JPH0622536A - スナバ回路 - Google Patents
スナバ回路Info
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- JPH0622536A JPH0622536A JP4174607A JP17460792A JPH0622536A JP H0622536 A JPH0622536 A JP H0622536A JP 4174607 A JP4174607 A JP 4174607A JP 17460792 A JP17460792 A JP 17460792A JP H0622536 A JPH0622536 A JP H0622536A
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- capacitor
- main switch
- snubber
- current
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スナバコンデンサの放電電流により生じる主
スイッチ素子のターンオン損失を低減し、運転効率を向
上させること。 【構成】 主スイッチ素子４が導通を開始した所定時間
後に導通を開始する補助スイッチ素子24を設け、第１の
コンデンサ10の電荷が補助スイッチ素子24、第２のコン
デンサ14、リアクトル６、主スイッチ素子４の経路で第
２のコンデンサ14に移行するときの放電電流によるター
ンオン損失を低減させるようにしたもの。
スイッチ素子のターンオン損失を低減し、運転効率を向
上させること。 【構成】 主スイッチ素子４が導通を開始した所定時間
後に導通を開始する補助スイッチ素子24を設け、第１の
コンデンサ10の電荷が補助スイッチ素子24、第２のコン
デンサ14、リアクトル６、主スイッチ素子４の経路で第
２のコンデンサ14に移行するときの放電電流によるター
ンオン損失を低減させるようにしたもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自己消弧形半導体スイッ
チ素子を用いた電力変換器のスナバ回路に関する。
チ素子を用いた電力変換器のスナバ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】自己消弧形半導体スイッチ素子を用いた
電力変換器はＰＷＭ制御により正弦波の交流電流を流す
ことができ、電源側及び負荷側の高調波の抑制、力率の
改善、装置の小形化などの利点が得られ、中小容量の電
源装置として一般的に用いられている。
電力変換器はＰＷＭ制御により正弦波の交流電流を流す
ことができ、電源側及び負荷側の高調波の抑制、力率の
改善、装置の小形化などの利点が得られ、中小容量の電
源装置として一般的に用いられている。
【０００３】最近、高電圧、大電流のＧＴＯ（gate tur
n off thyristor ）等の自己消弧形スイッチ素子を用い
大容量の電力変換器にＰＷＭ制御が適用されるようにな
ってきた。この場合、運転効率を改善するために種々の
回路方式が提案されている。
n off thyristor ）等の自己消弧形スイッチ素子を用い
大容量の電力変換器にＰＷＭ制御が適用されるようにな
ってきた。この場合、運転効率を改善するために種々の
回路方式が提案されている。
【０００４】半導体スイッチ素子は、通電電流をオン、
オフする度にスイッチングによる電力損失が発生し、こ
の時のサージ電圧を抑制するためのスナバ回路に電力損
失が発生する。これらの電力損失はＰＷＭ制御の変調周
波数が高くなると大きな電力損失となって運転効率を低
下させる。そこで、大容量の電力変換器でＰＷＭ制御を
行う場合は図５に示すスナバ回路が用いられ、スナバ回
路で電力損失が発生しないようにしている。
オフする度にスイッチングによる電力損失が発生し、こ
の時のサージ電圧を抑制するためのスナバ回路に電力損
失が発生する。これらの電力損失はＰＷＭ制御の変調周
波数が高くなると大きな電力損失となって運転効率を低
下させる。そこで、大容量の電力変換器でＰＷＭ制御を
行う場合は図５に示すスナバ回路が用いられ、スナバ回
路で電力損失が発生しないようにしている。
【０００５】図５は整流器１とコンデンサ２，３で得ら
れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータブリッジ
の１相分を示したもので、ブリッジ接続されたスイッチ
素子４と５を交互にスイッチングすることで出力端子Ｐ
1 に交流電圧を得る回路である。スイッチ素子４，５に
直列接続したリアクトル６，７はスイッチオン時の電流
上昇率（ｄｉ／ｄｔ）を抑制するためのものである。ス
イッチ素子４あるいは５がスイッチオフして通電電流を
しゃ断した時、スイッチ素子４あるいは５のアノード、
カソード間に生じる順電圧によりダイオード８あるいは
９が導通しスナバコンデンサ10あるいは11に充電電流が
流れ、これによりサージ電圧が抑制される。また、スイ
ッチ素子４あるいは５がスイッチオンした時、スナバコ
ンデンサ10あるいは11の一方の電位がリアクトル６ある
いは７の一端の電位と等しくなりコンデンサ10あるいは
11の充電電圧によりダイオード12あるいは13が導通す
る。これによりスナバコンデンサ10（あるいは11）の充
電電荷はダイオード12（13）、コンデンサ14（15）、リ
アクトル６（７）、スイッチ素子４（５）を介して放電
され、スナバコンデンサ10（11）の電荷はコンデンサ14
（15）に移行する。コンデンサ14（15）の電圧は主回路
の直流電圧より十分に低い一定の電圧となるように回生
用のスイッチ素子16（17）で制御されその電荷はリアク
トル18（19）を介して主回路の直流電源に回生される。
ダイオード20（21）はスイッチ素子16（17）をチョッパ
動作させたときリアクトル18（19）の電流を還流させる
ためのものである。
れる直流電圧を交流電圧に変換するインバータブリッジ
の１相分を示したもので、ブリッジ接続されたスイッチ
素子４と５を交互にスイッチングすることで出力端子Ｐ
1 に交流電圧を得る回路である。スイッチ素子４，５に
直列接続したリアクトル６，７はスイッチオン時の電流
上昇率（ｄｉ／ｄｔ）を抑制するためのものである。ス
イッチ素子４あるいは５がスイッチオフして通電電流を
しゃ断した時、スイッチ素子４あるいは５のアノード、
カソード間に生じる順電圧によりダイオード８あるいは
９が導通しスナバコンデンサ10あるいは11に充電電流が
流れ、これによりサージ電圧が抑制される。また、スイ
ッチ素子４あるいは５がスイッチオンした時、スナバコ
ンデンサ10あるいは11の一方の電位がリアクトル６ある
いは７の一端の電位と等しくなりコンデンサ10あるいは
11の充電電圧によりダイオード12あるいは13が導通す
る。これによりスナバコンデンサ10（あるいは11）の充
電電荷はダイオード12（13）、コンデンサ14（15）、リ
アクトル６（７）、スイッチ素子４（５）を介して放電
され、スナバコンデンサ10（11）の電荷はコンデンサ14
（15）に移行する。コンデンサ14（15）の電圧は主回路
の直流電圧より十分に低い一定の電圧となるように回生
用のスイッチ素子16（17）で制御されその電荷はリアク
トル18（19）を介して主回路の直流電源に回生される。
ダイオード20（21）はスイッチ素子16（17）をチョッパ
動作させたときリアクトル18（19）の電流を還流させる
ためのものである。
【０００６】また、ダイオード22（23）は出力端子Ｐ1
の電位をほぼ直流電圧の範囲にクランプするためのもの
である。この回路構成によりスナバ回路の電力損失をな
くして電力変換器の運転効率を向上させている。
の電位をほぼ直流電圧の範囲にクランプするためのもの
である。この回路構成によりスナバ回路の電力損失をな
くして電力変換器の運転効率を向上させている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
回路ではスイッチ素子４（５）がターンオンする過程で
スナバコンデンサ10（11）の放電電流が該スイッチ素子
４（５）に流れるのでスイッチオン時のスイッチング損
失が増加するという問題がある。図６はスイッチ素子４
（５）がターンオンする過程で生じるスイッチ素子の電
力損失を説明するための波形図である。
回路ではスイッチ素子４（５）がターンオンする過程で
スナバコンデンサ10（11）の放電電流が該スイッチ素子
４（５）に流れるのでスイッチオン時のスイッチング損
失が増加するという問題がある。図６はスイッチ素子４
（５）がターンオンする過程で生じるスイッチ素子の電
