ及びＱは入れ換える
こともできる。本発明に従って直列配置を両直角位相パ
ス内に含む場合には、オフセット周波数検出器１７は上
述したようにベースバンド信号Ｉ及びＱに結合された移
相装置３７及び乗算装置３８も具え、即ち両直列配置を
ベースバンド信号Ｉ及びＱに交差結合する。乗算装置３
１の出力３５及び乗算装置３８の出力３９を減算装置４
０に供給して乗算装置３１及び３８の出力信号を互いに
減算させる。減算装置４０の出力４１がオフセット周波
数検出器１７の出力端子３６の出力信号ｏｆｄ２を形成
する。オフセット周波数検出器１７はディジタル的に実
現することもでき、移相装置３０及び３７はクロック動
作シフトレジスタとし、乗算器３１及び３８は排他的Ｏ
Ｒディジタル回路とすることができる。従来のオフセッ
ト周波数検出器のように単一の直列配置の場合には、デ
ィジタル信号ｄｃｔは変化するパルス幅を有するバイポ
ーラ信号になり、両直角位相パス内に直列配置を減算装
置とともに有する本発明によるオフセット周波数検出器
の場合にはディジタル信号ｄｃｔはオフセット周波数ｆ
L −ｆC の符号に依存する極性を有するユニポーラ信号
になる。尚、マイクロコントローラ２０により２つの直
列配置３０，３１及び３７，３８と減算装置４０を機能
的に実現することもできる。ディジタルＩ／Ｏインタフ
ェース及びディジタル−アナログ変換手段を有する公知
のマイクロコントローラを用いることによりＡＦＣ制御
信号を局部発振器１４に直ちに供給することができる。
器１７の一実施例及びレンジ外れ検出手段を示す。対応
する素子には同一の符号を付してある。図２において、
フィルタ処理してないデータｄｔａが復調器１９の出力
端子に得られる。従来（前記ＥＰ２９８４８４号）で
は、オフセット周波数検出器１７は移相装置３０及び乗
算装置３１の直列配置を一つの直角位相パス、例えば図
１の直角位相パス５内に具えている。以後、このような
移相装置と乗算装置の直列配置を単に直列配置という。
一つの直列配置の場合には、ベースバンド信号Ｑを移相
装置３０に供給し、その出力を乗算装置３１の第１入力
端子３３に供給する。ベースバンド信号Ｉを乗算装置３
１の第２入力端子３４に供給し、その出力３５がオフセ
ット周波数検出器１７の出力端子３６の出力信号ｏｆｄ
１を形成する。ベースバンド信号Ｉ及びＱは入れ換える
こともできる。本発明に従って直列配置を両直角位相パ
ス内に含む場合には、オフセット周波数検出器１７は上
述したようにベースバンド信号Ｉ及びＱに結合された移
相装置３７及び乗算装置３８も具え、即ち両直列配置を
ベースバンド信号Ｉ及びＱに交差結合する。乗算装置３
１の出力３５及び乗算装置３８の出力３９を減算装置４
０に供給して乗算装置３１及び３８の出力信号を互いに
減算させる。減算装置４０の出力４１がオフセット周波
数検出器１７の出力端子３６の出力信号ｏｆｄ２を形成
する。オフセット周波数検出器１７はディジタル的に実
現することもでき、移相装置３０及び３７はクロック動
作シフトレジスタとし、乗算器３１及び３８は排他的Ｏ
Ｒディジタル回路とすることができる。従来のオフセッ
ト周波数検出器のように単一の直列配置の場合には、デ
ィジタル信号ｄｃｔは変化するパルス幅を有するバイポ
ーラ信号になり、両直角位相パス内に直列配置を減算装
置とともに有する本発明によるオフセット周波数検出器
の場合にはディジタル信号ｄｃｔはオフセット周波数ｆ
L −ｆC の符号に依存する極性を有するユニポーラ信号
になる。尚、マイクロコントローラ２０により２つの直
列配置３０，３１及び３７，３８と減算装置４０を機能
的に実現することもできる。ディジタルＩ／Ｏインタフ
ェース及びディジタル−アナログ変換手段を有する公知
のマイクロコントローラを用いることによりＡＦＣ制御
信号を局部発振器１４に直ちに供給することができる。
【００１７】ＡＦＣレンジ拡張のために、直接変換受信
機１は復調データ信号ｄｔａを出力するデータ復調装置
１９及び復調データ信号ｄｔａをフィルタ処理するデー
タフィルタ４２を具える。このフィルタは欧州特許出願
第９２２０２１７９１．８号に記載されているようなフ
ィルタ又は他のデータフィルタとすることができる。デ
ータフィルタ４２の出力端子４３をスイッチング装置４
５の第１入力端子４４に結合し、オフセット周波数検出
器１７の出力端子３６をスイッチング装置４５の第２入
力端子４６に結合する。スイッチング装置４５はレンジ
外れ決定装置４７により制御する。レンジ外れ決定装置
４７の入力端子４８はデータフィルタ４２の出力端子４
３に結合する。フィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａ
を例えば抵抗９０及びキャパシタ９１を具えるＲＣフィ
ルタに供給することにより得られたフィルタ処理データ
信号ｆｄｔａの平均値Ｖfdtaに基づいて、決定装置４７
は発振器周波数ｆL が搬送波周波数ｆC を中心とする所
定の周波数レンジ内にあるのか、このレンジ外にあるの
か決定する。発振器周波数ｆL が所定のレンジ内にある
場合にはオフセット周波数検出器１７の周波数信号をデ
