JPH06232659A - マイクロ波増幅器回路 - Google Patents

マイクロ波増幅器回路

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JPH06232659A
JPH06232659A JP5301682A JP30168293A JPH06232659A JP H06232659 A JPH06232659 A JP H06232659A JP 5301682 A JP5301682 A JP 5301682A JP 30168293 A JP30168293 A JP 30168293A JP H06232659 A JPH06232659 A JP H06232659A
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JP
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circuit
input
network
amplifier
microwave amplifier
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JP5301682A
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English (en)
Inventor
Brian J Minnis
ジョン ミネス ブライアン
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Philips Electronics NV
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 分布増幅器と同様に良好なインピーダンス整
合を有し、所望の電気的特性の達成を許容するが、それ
の集積のために相当小さいスペースしか必要としない一
層簡潔な回路形態での異なる設計の解決法を提供する。 【構成】 マイクロ波増幅器回路がリアクタンス整合さ
れた増幅器と類似する回路の簡潔さと、分布増幅器に類
似する縦続接続できる電気的特性とを得るために全く異
なる整合理論に基づき設計された入力及び出力結合回路
21, 22を有する。入力結合回路21は増幅装置３が容量性
で接続される進行波を支持する帶域通過フィルタ回路網
7a, 7b, 7c, 17a, 17b, ９として形成される。この入力
回路網21は進行波が消散される抵抗９において終結す
る。出力結合回路22はリアクタンス整合された回路8a,
8b, 18a, 18bであり、これも帶域通過特性を有する。入
力回路網21を（低域通過の代わりに）帶域通過とするこ
とにより、線路インピーダンスと利得とを低減すること
なく、大きい増幅装置３を用いることができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば砒化ガリウム一
体型マイクロ波集積回路(monolithic micro-wave integ
rated circuit;MMIC) 技術により組み立てられ得て、且
つ入力端子と出力端子との双方において（例えば１オク
ターブを超過する帶域幅にわたって）この種類の幾つか
の回路が望ましくない相互作用無しに縦続接続され得る
ような良好な結合を有し得る簡潔な回路形態を有するマ
イクロ波増幅器回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一体型マイクロ波集積回路技術は発展し
且つマイクロ波システムにおける一体型マイクロ波集積
回路の応用は一層広範囲となったので、回路密度を増大
することによりコストを低減するための強い圧力があ
る。単一の一体型マイクロ波集積回路基板に収容され得
る回路が多いほど、それらが同じ機能性を有するか又は
異なる機能性を有するかのいずれにしても、砒化ガリウ
ムの材料コスト及びそれによる組立品のコストは低くな
る。単一基板上に幾つかの回路を良好に集積するための
重要な要素は、入力端子と出力端子とにおけるインピー
ダンス整合の質である。これらの回路が容認できない相
互作用無しに基板上に縦続接続され得ることを保証する
ためには、各回路は良好な入力及び出力反射係数を有し
なくてはならない。
【０００３】整合するためには少なくとも二つの異なる
伝統的な解決法があり、すなわち(1) 入力結合回路と出
力結合回路との双方を形成するためのリアクタンス整合
された回路網の使用、及び(2) 入力整合と出力整合との
双方を与えるための分布増幅器形態の使用、である。
【０００４】解決法(1) の特定の例は、米国電気学会誌
「Circuit and System」のVol.CAS-22（1975年６月）の
