JPH0623189Y2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔考案の技術分野〕 本考案は、回路に含まれるリアクトルの飽和の影響を軽
減したスイッチング電源に関する。

〔従来技術とその問題点〕

第１図において、ダイオードＤ１、ゼナーダイオードＤ
２、抵抗Ｒ５を除いたものが従来技術によるスイッチン
グ電源の回路図である。以下にその動作を詳述する。

整流回路ＲＥＣはその左方より交流商用電圧を入力し、
それを直流に変換して、ＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）ＴＲ１に入力する。ＦＥＴ ＴＲ１はＰＷＭ（パル
ス幅変調）制御電源の制御スイッチでドライバＤＶＲを
介してコントローラＣＴＬＲにより開閉される。ＦＥＴ
ＴＲ１の閉成期間が増加すると、リアクトル（チョー
クコイル）ＬとコンデンサＣ１で平滑された直流出力が
増大する。この直流出力は第１図のＡ点に生じ、発振駆
動回路ＯＳＣで開閉されるＦＥＴ ＴＲ２、ＴＲ３によ
りチョッピングされコンデンサＣ３、トランス（変成
器）Ｔ１の１次側に交流として出力される。トランスＴ
１の２次側には負荷ＲＬ、電圧検出器ＶＳが接続され
る。

トランスＴ１の出力が増加し、それにつれて電圧検出器
ＶＳの出力が増加すると、コントローラＣＴＬＲはＦＥ
Ｔ ＴＲ１の閉成時間を短縮するように制御する。コン
トローラＣＴＬＲは例えば日本電気株式会社より市販さ
れている集積回路μＰＣ４９４シリーズから選択された
ものである。

従って、コントローラＣＴＬＲの動作は略述するに止め
る。

以下第２図を参照して説明する。

鉅歯状波発生器ＳＧの出力はＤ点に表われ、コンパレー
タＵ２、Ｕ３の非反転入力端子に供給される。Ｄ点の鉅
歯状波は一定周期を有している。コンパレータＵ２、Ｕ
３の出力は、Ｄ点の鉅歯状波がそれぞれＢ点、Ｃ点の電
圧を越えた時点から、Ｄ点の鉅歯状波の後縁まで正とな
る。ゲートＵ４はコンパレータＵ２、Ｕ３の出力の論理
積を出力する。従って、ゲートＵ４の出力は、コンパレ
ータＵ２、Ｕ３の出力のうち、その反転入力端子の入力
レベルが高い方のものに一致し、ＦＥＴ ＴＲ１をドラ
イバＤＶＲを介して駆動する。ゲートＵ４の正出力はＦ
ＥＴ ＴＲ１の閉成に対応する。

一方、整流回路ＲＥＣの出力で駆動される基準電圧源Ｖ
Ｒの出力は一定直流電圧で抵抗Ｒ２を介して増幅器Ｕ１
の非反転入力端子に入力されている。増幅器Ｕ１の出力
端子と非反転入力端子間に抵抗Ｒ３が接続され、その非
反転入力端子には電圧検出器ＶＳの入力が供給される。

Ｃ点の電圧は、定常状態では接地電圧となるから、Ｅ点
の出力はＢ点の電圧、即ち電圧検出器ＶＳの出力で制御
される。電圧検出器ＶＳの出力が増加するとＢ点の電圧
も増加し、Ｅ点の正パルス幅が減少し、ＦＥＴ ＴＲ１
の閉成時間が減少し、従ってＡ点の電圧が低下する。

コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４はソフトスタート用回路であ
り、整流回路ＲＥＣに入力が印加された瞬間に基準電圧
源ＶＲの出力が立ち上りＣ点を十分高電位に引き上げ
る。以後次第にＣが充電されるにつれて、Ｃ点の電位は
低下し、最終的に接地電位となる。

なお、コンデンサＣ１に低抵抗Ｒ１と小容量コンデンサ
Ｃ２の並列回路を直列接続してリードラグ回路構成し、
本電源の制御ループの安定性を向上している。（Ｃ２Ｒ
１はＣ１Ｒ１よりかなり小さい） この従来例の電源においては、つぎのような問題点があ
った。

ＲＬが急減すると電圧検出器ＶＳの出力が急減し、それ
につれてＢ点の電圧が急減し、ＦＥＴ ＴＲ１の閉成期
間を拡大させるように動作する。従ってリアクトルＬを
介してＡ点の電圧が上昇し、コンデンサＣ３を介して、
トランスＴ１の電流が急増する。