ィジタル信号ｄｃｔとして用い、レンジ外である場合に
はフィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａをディジタル
信号ｄｃｔとして用いる。ＡＦＣレンジ拡張は、受信信
号ｒｆ中の“１”の数と“０”の数が平均すると等しい
という条件を満足するほど良好な結果を生ずる。レンジ
外れ決定装置はソフトウェア装置としてコントローラ２
０内に少なくとも部分的に含めることもできる。この場
合には、レンジ外れの決定はデータ正当性の検査及び／
又はＩ信号又はＱ信号の周波数測定、又はＩ及びＱ信号
の積の測定に基づいて行なうことができる。データの正
当性検査に基づく決定はＣＲＣ（サイクリックリダンダ
ンシィコード）の正当性、ＢＥＲ（ビット誤り率）等に
基づいて行なうことができ、周波数測定に基づく決定は
しきい値周波数以下の周波数に基づいて行なうことがで
きる。周波数測定は周波数−電圧変換を用いて行なうこ
とができる。
機１は復調データ信号ｄｔａを出力するデータ復調装置
１９及び復調データ信号ｄｔａをフィルタ処理するデー
タフィルタ４２を具える。このフィルタは欧州特許出願
第９２２０２１７９１．８号に記載されているようなフ
ィルタ又は他のデータフィルタとすることができる。デ
ータフィルタ４２の出力端子４３をスイッチング装置４
５の第１入力端子４４に結合し、オフセット周波数検出
器１７の出力端子３６をスイッチング装置４５の第２入
力端子４６に結合する。スイッチング装置４５はレンジ
外れ決定装置４７により制御する。レンジ外れ決定装置
４７の入力端子４８はデータフィルタ４２の出力端子４
３に結合する。フィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａ
を例えば抵抗９０及びキャパシタ９１を具えるＲＣフィ
ルタに供給することにより得られたフィルタ処理データ
信号ｆｄｔａの平均値Ｖfdtaに基づいて、決定装置４７
は発振器周波数ｆL が搬送波周波数ｆC を中心とする所
定の周波数レンジ内にあるのか、このレンジ外にあるの
か決定する。発振器周波数ｆL が所定のレンジ内にある
場合にはオフセット周波数検出器１７の周波数信号をデ
ィジタル信号ｄｃｔとして用い、レンジ外である場合に
はフィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａをディジタル
信号ｄｃｔとして用いる。ＡＦＣレンジ拡張は、受信信
号ｒｆ中の“１”の数と“０”の数が平均すると等しい
という条件を満足するほど良好な結果を生ずる。レンジ
外れ決定装置はソフトウェア装置としてコントローラ２
０内に少なくとも部分的に含めることもできる。この場
合には、レンジ外れの決定はデータ正当性の検査及び／
又はＩ信号又はＱ信号の周波数測定、又はＩ及びＱ信号
の積の測定に基づいて行なうことができる。データの正
当性検査に基づく決定はＣＲＣ（サイクリックリダンダ
ンシィコード）の正当性、ＢＥＲ（ビット誤り率）等に
基づいて行なうことができ、周波数測定に基づく決定は
しきい値周波数以下の周波数に基づいて行なうことがで
きる。周波数測定は周波数−電圧変換を用いて行なうこ
とができる。
【００１８】図３は本発明によるレンジ外れ決定装置４
７としてのウィンドウ比較装置を示す。この装置は第１
及び第２比較器５０及び５１を具え、比較器５０の負入
力端子５２を比較器５１の正入力端子５３に結合し、こ
の相互結合入力端子５２及び５３をこの装置の入力端子
４８とする。低しきい値信号ＶL を比較器５０の正入力
端子に供給し、高しきい値信号ＶH を比較器５１の負入
力端子５５に供給する。比較器５０及び５１の出力端子
５６及び５７をＯＲゲートに結合し、このゲートの出力
端子５９をこの装置の出力端子６０に結合する。比較器
５０及び５１の各々に正帰還を与えてしきい値信号ＶL
及びＶH にヒステリシスを与えることができる。
７としてのウィンドウ比較装置を示す。この装置は第１
及び第２比較器５０及び５１を具え、比較器５０の負入
力端子５２を比較器５１の正入力端子５３に結合し、こ
の相互結合入力端子５２及び５３をこの装置の入力端子
４８とする。低しきい値信号ＶL を比較器５０の正入力
端子に供給し、高しきい値信号ＶH を比較器５１の負入
力端子５５に供給する。比較器５０及び５１の出力端子
５６及び５７をＯＲゲートに結合し、このゲートの出力
端子５９をこの装置の出力端子６０に結合する。比較器
５０及び５１の各々に正帰還を与えてしきい値信号ＶL
及びＶH にヒステリシスを与えることができる。
【００１９】本発明の第１実施例を従来技術に関連して
更に説明するために図４〜７に種々の信号を周波数又は
時間の関数として示してある。図４は種々の周波数オフ
セットがベースバンド周波数に与える影響を周波数の関
数として示したものである。線４ａ上には直接変換受信
機内のＦＳＫ変調信号のスペクトルを示し、論理“１”
信号は周波数ｆC −Δｆにスペクトル線を有し、論理
“０”信号は周波数ｆC ＋Δｆにスペクトル線を有す