力損失を説明するための波形図である。
【０００８】図６に示すように、スイッチ素子４にオン
指令を与え時点ｔ1 でターンオフを開始させるとそのア
ノード、カソード間電圧Ｖ1 は図示のように急速に低下
し時点ｔ3 で完全に導通状態となる。ターンオフの開始
と同時にスイッチ素子４に流れる電流Ｉ1 が図示のよう
に立ち上がる。また、スイッチ素子４がターンオンを開
始する前にスナバコンデンサ10はほぼ主回路の直流電圧
に充電されているので、スイッチ素子４がターンオンし
てそのアノード、カソード間電圧Ｖ1 が低下するとスナ
バコンデンサ10の充電電荷はダイオード12、コンデンサ
14、リアクトル６、スイッチ素子４の経路で放電され、
スナバコンデンサ10の電圧Ｖ2 は図示のように低下す
る。従って、スイッチ素子４に流れる電流Ｉ1 は他回路
（リアクトル７、ダイオード23の回路）から転流する負
荷電流とスナバコンデンサ10の放電電流が重畳して流
れ、図は時点ｔ2 で負荷電流の転流が完了した状態を示
している。スナバコンデンサ10の放電電流はその放電経
路の回路定数で定まる共振電流として流れその電圧Ｖ2
が時点ｔ3 で零になるとリアクトル６に残留した余剰エ
ネルギーはダイオード８、ダイオード12、コンデンサ14
の経路で放電され、スイッチ素子４の電流Ｉ1 は負荷電
流のみとなって転流動作が完全に終了する。
指令を与え時点ｔ1 でターンオフを開始させるとそのア
ノード、カソード間電圧Ｖ1 は図示のように急速に低下
し時点ｔ3 で完全に導通状態となる。ターンオフの開始
と同時にスイッチ素子４に流れる電流Ｉ1 が図示のよう
に立ち上がる。また、スイッチ素子４がターンオンを開
始する前にスナバコンデンサ10はほぼ主回路の直流電圧
に充電されているので、スイッチ素子４がターンオンし
てそのアノード、カソード間電圧Ｖ1 が低下するとスナ
バコンデンサ10の充電電荷はダイオード12、コンデンサ
14、リアクトル６、スイッチ素子４の経路で放電され、
スナバコンデンサ10の電圧Ｖ2 は図示のように低下す
る。従って、スイッチ素子４に流れる電流Ｉ1 は他回路
（リアクトル７、ダイオード23の回路）から転流する負
荷電流とスナバコンデンサ10の放電電流が重畳して流
れ、図は時点ｔ2 で負荷電流の転流が完了した状態を示
している。スナバコンデンサ10の放電電流はその放電経
路の回路定数で定まる共振電流として流れその電圧Ｖ2
が時点ｔ3 で零になるとリアクトル６に残留した余剰エ
ネルギーはダイオード８、ダイオード12、コンデンサ14
の経路で放電され、スイッチ素子４の電流Ｉ1 は負荷電
流のみとなって転流動作が完全に終了する。
【０００９】このように、スイッチオンする度にスイッ
チ素子４には負荷電流の数倍にも達するスナバコンデン
サ10の放電電流が重畳して流れ、スイッチ素子４のター
ンオン時の電力損失Ｐは図示のように大きな値となる。
この電力損失はスイッチ素子４の全電力損失中で大きな
ウェイトを占め効率低下の要因となる。
チ素子４には負荷電流の数倍にも達するスナバコンデン
サ10の放電電流が重畳して流れ、スイッチ素子４のター
ンオン時の電力損失Ｐは図示のように大きな値となる。
この電力損失はスイッチ素子４の全電力損失中で大きな
ウェイトを占め効率低下の要因となる。
【００１０】本発明は、上述の問題に鑑みてなされたも
ので、その目的とするところは、スイッチ素子がターン
オンするとき、スナバコンデンサの放電電流のタイミン
グを遅らせてターンオン時の電力損失を減少させ、電力
変換器の運転効率を向上させることの可能なスナバ回路
を提供することにある。
ので、その目的とするところは、スイッチ素子がターン
オンするとき、スナバコンデンサの放電電流のタイミン
グを遅らせてターンオン時の電力損失を減少させ、電力
変換器の運転効率を向上させることの可能なスナバ回路
を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては、一端が直流電源に接続された電
流上昇率を抑制するリアクトルを介して負荷側に電力を
供給する主スイッチ素子と、ダイオードを介して前記主
スイッチ素子に並列接続され電圧上昇率を抑制する第１
のコンデンサと、一端が前記直流電源に接続され蓄積さ
れた電荷が電力処理部を介して電源側に回生される第２