第 523〜533 ページにW.H. Ku 氏他により発表された論
文の"Optimum Gain-Bandwidth Limitations of Transis
tor Amplifiers as Reac-tively Constrained Active T
ow-Port Networks"、及び米国電気学会誌「Micro-wave
Theory and Tech. 」のVol.MTT-22（1974年７月）の第
510〜517 ページにC.A. Liechti氏他により発表された
論文の "Design and Performance of Micro-wave Ampli
fier with GaAs Schottky-Gate Field-Effect Transist
ors"に記載されており、これら双方の発表の内容全部が
ここに参考材料として組み込まれる。簡潔な回路形態
は、単一増幅器装置（例えば一般に"MESFET"と呼ばれ
る、砒化ガリウムショットキーゲート電界効果トランジ
スタ）に対してリアクタンス整合された入力結合回路及
び出力結合回路の使用から生じる。Liechti 氏他による
論文では、出力整合が周波数補償を与えるために変形さ
れている。しかしながらそのようなリアクタンス整合さ
れた回路は、分布増幅器と比較して、一般に粗悪な帶域
幅増幅器特性と粗悪な整合とを有する。
【０００５】分布増幅器は広帯域幅であり、平坦な利得
を与え、卓越した入力及び出力反射係数（S11 及び S2
2）を有し、且つ回路形成における不正確又は組立工程
における変動に対して高い公差を有している。分布増幅
器による解決法の特定の例は、米国特許明細書第4,853,
649 号、第4,486,719 号、第4,595,881 号、及び第4,87
6,516 号や、W. Jutzi氏による "A MESFET Distributed
Amplifier with 2GHzBandwidth"についての米国電気学
会の議事録（1969年６月）の第1195〜1196ページ、及び
本発明者による "Designing Distributed Amplifiers f
or PrescribedGain Slope" についての討論会"Multi-Oc
tave Active and Passive Componentsand Antennas" の
英国電気学会要約雑誌No.1989/75の 4/1〜4/5 ページに
記載されている。かくしてこれら全部の刊行物の全部の
内容が参考材料としてここに組み込まれる。
【０００６】米国特許明細書第4,853,649 号の図１は、
二つの疑似伝送線路の間に接続された４個の電界効果ト
ランジスタ(FETs)３を具えている分布増幅器の等価回路
の典型的な図面である。これらの線路はインダクター７
及び８の低域通過フィルタ回路網により形成されてお
り、且つ抵抗負荷により各端で終結されている。ゲート
伝送線路７内へ注入される入力信号はこの線路に沿って
進行波として伝搬する。この進行波は終結負荷９内で消
散される前に電界効果トランジスタ３のゲート４上の電
圧を発展させる。電界効果トランジスタ３は電圧励起を
その時ドレイン伝送線路８内へ注入される電流に変換す
ることにより応答する。電流の半分は一方向に伝搬し、
且つ半分は反対方向に伝搬するが、これらの電流の位相
は内部負荷10に向かって伝搬する電流が相殺するようで
あり、一方出力端子２に向かって伝搬する電流は出力信
号を導出するように加算される。電流の正しい位相合わ
せを保証するために、ゲート疑似伝送線路７とドレイン
疑似伝送線路８とは電気的に同一でなくてはならない。
低域通過フィルタとしては、それ故にそれらのフィルタ
は同じカットオフ周波数ｆC を有している。このカット
オフ周波数も増幅器の動作周波数帶域幅を決定する。米
国特許明細書第4,853,649 号の図１は単一増幅器段を図
解しており、（各々が４個の電界効果トランジスタを具
えている）それらの回路の幾つかが一緒に縦続接続され
得る。
【０００７】単純化のために、分布増幅器の疑似伝送線
路はしばしば、例えば米国特許明細書第4,853,649 号の
図3aに図解されるように、定数Ｋを有する低域通過フィ
ルタ部分の縦続接続として表現される。Ｋ2 はその線路
の分流インピーダンスと直列インピーダンスとの積であ
る。線路のそのような解析を用いて、特性インピーダン
スＺ0 と上側カットオフ周波数ｆC とに対する次の表現
がＬ及びＣに関して得ることができ、ここでＬ及びＣは
ユニットセル当たりのそれぞれのインダクタンス及びキ
ャパシタンスである。
【数１】
【０００８】抵抗損失が無視される場合には、分布増幅
器の電力利得Ｇに対する概略表現は