る。ここでｆC は公称搬送波周波数であり、Δｆは周波
数偏移、例えば４ＫＨｚである。線４ｂ上には、局部発
振器周波数ｆL 及び公称搬送波周波数に等しく、直角位
相パス４及び５において位相は異なるが同一の周波数を
有するベースバンド信号Ｉ及びＱが生ずる状態を示す。
線４ｃ上にはこの状態のスペクトルを示し、“１”及び
“０”データ信号に対応する低域変換ベースバンド信号
Ｉ及びＱのスペクトル（それぞれｆ1 及びｆ0 で示す）
は周波数Δｆ（特定の例では４ＫＨｚ）に位置し単一の
スペクトルになる。線４ｄ上には周波数オフセット状態
であり、局部発振器周波数ｆL が公称搬送波周波数ｆC
よりδｆだけ高いが、まだｆC −Δｆ〜ｆC ＋Δｆのレ
ンジ内にある（本例ではδｆ＝２ＫＨｚ）状態を示す。
この状態では、低域変換データ信号“１”及び“０”は
ｆ1 ＝６ＫＨｚ及びｆ0 ＝２ＫＨｚに現れ、即ち異なる
周波数を有する。負のオフセット周波数δｆ＝ｆL −ｆ
C の状態では低域変換データ信号“１”及び“０”はそ
れぞれΔｆより低い周波数及び高い周波数に現れ、この
ような状態を線４ｅ上に示してある。図示の状態はオフ
セットδｆ＝−５ＫＨｚであり、ｆ1 は１ＫＨｚ、ｆ0
は９ＫＨｚになる。線４ｅに示す状態は局部発振器周波
数ｆL がレンジ外れの状態でもある。本発明の一実施例
では、レンジ外れ状態をレンジ外れ決定装置４７により
検出し、レンジ外れの場合にはフィルタ処理したデータ
信号ｆｄｔａをディジタル信号ｄｃｔとし、発振器周波
数ｆL がレンジ内にある場合にはオフセット周波数検出
器１７の出力信号をディジタル信号ｄｃｔとして供給す
る。
更に説明するために図４〜７に種々の信号を周波数又は
時間の関数として示してある。図４は種々の周波数オフ
セットがベースバンド周波数に与える影響を周波数の関
数として示したものである。線４ａ上には直接変換受信
機内のＦＳＫ変調信号のスペクトルを示し、論理“１”
信号は周波数ｆC −Δｆにスペクトル線を有し、論理
“０”信号は周波数ｆC ＋Δｆにスペクトル線を有す
る。ここでｆC は公称搬送波周波数であり、Δｆは周波
数偏移、例えば４ＫＨｚである。線４ｂ上には、局部発
振器周波数ｆL 及び公称搬送波周波数に等しく、直角位
相パス４及び５において位相は異なるが同一の周波数を
有するベースバンド信号Ｉ及びＱが生ずる状態を示す。
線４ｃ上にはこの状態のスペクトルを示し、“１”及び
“０”データ信号に対応する低域変換ベースバンド信号
Ｉ及びＱのスペクトル（それぞれｆ1 及びｆ0 で示す）
は周波数Δｆ（特定の例では４ＫＨｚ）に位置し単一の
スペクトルになる。線４ｄ上には周波数オフセット状態
であり、局部発振器周波数ｆL が公称搬送波周波数ｆC
よりδｆだけ高いが、まだｆC −Δｆ〜ｆC ＋Δｆのレ
ンジ内にある（本例ではδｆ＝２ＫＨｚ）状態を示す。
この状態では、低域変換データ信号“１”及び“０”は
ｆ1 ＝６ＫＨｚ及びｆ0 ＝２ＫＨｚに現れ、即ち異なる
周波数を有する。負のオフセット周波数δｆ＝ｆL −ｆ
C の状態では低域変換データ信号“１”及び“０”はそ
れぞれΔｆより低い周波数及び高い周波数に現れ、この
ような状態を線４ｅ上に示してある。図示の状態はオフ
セットδｆ＝−５ＫＨｚであり、ｆ1 は１ＫＨｚ、ｆ0
は９ＫＨｚになる。線４ｅに示す状態は局部発振器周波
数ｆL がレンジ外れの状態でもある。本発明の一実施例
では、レンジ外れ状態をレンジ外れ決定装置４７により
検出し、レンジ外れの場合にはフィルタ処理したデータ
信号ｆｄｔａをディジタル信号ｄｃｔとし、発振器周波
数ｆL がレンジ内にある場合にはオフセット周波数検出
器１７の出力信号をディジタル信号ｄｃｔとして供給す
る。
【００２０】図５ＡはＥＰ２９８４８４号に開示された
単一の直列配置を有する従来のオフセット周波数検出器
１７のディジタル出力信号ｏｆｄ１を時間の関数として
示す。Ｑチャネルベースバンド信号は時間遅延ｔｄだけ
遅延され、“０”及び“１”データに対しそれぞれ＋π
／２及び−π／２の追加の遅延が発生する。即ち、
“０”中はＩ信号とＱ信号との間の位相差は＋π／２で
あり、“１”中はＩ信号とＱ信号との間の位相差は−π
／２である。時間遅延ｔｄはほぼ１／（２Δｆ）であ
り、Δｆ＝４ＫＨｚで、ｔｄ＝１２５μｓである。Ｑチ
ャネル遅延信号にＩチャネルベースバンド信号Ｉを乗算
する。ディジタル信号ｏｆｄ１は、１／２Δｆまで、周
波数オフセットδｆに比例するパルス幅を有するバイポ
ーラ信号になる。制御信号ｃｔとしての正しい極性信号
はディジタル信号ｏｆｄ１をフィルタ１８により平均化
することにより得られる。
単一の直列配置を有する従来のオフセット周波数検出器
１７のディジタル出力信号ｏｆｄ１を時間の関数として
示す。Ｑチャネルベースバンド信号は時間遅延ｔｄだけ
遅延され、“０”及び“１”データに対しそれぞれ＋π
／２及び−π／２の追加の遅延が発生する。即ち、
“０”中はＩ信号とＱ信号との間の位相差は＋π／２で
あり、“１”中はＩ信号とＱ信号との間の位相差は−π
／２である。時間遅延ｔｄはほぼ１／（２Δｆ）であ
