JPH0315430B2 - - Google Patents

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JPH0315430B2
JPH0315430B2 JP58040096A JP4009683A JPH0315430B2 JP H0315430 B2 JPH0315430 B2 JP H0315430B2 JP 58040096 A JP58040096 A JP 58040096A JP 4009683 A JP4009683 A JP 4009683A JP H0315430 B2 JPH0315430 B2 JP H0315430B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電流形GTOインバータの電圧クラ
ンプ回路（転流サージ電圧吸収回路）に関する。
GTO（ゲートターンオフ）サイリスタをインバ
ータ主回路スイツチ素子とする電流形GTOイン
バータは、GTOサイリスタが自己消弧能力を有
することから転流回路が不要となるが、誘導電動
機などリアクタンス成分を持つ負荷にあつては転
流時に交流出力電圧波形に転流サージ電圧が発生
してGTOサイリスタを破損する虞れがある。
そこで、従来から転流サージ電圧吸収回路（電
圧クランプ回路）の１つとして、各相分転流サー
ジを１つのコンデンサに吸収して直流側に電力回
生する第１図に示すものが提案されている。同図
において、順変換器１によつて変換された直流電
力は和動巻された直流リアク２Ａ，２Ｂを通して
平滑直流電流にされ、この直流電流はインバータ
本体３によつて交流電流に変換されて負荷となる
誘導電動機４に供給される。インバータ本体３は
主回路スイツチ素子としてGTOサイリスタG1〜
G6がブリツジ構成され、各サイリスタは導通期
間が電気角120度幅としてG1，G6，G3，G2，G5，
G4の導通順序で60度毎に点弧され、交流電流と
して120度幅の矩形波交流電流が取出される。
今、サイリスタG1とG6の導通状態でサイリス
タG1にオフゲートパルスを与えると同時にサイ
リスタG3にオンゲートパルスを与えると、電動
機４のＵ相（リアクタンスXu）に蓄積された電
磁エネルギーがサイリスタG1，G2に転流サージ
電圧として現われる。この転流サージ電圧は各サ
イリスタアームの転流時に現われる。
こうした転流サージ電圧吸収のために、Ｕ，
Ｖ，Ｗの各相に交流側が接続されたダイオード
D1〜D6によるブリツジ構成のフライホイール回
路５と、このフライホイール回路５に接続された
エネルギー反作用回路６とから成る電圧クランプ
回路が設けられる。
この電圧クランプ回路による転流サージエネル
ギーの直流側回生動作は、第２図を参照して説明
する。インバータ本体３のGTOサイリスタG1と
G6がオン状態にあるモードからサイリスタG1
にオフゲートパルスを与えると同時にサイリスタ
G3にオンパルスを与えるモードに入ると、電
動機４のＵ相に蓄積された電磁エネルギーがＵ相
→Ｖ相→D3→コンデンサC1→D2→Ｕ相の経路で
初期値がほぼ直流電流Idで流れてコンデンサC1を
過充電する。この過渡電流とリアクトル２Ａ，２
Ｂの電流Id一定作用により、サイリスタG3のオ
ン瞬時ではＶ相に流れ出す電流ivは、前記過渡電
流が前記ループを通して流れている間は急激にId
の値とはならずに緩やかにIdに近づく。このモー
ドの期間は直列ダイオード型電流形インバータ
における重なり期間に相当するが、相違点はＶ相
において互いに方向の異なる過渡電流が重畳して
流れることである。
コンデンサC1の過充電でその電圧ec1が十分に
高くなると、逆阻止サイリスタT1，T2はターン
オンされ、コンデンサC1からサイリスタT1，T2
→リアクタンスLr1，Lr2→ダイオードD10，D11
を通した電力回生が始まる。このとき、コンデン
サC2，C3が図示極性に充電されており、コンデ
ンサC2とリアクトルL1及びコンデンサC3とリア
クトルL2とにその小さい時定数を持つて振動電
流が流れ、コンデンサC2，C3は夫々図示極性と
は逆の極性に反転した充電状態になり、サイリス
タT1，T2もターンオフが開始される。このとき、
コンデンサC1，C2，C3は夫々の電圧加算方向の
充電状態になり、コンデンサC1，C2，C3の電圧
の合計が整流器１の出力電圧を越えていれば、コ
ンデンサC1，C2，C3の直列回路からカツプルし