のコンデンサを備えた回路において、前記主スイッチ素
子が導通を開始した所定時間後に導通を開始する補助ス
イッチ素子を設け、前記第１のコンデンサの電荷が前記
補助スイッチ素子、前記第２のコンデンサ、前記リアク
トル、前記主スイッチ素子の経路で前記第２のコンデン
サに移行するときの放電電流によるターンオン損失を低
減させるように構成する。
め、本発明においては、一端が直流電源に接続された電
流上昇率を抑制するリアクトルを介して負荷側に電力を
供給する主スイッチ素子と、ダイオードを介して前記主
スイッチ素子に並列接続され電圧上昇率を抑制する第１
のコンデンサと、一端が前記直流電源に接続され蓄積さ
れた電荷が電力処理部を介して電源側に回生される第２
のコンデンサを備えた回路において、前記主スイッチ素
子が導通を開始した所定時間後に導通を開始する補助ス
イッチ素子を設け、前記第１のコンデンサの電荷が前記
補助スイッチ素子、前記第２のコンデンサ、前記リアク
トル、前記主スイッチ素子の経路で前記第２のコンデン
サに移行するときの放電電流によるターンオン損失を低
減させるように構成する。
【００１２】
【作用】主スイッチ素子が導通を開始して所定時間が経
過すると該主スイッチ素子のアノード、カソード間電圧
が零近くまで低下する。この時点で補助スイッチ素子の
導通を開始させ第１のコンデンサの充電電荷を補助スイ
ッチ素子、第２のコンデンサ、リアクトル、主スイッチ
素子の経路で放電させ、第１のコンデンサの電荷を第２
のコンデンサに移行させる。これにより第１のコンデン
サの放電電流により生じる主スイッチ素子の電力損失を
ほぼ零近くまで減少させることができ、電力変換器の運
転効率を向上させることができる。
過すると該主スイッチ素子のアノード、カソード間電圧
が零近くまで低下する。この時点で補助スイッチ素子の
導通を開始させ第１のコンデンサの充電電荷を補助スイ
ッチ素子、第２のコンデンサ、リアクトル、主スイッチ
素子の経路で放電させ、第１のコンデンサの電荷を第２
のコンデンサに移行させる。これにより第１のコンデン
サの放電電流により生じる主スイッチ素子の電力損失を
ほぼ零近くまで減少させることができ、電力変換器の運
転効率を向上させることができる。
【００１３】
【実施例】本発明のスナバ回路の実施例を図１に示す。
【００１４】図１において、補助スイッチ素子24（25）
は主スイッチ素子４（５）が導通を開始した所定時間後
に導通を開始するように制御される。ダイオード26（2
7）は出力端子Ｐ1 の電位をほぼ直流電圧の範囲にクラ
ンプするためのものである。その他の用品は図５と同じ
ものである。
は主スイッチ素子４（５）が導通を開始した所定時間後
に導通を開始するように制御される。ダイオード26（2
7）は出力端子Ｐ1 の電位をほぼ直流電圧の範囲にクラ
ンプするためのものである。その他の用品は図５と同じ
ものである。
【００１５】上記構成において、主スイッチ素子４
（５）がオンした直後の所定時間は補助スイッチ素子24
（25）が導通しないのでスナバコンデンサ10（25）の電
荷は放電されない。所定時間が経過すると、主スイッチ
素子４（５）のターンオン過渡状態が終了しアノード、
カソード間電圧がほぼ零近くまで低下する。この時点で
補助スイッチ素子24（25）が導通を開始し、スナバコン
デンサ10（11）の電荷は補助スイッチ素子24（25）、コ
ンデンサ14（15）、リアクトル６（７）、主スイッチ素
子４（５）の経路で放電され、コンデンサ14（15）に移
行する。従って、スナバコンデンサ10（11）の電荷の放
電による電力損失がほとんど発生せず、主スイッチ素子
４（５）のターンオン損失を減少させることができる。
本実施例における動作波形を図２に示す。
（５）がオンした直後の所定時間は補助スイッチ素子24
（25）が導通しないのでスナバコンデンサ10（25）の電
荷は放電されない。所定時間が経過すると、主スイッチ
素子４（５）のターンオン過渡状態が終了しアノード、
カソード間電圧がほぼ零近くまで低下する。この時点で
補助スイッチ素子24（25）が導通を開始し、スナバコン
デンサ10（11）の電荷は補助スイッチ素子24（25）、コ
ンデンサ14（15）、リアクトル６（７）、主スイッチ素
子４（５）の経路で放電され、コンデンサ14（15）に移
行する。従って、スナバコンデンサ10（11）の電荷の放