り、Δｆ＝４ＫＨｚで、ｔｄ＝１２５μｓである。Ｑチ
ャネル遅延信号にＩチャネルベースバンド信号Ｉを乗算
する。ディジタル信号ｏｆｄ１は、１／２Δｆまで、周
波数オフセットδｆに比例するパルス幅を有するバイポ
ーラ信号になる。制御信号ｃｔとしての正しい極性信号
はディジタル信号ｏｆｄ１をフィルタ１８により平均化
することにより得られる。
【００２１】図５Ｂは２つの直列配置と減算装置を有す
る本発明によるオフセット周波数検出器１７のディジタ
ル出力信号ｏｆｄ２を示す。このディジタル信号ｏｆｄ
２は周波数オフセットδｆに応じて３つの値の一つ、図
示のような正値、又は零値、又は負値を有し、即ち信号
ｏｆｄ２を信号ｄｃｔとすれば正しい極性のディジタル
信号ｄｃｔが得られる。信号ｏｆｄ２は信号ｏｆｄ１よ
りかなり高いリプル周波数を有し、従って一層良好なル
ープ動特性が可能になる。
る本発明によるオフセット周波数検出器１７のディジタ
ル出力信号ｏｆｄ２を示す。このディジタル信号ｏｆｄ
２は周波数オフセットδｆに応じて３つの値の一つ、図
示のような正値、又は零値、又は負値を有し、即ち信号
ｏｆｄ２を信号ｄｃｔとすれば正しい極性のディジタル
信号ｄｃｔが得られる。信号ｏｆｄ２は信号ｏｆｄ１よ
りかなり高いリプル周波数を有し、従って一層良好なル
ープ動特性が可能になる。
【００２２】図６はデータフィルタ４２の出力であるフ
ィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａの平均値Ｖfdtaを
ＦＳＫ信号の搬送波周波数に対する局部発振器周波数の
周波数偏差ｆC −ｆL ＝−δｆの関数として、第１のレ
ンジ拡張例について示したものである。平均値Ｖfdtaは
フィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａをＲＣフィルタ
９０，９１に供給することにより得られる。レンジ外れ
検出は、データ信号ｄｔａ内の“０”の数の平均値と
“１”の数の平均値が等しい条件が良好に満足されるほ
どレンジ外れ検出が良好に行われるという洞察に基づい
ている。ページング信号の一つの状態を図６に示してあ
り、論理“１”データ信号に対し２ボルトの信号振幅を
有し、論理“０”データ信号に対し０ボルトの信号振幅
を有する。平均信号Ｖfdtaがレンジ外、即ちウィンドウ
ＶH −ＶL 外にある場合には、レンジ外れ決定装置４
７、例えばウィンドウ比較装置が信号ｆｄｔａをディジ
タル信号ｄｃｔとして切り換え、レンジ内状態の場合に
は信号ｏｆｄ２をディジタル信号ｄｃｔとして切り換え
る。実際上、ページング信号間のチャネル間隔は例えば
２５ＫＨｚであり、従って本発明によればレンジ外れ検
出が完全に達成される。図６には、種々の信号状態を示
してある。０％のビット誤り率（ＢＥＲ）を実線で、３
％のＢＥＲを破線で、１０％のＢＥＲを一点鎖線で示し
てある。ＢＥＲは零オフセット周波数δｆに対するもの
である。このように、本発明によるレンジ外れ検出は公
称（零オフセット周波数）ＢＥＲに対し完全に動作す
る。しかし、高いＢＥＲに対してはレンジ外れは小さい
周波数偏差に対し検出される。弱い信号、即ち高いＢＥ
Ｒに対してはレンジ外れ検出は不明確になる。ページン
グ用には３％のＢＥＲを許容し得る点に注意されたい。
ィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａの平均値Ｖfdtaを
ＦＳＫ信号の搬送波周波数に対する局部発振器周波数の
周波数偏差ｆC −ｆL ＝−δｆの関数として、第１のレ
ンジ拡張例について示したものである。平均値Ｖfdtaは
フィルタ処理されたデータ信号ｆｄｔａをＲＣフィルタ
９０，９１に供給することにより得られる。レンジ外れ
検出は、データ信号ｄｔａ内の“０”の数の平均値と
“１”の数の平均値が等しい条件が良好に満足されるほ
どレンジ外れ検出が良好に行われるという洞察に基づい
ている。ページング信号の一つの状態を図６に示してあ
り、論理“１”データ信号に対し２ボルトの信号振幅を
有し、論理“０”データ信号に対し０ボルトの信号振幅
を有する。平均信号Ｖfdtaがレンジ外、即ちウィンドウ
ＶH −ＶL 外にある場合には、レンジ外れ決定装置４
７、例えばウィンドウ比較装置が信号ｆｄｔａをディジ
タル信号ｄｃｔとして切り換え、レンジ内状態の場合に
は信号ｏｆｄ２をディジタル信号ｄｃｔとして切り換え
る。実際上、ページング信号間のチャネル間隔は例えば
２５ＫＨｚであり、従って本発明によればレンジ外れ検
出が完全に達成される。図６には、種々の信号状態を示
してある。０％のビット誤り率（ＢＥＲ）を実線で、３
％のＢＥＲを破線で、１０％のＢＥＲを一点鎖線で示し
てある。ＢＥＲは零オフセット周波数δｆに対するもの
である。このように、本発明によるレンジ外れ検出は公
称（零オフセット周波数）ＢＥＲに対し完全に動作す
る。しかし、高いＢＥＲに対してはレンジ外れは小さい
周波数偏差に対し検出される。弱い信号、即ち高いＢＥ
Ｒに対してはレンジ外れ検出は不明確になる。ページン
グ用には３％のＢＥＲを許容し得る点に注意されたい。