【数２】 であり、ここでgmは個々の電界効果トランジスタの相互
コンダクタンスであり、ｎは電界効果トランジスタの
数、ＲS は信号源インピーダンスであって、Ｒl は負荷
抵抗である。
【０００９】ＲS とＲl とはまた、ゲート線路とドレイ
ン線路との特性インピーダンスに等しい。表現Ｅ（３）
はgmあるいは線路インピーダンスでの変化の効果を指示
するために有益である。しかしながら、損失の無い場合
に、それがもっと電界効果トランジスタを付加すること
によりちょうど達成され得る利得に対して制限が無いこ
とを意味するので、Ｅ（３）は注意して用いられねばな
らない。実際には、最大達成可能利得（ＭＡＧ）は個別
の電界効果トランジスタの最大達成可能利得より常に小
さい。
【００１０】少なからずのものが縦続接続される能力で
ある分布増幅器の既知の利点にもかかわらず、分布増幅
器は二つの基本的欠点によって苦しむ。第一に、分布増
幅器は個別の利得段に対して望ましいものよりも大き
い。第二に、電界効果トランジスタの出力電流の半分が
ドレイン線路の悪い方向に進行することにより浪費され
る。電流の浪費は効率と利得とに損失を生じる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】分布増幅器の良好なイ
ンピーダンス整合のような、所望の電気的特性の達成を
許容するが、それの集積のために相当小さいスペースし
か必要としない一層簡潔な回路形態でのそのような回路
の構造への異なる設計の解決法を提供することが本発明
の目的である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本出願人は、この目的が
進行波を支持し且つ増幅装置へ入力結合回路を与えるた
めに抵抗において終結する帶域通過フィルタ回路網と、
前記増幅装置からの出力結合回路として帶域通過特性を
有するリアクタンス整合された回路網とを適合させるこ
とにより、驚くほどに達成され得ることを見出した。
【００１３】かくして、本発明によれば、入力結合回路
により入力端子へ接続され、出力結合回路により出力端
子へ接続される増幅装置を具えているマイクロ波回路が
提供されて、そこでは入力結合回路がフィルタの通過帶
域内での進行波伝送のために帶域通過フィルタ回路網を
具え、且つ一端における入力端子と反対端における終結
抵抗とにおいて終結し、且つ前記増幅装置は前記入力端
子から伝送され且つ終結抵抗において消散されるように
容量性結合点を通過する進行波から入力信号を受信する
ための回路網の容量性結合点において接続されており、
且つ出力結合回路は前記回路網の反対端において増幅装
置と出力端子とを有するリアクタンス整合された帶域通
過回路網を有する。
【００１４】そのような回路は簡潔であり且つ一体型マ
イクロ波集積回路技術により容易に組立られ得る。更に
その上この回路は入力端子と出力端子との双方において
良好なインピーダンス整合によって広帯域であり得る。
分布増幅器と比較した場合、ほとんどの同じ魅力ある電
気的特性を提供するが、表面範囲のほんの一部分を占有
するだけである。同等の大きさのリアクタンス整合され
た増幅器回路についてのもっとも大きい利点は、本発明
による回路形態によって１オクターブを超える帶域幅に
対して、入力端子と出力端子との双方において卓越した
整合が達成され得ることである。このことがなんらの望
ましくない相互作用無しに幾つかの回路の縦続接続を促
進する。各段は一つの一体型マイクロ波集積回路基板上
の多段増幅器において（例えば40dB以上の）非常に高い
利得に対する潜在性を与えて、周波数帶域幅に依存して
５dBと10dBとの間の利得を導出できる。更にその上入力
回路網と出力回路網との双方が回路網分析に基づいた組
織的な方法で設計され得るので、動作仕様の広範な変動
に対する増幅器回路の設計を促進する。
【００１５】本発明によって構成されたそのような回路
は（本発明の後から考えると）分布増幅器形態からの明
らかではない発展であると考えることができる。複数の
電界効果トランジスタを有する分布増幅器と比較する
と、本発明による単一電界効果トランジスタ増幅器回路
の形成における新規な工程は、次のごとくである。すな
わち分布増幅器の１個を除いて全部の電界効果トランジ
スタに加えてドレイン疑似伝送線路の遠方（出力端子で
ない）端を除去するので、その時もはやその電界効果ト
ランジスタからの利用できる出力電力の半分の浪費は無
い。電界効果トランジスタを除去することにより失われ
た利得を回復するために、単一の電界効果トランジスタ
が同じ大きさで増加される。普通は、このことが上側動
作周波数を激しく低減するはずであるが、ゲートフィル
タ回路網を低域通過の代わりに帶域通過とすることによ