電による電力損失がほとんど発生せず、主スイッチ素子
４（５）のターンオン損失を減少させることができる。
本実施例における動作波形を図２に示す。
【００１６】図２の波形図は、従来のスナバ回路（図
５）の波形（図６）と比較するために主スイッチ素子の
ターンオン時間、直流電圧、負荷電流、スナバコンデン
サ、リアクトルの条件（値）を同じにしている。
５）の波形（図６）と比較するために主スイッチ素子の
ターンオン時間、直流電圧、負荷電流、スナバコンデン
サ、リアクトルの条件（値）を同じにしている。
【００１７】図２に示すように、主スイッチ素子４にオ
ン指令を与え、時点ｔ1 でターンオン開始させると、そ
のアノード、カソード間電圧Ｖ1 は従来と同様に急速に
低下し、時点ｔ3 で完全に導通状態となる。ターンオン
の開始と同時に主スイッチ素子４に流れる電流Ｉ1 が立
ち上がり、他回路に流れている負荷電流が転流を開始
し、時点ｔ2 において転流が完了する。その後、時点ｔ
3 まで負荷電流のみ流れるので主スイッチ素子４の電力
損失Ｐは図示のようになり、従来と比較して格段に減少
する。時点ｔ3 で補助スイッチ素子24にオン指令が与え
られ、スナバコンデンサ10の電荷が補助スイッチ素子2
4、コンデンサ14、リアクトル６、主スイッチ素子４の
経路で放電され、電流Ｉ2 が流れる。この放電電流Ｉ2
は図２に示すように正弦波状に立ち上がり、スナバコン
デンサ10の電圧Ｖ2 は余弦波状に減少する。スナバコン
デンサ10の電圧Ｖ2 が時点ｔ4 で零になるとリアクトル
６に残留した余剰エネルギーによる電流がダイオード2
6、コンデンサ14の経路で流れ補助スイッチ素子24の電
流Ｉ2 は零になる。
ン指令を与え、時点ｔ1 でターンオン開始させると、そ
のアノード、カソード間電圧Ｖ1 は従来と同様に急速に
低下し、時点ｔ3 で完全に導通状態となる。ターンオン
の開始と同時に主スイッチ素子４に流れる電流Ｉ1 が立
ち上がり、他回路に流れている負荷電流が転流を開始
し、時点ｔ2 において転流が完了する。その後、時点ｔ
3 まで負荷電流のみ流れるので主スイッチ素子４の電力
損失Ｐは図示のようになり、従来と比較して格段に減少
する。時点ｔ3 で補助スイッチ素子24にオン指令が与え
られ、スナバコンデンサ10の電荷が補助スイッチ素子2
4、コンデンサ14、リアクトル６、主スイッチ素子４の
経路で放電され、電流Ｉ2 が流れる。この放電電流Ｉ2
は図２に示すように正弦波状に立ち上がり、スナバコン
デンサ10の電圧Ｖ2 は余弦波状に減少する。スナバコン
デンサ10の電圧Ｖ2 が時点ｔ4 で零になるとリアクトル
６に残留した余剰エネルギーによる電流がダイオード2
6、コンデンサ14の経路で流れ補助スイッチ素子24の電
流Ｉ2 は零になる。
【００１８】このスナバコンデンサ10の放電電流Ｉ2 は
主スイッチ素子４を介して流れるので主スイッチ素子４
の電流Ｉ1 は図示のように時点ｔ3 〜ｔ4 の間で負荷電
流に重畳して流れる。しかし、時点ｔ3 〜ｔ4 の期間で
は主スイッチ素子４が完全に導通し電圧降下がほぼ零に
なっているので主スイッチ素子４の電力損失Ｐは図示の
ようにほとんど発生しない。本実施例により、主スイッ
チ素子４のターンオン損失を従来の半分近くまで減少さ
せ、電力変換器の運転効率を向上させることができる。
主スイッチ素子４を介して流れるので主スイッチ素子４
の電流Ｉ1 は図示のように時点ｔ3 〜ｔ4 の間で負荷電
流に重畳して流れる。しかし、時点ｔ3 〜ｔ4 の期間で
は主スイッチ素子４が完全に導通し電圧降下がほぼ零に
なっているので主スイッチ素子４の電力損失Ｐは図示の
ようにほとんど発生しない。本実施例により、主スイッ
チ素子４のターンオン損失を従来の半分近くまで減少さ
せ、電力変換器の運転効率を向上させることができる。
【００１９】本発明の他の実施例として、主スイッチ素
子を直列接続した例を図３に示す。この場合、スイッチ
素子４と28及びスイッチ素子５と29はそれぞれ同期して
オン、オフされる。スイッチ素子４と28が負荷電流をオ
フしたとき、スナバコンデンサ10と36はダイオード18と
34を介して直列接続されてスナバーエネルギーを吸収
し、過電圧を抑制する。また、スイッチ素子４と28がオ
ンしたとき、スナバコンデンサ10と36はスイッチ素子28