【００２３】図７〜９は本発明受信機におけるレンジ拡
張の第２実施例を示す。図７はこのレンジ拡張のために
本発明受信機に用いる帯域通過フィルタ８及び１２の周
波数特性を示し、これらの帯域通過フィルタ８及び１２
は周波数オフセット｜δｆ｜＞Δｆに対し周波数ギャッ
プｎｔを実現する（ここでΔｆは搬送波周波数ｆC に対
するＦＳＫ・ＲＦ入力信号の周波数偏移である）。この
周波数特性における発振器周波数ｆL を中心とするギャ
ップｎｔは、δｆ＝０の場合にはデータ“１”及び
“０”信号がギャップｎｔの外に位置し、図示の周波数
オフセット｜δｆ｜＞Δｆの場合には“１”データ信号
がギャップｎｔ内に入るように選択する。帯域通過フィ
ルタ８及び１２は直接変換受信機に通常使用されるよう
な慣例のフィルタ、即ちＤＣのすぐ上に周波数ギャップ
を有するフィルタとすることができ、この際本発明に従
った周波数ギャップはリミッタ９及び１３とオフセット
周波数検出器１７との間に高域通過フィルタ８Ａ及び１
２Ａを挿入することにより実現することができる。この
場合には、周波数ギャップｎｔはフィルタ８及び８Ａ及
びフィルタ１２及び１２Ａのそれぞれの合成フィルタ作
用により得られる。｜δｆ｜＞Δｆの場合、フィルタ８
及び１２、又は組合せフィルタ８及び８Ａ及び１２及び
１２Ａが、慣例のフィルタと移相装置３０及び３７のよ
うな時間遅延装置との組合せの場合にＡＦＣを誤った方
向に引き込む信号を抑圧する。この結果、｜δｆ｜＞Δ
ｆ＋εに対してオフセット周波数検出器１７の平均出力
信号Ｖavが強く減少する（εはレンジ拡張量で、例えば
ε＝０．５Δｆ）。“１”の数と“０”の数が平均して
ほぼ等しい場合にはΔｆ＋ε＜｜Δｆ｜＜２Δｆに対し
てＶavがほぼ零になるが、“１”の数と“０”の数が平
均して等しくない場合にはＶavは、零にならない。｜δ
ｆ｜＞２Δｆに対しては正しい極性のＡＦＣ信号が得ら
れる。Ｖavはオフセット周波数検出器１７の平均出力信
号（図示せず）である。
張の第２実施例を示す。図７はこのレンジ拡張のために
本発明受信機に用いる帯域通過フィルタ８及び１２の周
波数特性を示し、これらの帯域通過フィルタ８及び１２
は周波数オフセット｜δｆ｜＞Δｆに対し周波数ギャッ
プｎｔを実現する（ここでΔｆは搬送波周波数ｆC に対
するＦＳＫ・ＲＦ入力信号の周波数偏移である）。この
周波数特性における発振器周波数ｆL を中心とするギャ
ップｎｔは、δｆ＝０の場合にはデータ“１”及び
“０”信号がギャップｎｔの外に位置し、図示の周波数
オフセット｜δｆ｜＞Δｆの場合には“１”データ信号
がギャップｎｔ内に入るように選択する。帯域通過フィ
ルタ８及び１２は直接変換受信機に通常使用されるよう
な慣例のフィルタ、即ちＤＣのすぐ上に周波数ギャップ
を有するフィルタとすることができ、この際本発明に従
った周波数ギャップはリミッタ９及び１３とオフセット
周波数検出器１７との間に高域通過フィルタ８Ａ及び１
２Ａを挿入することにより実現することができる。この
場合には、周波数ギャップｎｔはフィルタ８及び８Ａ及
びフィルタ１２及び１２Ａのそれぞれの合成フィルタ作
用により得られる。｜δｆ｜＞Δｆの場合、フィルタ８
及び１２、又は組合せフィルタ８及び８Ａ及び１２及び
１２Ａが、慣例のフィルタと移相装置３０及び３７のよ
うな時間遅延装置との組合せの場合にＡＦＣを誤った方
向に引き込む信号を抑圧する。この結果、｜δｆ｜＞Δ
ｆ＋εに対してオフセット周波数検出器１７の平均出力
信号Ｖavが強く減少する（εはレンジ拡張量で、例えば
ε＝０．５Δｆ）。“１”の数と“０”の数が平均して
ほぼ等しい場合にはΔｆ＋ε＜｜Δｆ｜＜２Δｆに対し
てＶavがほぼ零になるが、“１”の数と“０”の数が平
均して等しくない場合にはＶavは、零にならない。｜δ
ｆ｜＞２Δｆに対しては正しい極性のＡＦＣ信号が得ら
れる。Ｖavはオフセット周波数検出器１７の平均出力信
号（図示せず）である。
【００２４】図８は上述したストップバンドフィルタを
有する本発明の実施例内の移相装置３０及び３７の非線
形移相特性を示す。ｆ＝Δｆ以下では移相は０°から１
８０°まで増大し、ｆ＝Δｆで移相装置３０及び３７は
１８０°の移相を有し、それより高い周波数に対しては
２７０°の移相に近づく。４つのＲＣフィルタセクショ
ン（図示せず）を具える場合には移相は３６０°に近づ
く。所定の実施例ではリミッタ９及び１３をオフセット
周波数検出器の周波数信号ｏｆｄ２を制限する単一のリ
ミッタと置き換えるのが好ましい。
有する本発明の実施例内の移相装置３０及び３７の非線
形移相特性を示す。ｆ＝Δｆ以下では移相は０°から１
８０°まで増大し、ｆ＝Δｆで移相装置３０及び３７は
１８０°の移相を有し、それより高い周波数に対しては
２７０°の移相に近づく。４つのＲＣフィルタセクショ
ン（図示せず）を具える場合には移相は３６０°に近づ
く。所定の実施例ではリミッタ９及び１３をオフセット
周波数検出器の周波数信号ｏｆｄ２を制限する単一のリ
ミッタと置き換えるのが好ましい。
【００２５】図９は図８に示す移相特性を実現する本発