り、この困難性は打破される。帶域幅を調節することに
よって、上側動作周波数と利得とがその電界効果トラン
ジスタのｆmax とＭＡＧ（最大達成可能利得）により設
定される制限の近くまで増大され得る。
【００１６】入力結合回路と出力結合回路とを与える回
路網の一部として、分流コンデンサと誘導性スタブとが
この回路の接地平面へ分流素子としてし接続され得る。
これらの素子と相互接続伝送線路との正確な位置と値と
は、必要な通過帶域特性からの分析の過程により規定さ
れ得る。
【００１７】入力結合回路と出力結合回路とは各々増幅
装置の付近における結合点から接地平面へ接続された誘
導性スタブを具えてもよい。低い平衡したインピーダン
ス水準がこの時増幅装置において達成され得る。これら
のスタブは例えば電界効果トランジスタ装置のゲート及
びドレインに対する、増幅装置への直流バイアスを供給
するためにも働き得る。かくして、前記誘導性スタブは
直流減結合コンデンサを介して接地平面へ接続され得
て、且つ増幅装置に対する直流供給端子は前記誘導性ス
タブと直流減結合コンデンサとの間の結合点へ接続され
得る。
【００１８】前記増幅装置は前記入力結合回路網の一端
において、あるいは一端に向けて容量性結合点において
接続され得たけれども、この配置はこの位置において接
続され得る増幅装置の最大キャパシタンス（及び従って
大きさ、出力及び利得）を望ましくなく制限し得る。そ
れ故に好適には、前記増幅装置は入力端子からの第１回
路網部分と終結抵抗への第２回路網部分との間の容量性
結合点において接続される。この場合には、分流コンデ
ンサは終結抵抗と入力結合回路の第２部分との間の結合
点から接地平面へ結合されてもよい。
【００１９】好適には、入力結合回路のインピーダンス
は前記増幅装置の接続結合点において最小値まで第１回
路網部分に沿って低減し、且つそれから終結抵抗まで第
２回路網部分に沿って増大する。このことが接続される
べき（最大キャパシタンスを有する）最大可能増幅装置
を可能にする。それは増幅装置の容量性結合点から接地
平面へ接続された誘導性スタブにより達成される。
【００２０】直列コンデンサは入力端子と出力端子との
双方又はいずれか一方とそれのそれぞれの結合回路との
間にあってもよい。そのようなコンデンサが直流ブレー
クを与え、且つその回路網内の他の回路要素により変換
された場合に、インピーダンス水準を上げるか又は下げ
るように働くことができる。
【００２１】前記増幅装置は入力結合回路の第１及び第
２回路網部分の間の結合点へ接続されたゲート電極を有
する電界効果トランジスタを具え得る。そのようなゲー
ト接続が容量性結合点において必要なような入力回路へ
の効率的な容量性結合を与える。前記電界効果トランジ
スタは入力結合回路と出力結合回路との間に共通ソース
形態で接続されてもよく、前記出力結合回路はそのトラ
ンジスタのドレインにおいてリアクタンス整合された回
路網を与える。しかしながら１個又は複数の電界効果ト
ランジスタの他の形態と他の活性要素との双方又はいず
れか一方が、前記増幅装置を形成するために用いられて
もよい。
【００２２】
【実施例】本発明によるこれらの特徴及びその他の特徴
が、添付の図面を参照して今や説明されるべき本発明の
実施例における例によって特に図解されている。
【００２３】異なる実施例における相当するか又は類似
する回路部分はこれらの実施例の全部において同じ参照
符号を一般的に与えてある。
【００２４】図１の縦続接続できるマイクロ波回路は入
力結合回路21により入力端子１と出力結合回路22により
出力端子２とへ接続される単一の増幅装置３を具えてい
る。図１に図解された特定の例においては、増幅装置３
は入力結合回路21と出力結合回路22との間に共通ソース
形態で接続された単一電界効果トランジスタである。図
１は入力端子１におけるインピーダンスＲS の信号源25
と出力端子２におけるインピーダンスＲl の外部負荷26
とを図解している。図１の回路は縦続接続できるから、
信号源25と負荷26とのインピーダンスは実質的に同じか
又は少なくとも類似している。典型的な例においては、
これらのインピーダンスＲS とＲl とは50オームであり
得る。
【００２５】本発明によると、入力結合回路21は誘導性
伝送線路7a, 7b, 7c及び分流コンデンサ17a, 17bの帶域
通過フィルタ回路網である。この回路網はそれの通過帶
域内で進行波を支持し、且つ抵抗９における一端と入力
端子１における信号源25の抵抗における他端とにおいて
終結する。増幅装置３はこの帶域通過フィルタ回路網の
それぞれ第１の連続する部分7a, 17a と第２の連続する
部分7b, 17b との間の容量性結合点24において接続され