このためリアクトルＬやトランスＴ１の飽和が生じる。
特にトランスＴ１が飽和すると、その二次電圧が生ぜ
ず、電圧検出器ＶＳの出力は減少するからＦＥＴ ＴＲ
１の閉成期間はますます拡大し、ついにはリアクトルＬ
も飽和する。ＦＥＴ ＴＲ１の閉成期間が最大に維持さ
れると、コンデンサＣ３を介してトランスＴ１に流れる
電流は減少し、トランスＴ１は飽和から抜け出す。する
とＴ１の二次側に大きな電圧が発生し、電圧検出器ＶＳ
の出力電圧は増大する。その結果、増幅器Ｕ１が飽和
し、しばらく不感状態に陥る。この状態ではＦＥＴ Ｔ
Ｒ１の閉成期間は最小となっているから、トランスＴ１
の出力は徐々に低下し、増幅器Ｕ１が正常に復す瞬間、
再びＦＥＴ ＴＲ１は閉成期間を急拡大し、従ってトラ
ンスＴ１、リアクトルＬの飽和を再度くり返し異常発振
を生ずる。

このような乱調を除くためリアクトルＬやトランスＴ１
を大容量とすることは小型化・軽量化に反し、かつ高周
波化にも悪影響を及ぼす。

この異常発振はＲＬの大きさによるものではなく、ＲＬ
の急変に伴い大きな過渡電流がコンデンサＣ３を介して
トランスＴ１に流れるためにおこることに注意する必要
がある。

〔考案の目的〕

従って本考案の目的は、リアクトルの飽和状態を検出し
て、出力電力を減少させるように制御し、電源の異常発
振を防止するようにすることである。

〔考案の実施例〕

第１図は本考案の１実施例であり、従来例にダイードＤ
１、ゼナーダイオードＤ２、抵抗Ｒ５から成る直列回路
をＣ点とコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点間に挿入した構
成になっている。

リアクトルＬが飽和していないときは、Ａ点でのリプル
は小さく、ダイードＤ１、ゼナーダイオードＤ２は導通
せず、Ｃ点の電位は接地電位である。ところがリアクト
ルＬが飽和してくるとＡ点でのリプルが急増し、ゼナー
ダイオードＤ２のゼナー電圧とダイオードの順方向電圧
の和から成る閾値電圧を越える。その結果Ｃ点の電位を
高電位とするようにコンデンサＣ４を放電する。従って
ＦＥＴ ＴＲ１の閉成期間は減少し、あたかもソフトス
タートの開始時と同様になる。リアクトルＬが飽和から
脱出するとＣ点の電位は時定数Ｒ４×Ｃ４で接地電位に
向ってゆっくり下降する。そのため、急激なＦＥＴ Ｔ
Ｒ１の閉成期間拡大は起らず、異常発振は生じない。

〔考案の効果〕

以上実施例で詳述したように、本考案によれば簡単かつ
廉価な付加回路により負荷急変による異常発振が防止さ
れる。また、そのためのリアクトルやトランスの大型化
の必要もないから、経済的効果大きい。従って実用に供
して有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の１実施例のスイッチング電源の回路
図。第２図は第１図の回路の各点の波形図。 ＲＥＣ：整流回路； ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３：ＦＥＴ； ＶＲ：基準電圧源；ＳＧ：鉅歯状波発振器； ＤＶＲ：ドライバ；ＣＴＲ：コントローラ； ＯＳＣ：発振駆動回路；ＶＳ：電圧検出器； Ｌ：リアクトル；Ｔ１：トランス（変成器）。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】後記（イ）乃至（ホ）より成るスイッチン
   グ電源。 （イ）直流を出力する直流電源。 （ロ）前記直流電源に接続して、前記直流を断続出力す
   るスイッチ手段。 （ハ）前記スイッチ手段に接続して、前記断続出力を入
   力して平滑出力を与えるための直列リアクトルと並列コ
   ンデンサとから成る平滑手段。 （ニ）前記平滑出力と単調な関係を有する利用出力の大
   きさを所望の値にするように前記スイッチ手段の前記断
   続の比を制御するための駆動手段。 （ホ）前記平滑出力の交流振幅成分を検出して、該検出
   された交流振幅成分が所定値を越えたことを示す異常信
   号を前記駆動手段に入力するためのリプル検出手段。