とダイオード36を介して並列接続される。また、補助ス
イッチ素子24は所定時間だけ遅れてオンし、スナバコン
デンサ10と36の電荷は補助スイッチ素子24、コンデンサ
14、リアクトル６、主スイッチ素子４と28の経路で放電
され、コンデンサ14に移行する。主スイッチ素子５と29
がオン、オフしたときも同様にしてスナバコンデンサ11
と37により過電圧を抑制し、補助スイッチ素子25を介し
てスナバコンデンサ11と37の電荷がコンデンサ15に移行
する。この実施例によれば、主スイッチ素子を直列接続
して使用する場合でもターンオン損失を低減し、電力変
換器の運転効率を向上させることができる。
子を直列接続した例を図３に示す。この場合、スイッチ
素子４と28及びスイッチ素子５と29はそれぞれ同期して
オン、オフされる。スイッチ素子４と28が負荷電流をオ
フしたとき、スナバコンデンサ10と36はダイオード18と
34を介して直列接続されてスナバーエネルギーを吸収
し、過電圧を抑制する。また、スイッチ素子４と28がオ
ンしたとき、スナバコンデンサ10と36はスイッチ素子28
とダイオード36を介して並列接続される。また、補助ス
イッチ素子24は所定時間だけ遅れてオンし、スナバコン
デンサ10と36の電荷は補助スイッチ素子24、コンデンサ
14、リアクトル６、主スイッチ素子４と28の経路で放電
され、コンデンサ14に移行する。主スイッチ素子５と29
がオン、オフしたときも同様にしてスナバコンデンサ11
と37により過電圧を抑制し、補助スイッチ素子25を介し
てスナバコンデンサ11と37の電荷がコンデンサ15に移行
する。この実施例によれば、主スイッチ素子を直列接続
して使用する場合でもターンオン損失を低減し、電力変
換器の運転効率を向上させることができる。
【００２０】更に、本発明の他の実施例として、中性点
クランプ方式のインバータに適用する例を図４に示す。
この場合、主スイッチ素子４と29及び５と28のオン、オ
フは逆動作関係となる。すなわち、主スイッチ素子４
（５）がオンならば主スイッチ素子29（28）がオフし、
主スイッチ素子４（５）がオフならば主スイッチ素子29
（28）はオンする。この構成により主スイッチ素子４と
５が共にオフのとき主スイッチ素子28と29は共にオンし
出力端子Ｐ1 の電位は中性点に保たれる。
クランプ方式のインバータに適用する例を図４に示す。
この場合、主スイッチ素子４と29及び５と28のオン、オ
フは逆動作関係となる。すなわち、主スイッチ素子４
（５）がオンならば主スイッチ素子29（28）がオフし、
主スイッチ素子４（５）がオフならば主スイッチ素子29
（28）はオンする。この構成により主スイッチ素子４と
５が共にオフのとき主スイッチ素子28と29は共にオンし
出力端子Ｐ1 の電位は中性点に保たれる。
【００２１】この実施例の場合、補助スイッチ素子24と
25は、それぞれ主スイッチ素子４と５がオンする時点か
ら所定時間の期間のみオンしないで他の期間はオンする
ように制御される。
25は、それぞれ主スイッチ素子４と５がオンする時点か
ら所定時間の期間のみオンしないで他の期間はオンする
ように制御される。
【００２２】主スイッチ素子４と28がオンして負荷電流
を供給している状態で主スイッチ素子４のみオフしたと
き、前述と同様にスナバコンデンサ10により過電圧が抑
制される。また、ダイオード32、主スイッチ素子28を介
して負荷電流が流れている状態で主スイッチ素子28がオ
フしたとき補助スイッチ素子25、ダイオード31を介して
スナバコンデンサ11により過電圧が抑制される。主スイ
ッチ素子４（５）がオンしたとき、前述と同様に所定時
間遅れて補助スイッチ素子24（25）がオンしスナバコン
デンサ10（11）の電荷はコンデンサ14（15）に移行す
る。
を供給している状態で主スイッチ素子４のみオフしたと
き、前述と同様にスナバコンデンサ10により過電圧が抑
制される。また、ダイオード32、主スイッチ素子28を介
して負荷電流が流れている状態で主スイッチ素子28がオ
フしたとき補助スイッチ素子25、ダイオード31を介して
スナバコンデンサ11により過電圧が抑制される。主スイ
ッチ素子４（５）がオンしたとき、前述と同様に所定時
間遅れて補助スイッチ素子24（25）がオンしスナバコン
デンサ10（11）の電荷はコンデンサ14（15）に移行す