ている。この増幅装置３は回路網21の分流コンデンサを
置き換えるものとして考えられ得る。信号源25から入力
端子１において注入される入力信号は、容量性結合点24
（ここで増幅装置３への入力が誘発される）を通過し、
且つ終結抵抗９内で消費される進行波として入力結合回
路21に沿って伝送される。抵抗９は信号源25に対する整
合された負荷として働く。
【００２６】更にその上、本発明によると、出力結合回
路22は、帶域通過特性を有する誘導性伝送線路8a, 8b及
びコンデンサ18a, 18bのリアクタンス整合された回路網
として設計されている。増幅装置３と出力端子２とはこ
の回路網22の反対端にある。かくして、出力結合回路22
は出力端子２におけるそれのインピーダンスを外部負荷
26のインピーダンスＲl に対して整合するように、図１
の電界効果トランジスタ３のドレイン５においてリアク
タンス整合された回路網を与える。
【００２７】電界効果トランジスタ３のソース６はこの
回路の接地平面へ直接接続されている。電界効果トラン
ジスタ３は結合点24へ接続されたゲート４を有し、且つ
進行波によるこの容量性結合点24における電圧変動は電
界効果トランジスタ３のドレインにおいて出力電流へ置
き換えられる。この増幅器回路の利得はフィルタ回路網
21の通過帶域応答と電界効果トランジスタ３のｆt とに
より決定され、ここで
【数３】 であり、Ｃgsは電界効果トランジスタ３の入力ゲート−
ソースキャパシタンスである。
【００２８】米国特許明細書第4,853,649 号の図１の分
布増幅器のような既知の分布増幅器回路からの発展とし
て（本発明を後から考えると）新しい増幅器回路を見る
ことは、この本発明による新しい増幅器回路形態を理解
することの援助になり得る。すでに上述したように、こ
の分布増幅器の４個の電界効果トランジスタ３の出力電
流の半分は、ドレイン線路８上の悪い方向に進行するこ
とにより浪費される。この損失電流は最初の３個の電界
効果トランジスタとこれら３個の電界効果トランジスタ
へ直接接続されている全部の回路とを除去することによ
り、本発明によって回復される。この除去の後にそのま
ま残る回路は、内部負荷９による一端と入力端子１によ
る反対端とにおいて終結される２個だけの伝送線路部分
７間の結合点へ接続されるそれのゲートを有する共通ソ
ース形態での単一電界効果トランジスタ３である。４個
の電界効果トランジスタを有する分布増幅器との比較と
して、入力整合特性は変化しないままに留まらねばなら
ない。内部ドレイン線路負荷10とインダクター８の１個
を除く全部とが米国特許明細書第4,853,649 号の図１の
出力結合回路から除去される。良好な出力整合を回復す
るために、控えめな変更が今やリアクタンス出力整合回
路網となる要素値に対して必要である。出力整合の質は
その電界効果トランジスタの等価回路に依存する。帶域
幅内の幾らかの損失が予想され得るが、これはその電界
効果トランジスタから前に浪費された出力電流の回復の
ためのやりがいのある変化である。
【００２９】元の回路の４個の電界効果トランジスタ全
部に対するそのような電流回復は、２の係数により増大
された実効gmとそれ故に４の係数による利得（Ｇ）とを
有するであろう。しかしながら、出力インピーダンスに
おける必要な変化が考慮された場合には、縦続接続でき
る利得段に対する増大は２の係数のみである。電界効果
トランジスタの１個を除く全部の除去は４の係数により
ｎを低減し、それで16の係数により利得Ｇを（上記式Ｅ
（３）参照）低減する。かくして８の係数による利得Ｇ
での正味損失がある。より多くの電界効果トランジスタ
を用いること無く、利得Ｇを充分な（元の）水準へ持ち
上げるためには、一個の電界効果トランジスタの大きさ
を増大することが必要である。ほぼ８の平方根の係数に
よる増大が利得をそれの元の水準へもどすために要求さ
れる。かくして、図１の単一電界効果トランジスタ３は
等価分布増幅器の４個の電界効果トランジスタの１個の
活性面積のほとんど３倍の活性面積を有する。
【００３０】より大きい電界効果トランジスタから生じ
る問題点は、それのゲートキャパシタンスが元の電界効
果トランジスタのゲートキャパシタンスよりも非常に大
きいことである。電界効果トランジスタの大きさが３の
係数により増大された場合には、カットオフ周波数ｆC
が同じ値のＺ0 に対して同じ係数により減少する（前記
式Ｅ（２）参照）。カットオフ周波数ｆC は線路のイン
ピーダンスでの低減により再び増大するが、これは式Ｅ
（３）により示されたように利得Ｇを低減するだろう。
２GHz 又はそれより低い領域における低いマイクロ波周
波数を除いて、利得の損失は許容できないであろう。こ