た加動巻リアクタンスLr1，Lr2とダイオード
D10，D11を通して直流電源側へ電力回生する。
この電力回生はリアクタンスLr1，Lr2のインダク
タンスが転流リアクトルL1，L2のそれよりも十
分に大きくされてサイリスタT1，T2に十分なタ
ーンオフ時間が確保される。
電力回生はリアクタンスLr1，Lr2によつて定電
流的に行なわれ、コンデンサC2，C3は放電に続
いて図示の極性まで再充電され、この充電電圧は
コンデンサC1の電圧ec1と同じ電圧まで行なわれ
る。コンデンサC2，C3の容量に比べて十分に大
きい容量のコンデンサC1はコンデンサC2，C3の
再充電後にはD11→Lr2→ダイオードD8→コンデ
ンサC1→ダイオードD9→Lr1→D10の経路でリア
クタンスLr1，Lr2の無効電力補償の充電がなさ
れ、リアクタンスLr1，Lr2に蓄えられたエネルギ
ー放出で初期状態に戻り、ダイオードD10，D11
もオフ状態になつて次の転流に備えてコンデンサ
C2，C3の放電を妨げる。そして、GTOサイリス
タG1からG3への転流動作を終了し、G3からＶ相
→Xv→Xw→Ｗ相→G6への電流供給状態を継続
するモードに入る。
この従来の電圧クランプ回路（転流サージ吸収
回路）は、以下のような問題がある。
(1) コンデンサC2，C3の充電を逆極性に反転さ
せるためのサイリスタT1，T2はそのターンオ
フのために転流リアクトルL1，L2とコンデン
サC1，C2による振動電流回路を必要とする。
そして、転流サージエネルギーの直流側への回
生には殆んどがコンデンサC2，C3を通して行
なうため、重負荷時にも電力回生を十分にする
には該コンデンサC2，C3の容量を比較的大き
いものにする。この場合、高周波運転をする
と、コンデンサC2，C3の再充電が遅れてサイ
リスタT1，T2のターンオフ失敗を起す虞れが
ある。このことから、高周波運転が不安定にな
る問題があつた。
(2) コンデンサC2，C3とC1の合算電圧による直
流側への電力回生であるため、和動巻としたリ
アクタンスLr1，Lr2の値を大きくしない限り直
流側に過電圧を発生する。このため、リアクタ
ンスLr1，Lr2はインダクタンスの大きい高価な
ものを必要とした。
本発明はエネルギー反作用回路のサイリスタを
GTOサイリスタとしてその転流回路を不要にす
ると共に高周波運転にも安定した動作を得ること
ができる電圧クランプ回路を提供することを目的
とする。
第３図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。同図が第１図と異なる部分は、和動巻直流リ
アクトル２Ａ，２Ｂに代えて単一の直流リアクト
ル７とし、エネルギー反作用回路８のサイリスタ
にGTOサイリスタとしてこれに伴う転流回路等
を取除いた点にある。エネルギー反作用回路８
は、フライホイール回路５から転流サージを吸収
するコンデンサC1と、このコンデンサC1の正負
極側に夫々順方向に接続したGTOサイリスタG7，
G8と、GTOサイリスタG7，G8と順変換器１の正
極、負極との間に夫々設けた和動巻のリアクタン
スLr1，Lr2と、GTOサイリスタG7のカソードと
コンデンサC1の負極側間に逆方向に接続したダ
イオードD9と、GTOサイリスタG8のアノードと
コンデンサC1の正極側間に逆方向に接続したダ
イオードD8とで構成される。
GTOサイリスタG7，G8は、インバータ本体３
の転流動作の都度点孤制御されるのでなく、コン
デンサ電圧ec1と順変換器１の出力（直流側出力）
電圧とを検出比較し、コンデンサC1の電圧が直
流側出力よりも一定値以上高くなつたときに点孤
され、インバータ本体３の転流制御とは独立した
非同期の点孤制御にされる。
本実施例におけるエネルギー反作用回路８の動
作を説明する。インバータ本体３の転流動作にお
いて生じる転流サージによつてフライホイール回
路５を通してコンデンサC1が過充電されると、
その値が直流電源電圧以上になると、GTOサイ
リスタG7，G8が同時に点弧され、リアクタンス
Lr2→GTOサイリスタG8→コンデンサC1→GTO
サイリスタG7→リアクタンスLr1の経路で直流側
に電力回生する。この回生動作でコンデンサC1
の放電が直流側電圧以下になるタイミングで
GTOサイリスタG7，G8が同時にターンオフ制御
される。このGTOサイリスタG7，G8のターンオ
フ後、リアクタンスLr1，Lr2に蓄積された磁気エ
ネルギーはLr2→D8→C1→D9→Lr1の経路でコン