明の移相装置３０及び３７の一実施例を示す。装置３０
及び３７はそれぞれの抵抗７０，７１，７２、それぞれ
のキャパシタ７３，７４，７５及びそれぞれのオペアン
プ７６，７７，７８を有する３つのＲＣ移相セクション
のカスケード接続を具える。これら（移相）セクション
の時定数は ３／（２πΔｆ）とする。装置３０及び３
７は４つのＲＣ移相セクションを具えるものとすること
もできる（図示せず）。
明の移相装置３０及び３７の一実施例を示す。装置３０
及び３７はそれぞれの抵抗７０，７１，７２、それぞれ
のキャパシタ７３，７４，７５及びそれぞれのオペアン
プ７６，７７，７８を有する３つのＲＣ移相セクション
のカスケード接続を具える。これら（移相）セクション
の時定数は ３／（２πΔｆ）とする。装置３０及び３
７は４つのＲＣ移相セクションを具えるものとすること
もできる（図示せず）。
【００２６】図１０及び１１は本発明受信機におけるレ
ンジ拡張の第３の実施例を示す。図１０は本発明のこの
実施例の移相特性を示し、本例では発振器周波数ｆL を
中心とする広いストップバンドフィルタを必要としな
い。理想的にはこの移相特性はｆ＜Δｆに対し１８０°
の移相を示し、それより高い周波数に対し２７０°の移
相を示すが、破線で示すように徐々に位相変化してもよ
い。Δｆ≠０の場合、｜ｆ0 ｜又は｜ｆ1 ｜＜Δｆであ
ればｆ1 又はｆ0 はΔｆより大きくなる。｜ｆ0 ｜＜Δ
ｆ及び｜ｆ1 ｜＞Δｆであるものとすると、データ
“０”中の移相は１８０°であり、Ｖav＝０になり、デ
ータ“１”中の位相シフトは２７０°になり、Ｖavは正
しい極性を有するものとなる。データ“０”中はＶavに
何の寄与もないためにＡＦＣ利得の減少が生ずるが、Δ
ｆ＜｜δｆ｜＜２Δｆの場合にもｆ 0 はＶavに何ら寄与
せず、従ってＶavは常に正しい極性を有するという利点
がある。｜δｆ｜＞２Δｆの場合にはｆ0 及びｆ1 の両
方が正しい極性を有するＶavに寄与し、フィルタの十分
高い上側遮断周波数ｆｕに対しＡＦＣループ利得の低減
を生じない。
ンジ拡張の第３の実施例を示す。図１０は本発明のこの
実施例の移相特性を示し、本例では発振器周波数ｆL を
中心とする広いストップバンドフィルタを必要としな
い。理想的にはこの移相特性はｆ＜Δｆに対し１８０°
の移相を示し、それより高い周波数に対し２７０°の移
相を示すが、破線で示すように徐々に位相変化してもよ
い。Δｆ≠０の場合、｜ｆ0 ｜又は｜ｆ1 ｜＜Δｆであ
ればｆ1 又はｆ0 はΔｆより大きくなる。｜ｆ0 ｜＜Δ
ｆ及び｜ｆ1 ｜＞Δｆであるものとすると、データ
“０”中の移相は１８０°であり、Ｖav＝０になり、デ
ータ“１”中の位相シフトは２７０°になり、Ｖavは正
しい極性を有するものとなる。データ“０”中はＶavに
何の寄与もないためにＡＦＣ利得の減少が生ずるが、Δ
ｆ＜｜δｆ｜＜２Δｆの場合にもｆ 0 はＶavに何ら寄与
せず、従ってＶavは常に正しい極性を有するという利点
がある。｜δｆ｜＞２Δｆの場合にはｆ0 及びｆ1 の両
方が正しい極性を有するＶavに寄与し、フィルタの十分
高い上側遮断周波数ｆｕに対しＡＦＣループ利得の低減
を生じない。
【００２７】図１１は図１０に示す移相特性を実現する
移相装置３０及び３７の実施例を示す。装置３０及び３
７は反転増幅器８０、抵抗８１及びキャパシタ８２を具
える。種々のデータデューティサイクル（“０”データ
の数に対する“１”データの数の平均比）及び移相装置
３０及び３７の種々の３ｄＢ周波数、例えば０．５Δ
ｆ、０．６７Δｆ、Δｆまたは２Δｆにつき調べたとこ
ろ、一層良好な性能が、“１”と“０”の数（平均値）
が等しくない場合に、一層大きな３ｄＢ周波数に対し達
成され、これによりＡＦＣロックインに対し一層小さな
δｆを生ずることがわかった。
移相装置３０及び３７の実施例を示す。装置３０及び３
７は反転増幅器８０、抵抗８１及びキャパシタ８２を具
える。種々のデータデューティサイクル（“０”データ
の数に対する“１”データの数の平均比）及び移相装置
３０及び３７の種々の３ｄＢ周波数、例えば０．５Δ
ｆ、０．６７Δｆ、Δｆまたは２Δｆにつき調べたとこ
ろ、一層良好な性能が、“１”と“０”の数（平均値）
が等しくない場合に、一層大きな３ｄＢ周波数に対し達
成され、これによりＡＦＣロックインに対し一層小さな
δｆを生ずることがわかった。
【図１】本発明による直接変換受信機の概略ブロック図
である。
である。
【図２】本発明によるオフセット周波数検出器及びレン
ジ外れ決定手段の一実施例を示す図である。
ジ外れ決定手段の一実施例を示す図である。
【図３】本発明によるレンジ外れ決定手段としてのウィ
ンドウ比較装置を示す図である。
ンドウ比較装置を示す図である。
【図４】種々の周波数オフセットの場合におけるベース
バンド周波数を示す図である。
バンド周波数を示す図である。
【図５】Ａは従来のオフセット周波数検出器のディジタ
ル出力信号を示し、Ｂは本発明によるオフセット周波数
検出器のディジタル出力信号を示す図である。
ル出力信号を示し、Ｂは本発明によるオフセット周波数