る。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、自己消弧形スイッチ素
子のターンオフ過程において、スナバコンデンサの放電
電流によって生じるターンオン損失を低減することが可
能となり、電力変換器の運転効率を向上させることの可
能なスナバ回路が得られる。
子のターンオフ過程において、スナバコンデンサの放電
電流によって生じるターンオン損失を低減することが可
能となり、電力変換器の運転効率を向上させることの可
能なスナバ回路が得られる。
【図１】本発明のスナバ回路による第１実施例の構成
図。
図。
【図２】上記第１実施例の動作波形図。
【図３】本発明による第２実施例の構成図。
【図４】本発明による第３実施例の構成図。
【図５】従来のスナバ回路の構成図。
【図６】上記従来のスナバ回路の動作波形図。
１…整流器、２，３…コンデンサ、４，５…主スイッチ
素子、６，７…リアクトル、８，９，22，23，26，27…
ダイオード、10，11…スナバコンデンサ、14，15…補助
コンデンサ、16，17…回生スイッチ素子、18，19…回生
リアクトル、20，21…ダイオード、24，25…補助スイッ
チ素子。
素子、６，７…リアクトル、８，９，22，23，26，27…
ダイオード、10，11…スナバコンデンサ、14，15…補助
コンデンサ、16，17…回生スイッチ素子、18，19…回生
リアクトル、20，21…ダイオード、24，25…補助スイッ
チ素子。
Claims (1)
- 【請求項１】 一端が直流電源に接続された電流上昇率
を抑制するリアクトルを介して負荷側に電力を供給する
主スイッチ素子と、ダイオードを介して前記主スイッチ
素子に並列接続され電圧上昇率を抑制する第１のコンデ
ンサと、一端が前記直流電源に接続され蓄積された電荷
が電力処理部を介して電源側に回生される第２のコンデ
ンサを備えた回路において、前記主スイッチ素子が導通
を開始した所定時間後に導通を開始する補助スイッチ素
子を設け、前記第１のコンデンサの電荷が前記補助スイ
ッチ素子、前記第２のコンデンサ、前記リアクトル、前
記主スイッチ素子の経路で前記第２のコンデンサに移行
するときの放電電流によるターンオン損失を低減させる
ことを特徴とするスナバ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4174607A JPH0622536A (ja) | 1992-07-02 | 1992-07-02 | スナバ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4174607A JPH0622536A (ja) | 1992-07-02 | 1992-07-02 | スナバ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0622536A true JPH0622536A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=15981546
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4174607A Pending JPH0622536A (ja) | 1992-07-02 | 1992-07-02 | スナバ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0622536A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004173449A (ja) * | 2002-11-21 | 2004-06-17 | Toshiba Corp | ハイブリッド式電力変換装置 |
-
1992
- 1992-07-02 JP JP4174607A patent/JPH0622536A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004173449A (ja) * | 2002-11-21 | 2004-06-17 | Toshiba Corp | ハイブリッド式電力変換装置 |
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