デンサC1の充電として補償される。
本実施例によれば、従来のエネルギー反作用回
路に比べて回路構成の大幅な簡略化が実現され
る。すなわち、第１図に示す従来回路のダイオー
ドD10，D11とコンデンサC2，C3とリアクトルL1，
L2を不要にする。このうち、第１図に示す従来
回路のダイオードD10，D11はコンデンサC1及び
C2，C3が直流電源側より逆充電されるのを防止
すると云う一機能を有するものであるが、本実施
例ではコンデンサC2，C3が不要になることから
ダイオードD10，D11も不要になる。但し、直流
側電圧が高くてGTOサイリスタG7，G8に逆耐圧
が不足する場合にはダイオードD10，D11に相当
するものを設ければ良い。
また、本実施例によれば、転流サージの電力回
生にGTOサイリスタを使用してその転流回路を
不要にするため、該転流回路が持つ高周波動作で
の不安定な転流動作がなくなつて安定した高周波
運転を可能にする。
また、本実施例によれば、従来の和動巻直流リ
アクトル２Ａ，２Ｂに代えて和動巻にしない通常
の直流リアクトル７とすることができる。すなわ
ち、従来回路ではエネルギー反作用回路はサイリ
スタT1，T2をオフした瞬間にコンデンサC1，
C2，C3を直列にして放電させるため直流回路に
急峻な電流が過渡的に流れようとする。そこで、
和動巻の直流リアクトルによつてインダクタンス
分の増加を図ることにより急峻な電流増加、減少
を防止している。本実施例ではコンデンサC1の
電圧が直流電源電圧を越えたときに一対のGTO
（G7，G8）を点孤させるため急峻な電流の増加、
減少はなく和動巻の必要性もない。また、Lr1，
Lr2についてもインダクタンスの大きな高価なも
のを必要としない。
以上のとおり、本発明はエネルギー反作用回路
での電力回生にGTOサイリスタを使用し、この
サイリスタはインバータ本体の各転流毎に点孤す
るのでなくコンデンサの充電電圧が主回路直流側
電圧を一定値だけ上まわつたときに点弧するた
め、回路構成を簡略化し得てそのコストダウンを
図ると共に安定した電圧クランプによる高周波運
転が可能となる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の電圧クランプ回路を示す回路
図、第２図は第１図の動作説明のための波形図、
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。 １……順変換器、３……インバータ本体、４…
…電動機、５……フライホイール回路、６，８…
…エネルギー反作用回路、７……直流リアクト
ル、G7，G8……GTOサイリスタ、Lr1，Lr2……
和動巻リアクタンス。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 直流電源から直流リアクトルを介して直流電
    流が供給されインバータ本体をGTOサイリスタ
    のブリツジ接続とした電流形GTOインバータに
    おいて、インバータ本体の出力側に交流側が接続
    された帰還ダイオードブリツジ構成のフライホイ
    ール回路と、このフライホイール回路の直流側に
    接続されインバータ本体の転流時に発生する転流
    サージを吸収するコンデンサと、このコンデンサ
    の正負極に夫々順方向に接続され上記直流電源の
    正負極との間に互いに和動巻にされたリアクタン
    スが接続された一対のGTOサイリスタと、上記
    コンデンサの正極側にカソードが接続され該コン
    デンサの負極側に設ける上記GTOサイリスタの
    アノードにアノードが接続された第１のダイオー
    ドと、上記コンデンサの負極側にアノードが接続
    され該コンデンサの正極側に設ける上記GTOサ
    イリスタのカソードにカソードが接続された第２
    のダイオードと、上記コンデンサの充電電圧が上
    記直流電源の電圧を越えたときに上記一対の
    GTOサイリスタを点弧して直流側への電力回生
    を行なう制御手段とを備えたことを特徴とする電
    流形GTOインバータの電圧クランプ回路。
JP58040096A 1983-03-11 1983-03-11 電流形ｇｔｏインバ−タの電圧クランプ回路 Granted JPS59165970A (ja)

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