検出器のディジタル出力信号を示す図である。
【図６】フィルタ処理したデータ信号の平均値をＦＳＫ
信号の搬送波周波数に対する局部発振器の周波数偏差の
関数として示す図である。
信号の搬送波周波数に対する局部発振器の周波数偏差の
関数として示す図である。
【図７】本発明の一実施例に用いるフィルタの周波数特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図８】本発明の一実施例に用いる装置の移相特性を示
す図である。
す図である。
【図９】本発明の一実施例に用いる移相装置を示す図で
ある。
ある。
【図１０】本発明の他の実施例に用いる移相装置の移相
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図１１】本発明の他の実施例に用いる移相装置を示す
図である。
図である。
１ 直接変換受信機 ２ アンテナ ３ 増幅器 ４ Ｉチャネル ５ Ｑチャネル ６，１０ 移相器 ７，１１ ミクサ ８，１２ フィルタ ９，１３ リミッタ １４，１５ 局部発振器 １６ 周波数逓倍器 １７ オフセット周波数検出器 １８ 平滑フィルタ １９ 復調装置 ２０ マイクロプロセッサ ２２〜２６ 出力装置 ３０，３７ 移相装置 ３１，３８ 乗算器 ４０ 減算器 ４２ データフィルタ ４５ スイッチング装置 ４７ レンジ外れ決定装置
Claims (8)
- 【請求項１】 ＲＦ入力信号（ｒｆ）を直角位相関係の
信号（Ｉ，Ｑ）に低域変換する１対の直角位相関係のミ
クサ（７，１１）に結合された局部周波数発生装置（１
４，１５，１６）と、該局部周波数発生装置を制御する
制御信号（ｃｔ）を発生するＡＦＣ手段とを具え、該Ａ
ＦＣ手段は、直角位相パス（４，５）に結合され、前記
制御信号（ｃｔ）としてＲＦ入力信号に対する前記局部
周波数発生装置（１４，１５，１６）の周波数オフセッ
ト（δｆ）に比例する平均値を有する信号（ｄｃｔ）を
決定するオフセット周波数検出器（１７）を具え、該オ
フセット周波数検出器が移相装置（３０）と乗算装置
（３１）の直列配置を一つの直角位相パス（４）内に具
えている直接変換受信機（１）において、前記オフセッ
ト周波数検出器（１７）がもう一つの直角位相パス
（５）内に移相装置（３７）と乗算装置（３８）のもう
一つの直列配置を具えると共に、前記２つの乗算装置
（３１，３８）の出力信号を互いに減算する減算装置
（４０）を具え、前記２つの乗算装置（３１，３８）が
直角位相パス（４，５）に交差結合され、前記２つの乗
算装置（３１，３８）の他方の入力端子が前記移相装置
（３０，３７）を経て直角位相パスに結合されているこ
とを特徴とする直接変換受信機。 - 【請求項２】 前記移相装置（３０，３７）はシフトレ
ジスタであり、前記乗算装置（３１，３８）は排他的Ｏ
Ｒ回路であることを特徴とする請求項１記載の受信機。 - 【請求項３】 前記２つの直列配置（３０，３１；３
７，３８）及び減算装置（４０）を機能的に実現するマ
イクロコントローラと、制御信号（ｃｔ；ｄｃｔ）を出
力するディジタル−アナログ変換手段及び／又はディジ
タル出力手段とを具えていることを特徴とする請求項１
又は２記載の受信機。 - 【請求項４】 制御信号（ｄｃｔ）がアナログ又はディ
ジタル積分器を経て又はアナログ又はディジタル低域通
過フィルタ（１８）を経て前記局部周波数発生装置に供
給されることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載
の受信機。 - 【請求項５】 前記オフセット周波数検出器（１７）と
並列に、直角位相関係のベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）か
らデータ（ｄｔａ）を出力するデータ復調装置（１９）
と、フィルタ処理したデータ（ｆｄｔａ）を出力するデ
ータフィルタ（４２）と、このデータフィルタに平均化
フィルタ（９０，９１）を介して結合されたレンジ外れ
決定装置（４７）とを具え、この決定装置（４７）が前
記オフセット周波数検出器（１７）の出力信号（ｏｆｄ
２）を制御信号（ｄｃｔ）として、又は前記フィルタ処
理したデータ（ｆｄｔａ）を制御信号（ｄｃｔ）として
切り換えるスイッチング装置（４５）を制御するように
構成したことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載
の受信機。 - 【請求項６】 前記レンジ外れ決定装置（４７）はウィ
ンドウ比較装置（５０，５１，５８）である、又はデー
タ正当性を検査する及び／又は一つの直角位相パス信号
（Ｉ，Ｑ）の周波数を測定する、及び／又は両直角位相
パス信号（Ｉ，Ｑ）の積を測定するソフトウェア利用決
定装置であることを特徴とする請求項５記載の受信機。 - 【請求項７】 それぞれの直角位相パス内に帯域通過フ
ィルタ（８，１２）を設け、ＡＦＣレンジ拡張のために
前記帯域通過フィルタ（８，１２）を直流からかなりの
帯域を阻止するストッパバンドフィルタとするか、それ
ぞれの直角位相パスに結合された、高域通過フィルタ
（８Ａ，１２Ａ）も設け、前記帯域通過フィルタ（８，
１２）とこの高域通過フィルタ（８Ａ，１２Ａ）の組合
せでストップバンドフィルタを構成し、且つ前記移相装
置（３０，３７）は周波数の増大につれて所定の移相値
に近づく非線形位相シフト特性を有していることを特徴
とする請求項１〜４の何れかに記載の受信機。 - 【請求項８】 それぞれの直角位相パス内にフィルタを
具え、ＡＦＣレンジ拡張のために前記移相装置（３０，
３７）が周波数の増大につれて、ＲＦ入力信号の周波数
偏移を中心に第１の所定の移相値から第２の所定の移相
値へ変化する非線形移相特性を有していることを特徴と
する請求項１〜４の何れかに記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92203653 | 1992-11-26 | ||
| NL92203653:8 | 1992-11-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224799A true JPH06224799A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3793243B2 JP3793243B2 (ja) | 2006-07-05 |
Family
ID=8211077
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29345293A Expired - Lifetime JP3793243B2 (ja) | 1992-11-26 | 1993-11-24 | 直接変換受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5584068A (ja) |
| JP (1) | JP3793243B2 (ja) |
| KR (1) | KR100355684B1 (ja) |
| DE (1) | DE69329140T2 (ja) |
| SG (1) | SG44919A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008536367A (ja) * | 2005-03-18 | 2008-09-04 | モトローラ・インコーポレイテッド | 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法 |
Families Citing this family (73)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3200547B2 (ja) | 1995-09-11 | 2001-08-20 | 株式会社日立製作所 | Ｃｄｍａ方式移動通信システム |
| FI112133B (fi) * | 1996-03-29 | 2003-10-31 | Nokia Corp | Menetelmä kahdella eri taajuuusalueella toimivan radioviestinjärjestelmän suoramuunnoslähetin/vastaanottimen taajuuksien muodostamiseksi ja kahdella taajuusalueella toimivan radioviestinjärjestelmänsuoramuunnoslähetin/vastaanotin sekä edellisten käyttö matkaviestimessä |
| WO1998010523A1 (en) * | 1996-09-06 | 1998-03-12 | Philips Electronics N.V. | A zero-if receiver |
| US6009317A (en) * | 1997-01-17 | 1999-12-28 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals |
| US5893029A (en) * | 1997-02-10 | 1999-04-06 | Motorola, Inc. | Baseband phase-locked direct conversion receiver with frequency offset |
| US6633550B1 (en) | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| JP3466422B2 (ja) * | 1997-05-28 | 2003-11-10 | 株式会社ケンウッド | 受信装置 |
| GB2328813B (en) * | 1997-08-28 | 2001-08-29 | Mitel Corp | A radio frequency zero IF direct down converter |
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