の新しい回路の鍵となる特性の一つであるこの問題点に
対する解決は、低域通過特性の代わりに帶域通過特性を
有するゲートフィルタ回路網を用いることである。所定
のインピーダンス水準に対して、帶域通過回路網は収容
されるべき非常に大きいゲートキャパシタンスを許容
し、それは今度は一層大きい電界効果トランジスタ３の
使用を許容する。実際の電界効果トランジスタ３の大き
さは必要な周波数帶域幅に依存する。より狭い帶域幅ほ
ど、より大きい電界効果トランジスタ３であり得て且つ
より大きい増幅器の利得Ｇとなる。
【００３１】古典的な集中素子低域通過−帶域通過周波
数変換を用いて、本発明による図１回路の帶域通過回路
網21の全分流キャパシタンスのキャパシタンス値が次の
係数により低域通過回路網の全分流キャパシタンスのキ
ャパシタンス値よりも大きくならねばならぬことが示さ
れ得る。
【数４】 ここで、ｆC は低域通過回路網のカットオフ周波数であ
り、ｆ1 は回路網21の通過帶域の低部側帶域縁（カット
オン）であり、且つｆ2 は回路網21の通過帶域の上部側
帶域縁（カットオフ）であり、この時、ｆC ＝ｆ2 によ
って、増大されたキャパシタンス係数は
【数５】 となる。
【００３２】かくして、本発明による図１回路の電界効
果トランジスタ３のゲート幅は、この同じ係数Ｅ（６）
と同じ係数により増大され得て、係数Ｅ（６）の自乗に
比例した利得Ｇの増大を与える。１オクターブの周波数
帶域幅に対して、これは４のおおいにやりがいのある係
数（すなわち６dB）である。
【００３３】図１の入力回路網21においては、部分7aと
7bとの間の結合点24における全分流キャパシタンスは、
電界効果トランジスタ３のゲート−ソースキャパシタン
スにより与えられ、分流コンデンサ17a は回路21の第１
部分7aの入力結合点１から接地平面へ接続され、且つ分
流コンデンサ17b は回路21の終結抵抗９と部分7bとの間
の結合点27から接地平面へ接続される。
【００３４】この帶域通過入力回路網21は接地平面へ接
続された分流誘導性スタブ7cを具えている。回路網合成
技術が、帶域通過回路が電界効果トランジスタ３の容量
性接続結合点24においてか又は少なくともその近くでか
のいずれかで接続される単一の誘導性スタブ7cのみを必
要とするような帶域通過回路21を設計するために用いら
れてもよい。前記スタブ7cの正確な位置は電界効果トラ
ンジスタ３で必要なインピーダンス整合水準を確立する
ために調節され得る。電界効果トランジスタ３が最大の
大きさを有することを許容するために、電界効果トラン
ジスタ３の接続結合点24において最小まで第１回路網部
分7aに沿って低減し、且つそれから終結抵抗９まで第２
回路網部分7bに沿って増大することが、入力結合回路21
のインピーダンスに対して望ましい。対称な部分7aと7b
とを有する図１の特定の例においては、第１部分7aは信
号源25において50オームから結合点24において数オーム
まで（例えば約５オームまで）インピーダンスを低下で
き、且つその時第２部分7bは抵抗９において約50オーム
まで再び上昇できる。
【００３５】図１のリアクタンス整合された帶域通過出
力回路網22も、回路の接地平面への分流素子として接続
されている分流コンデンサ18a と18b 及び誘導性スタブ
8bを具えている。進行波入力回路網21に対する場合のよ
うに、誘導性スタブ8bが電界効果トランジスタ３の付近
における結合点から接続されるように、リアクタンス整
合された出力回路網22が設計されてもよい。増幅装置３
における又はその近くのこれらのスタブ7cと8bとの準備
が、ゲートに対する接近を促進し、且つドレイン直流バ
イアスが電界効果トランジスタ３へ供給する。この目的
のために、スタブ7cと8bとが直流供給端子Ｖg とＶ
d と、及び接地片面からの直流供給を遮断するための直
流減結合コンデンサを設けられる必要があるが、これら
の直流回路素子は図面の単純化のために図１の無線周波
数回路図には示されていない。しかしながら、そのよう
な直流減結合コンデンサ17e と18e 及び供給端子Ｖg と
Ｖd の例は図２、３及び５に含まれている。
【００３６】かくして、本発明による図１の増幅回路
は、それの入力結合回路21に対して進行波整合技術を使
用し、且つそれの出力結合回路に対してリアクタンス整
合技術を用いている。そのような入力及び出力整合を用
いて、10GHz の領域において１オクターブ帶域幅にわた
って動作する汎用のGaAs電界効果トランジスタ３に対し
て、７dBのオーダーの利得水準が達成され得ることを、
コンピュータシミュレーションが示している。これは等
価の全くリアクタンス整合された増幅器設計により達成
され得る利得水準の種類よりわずか１dBだけ低いだけで
ある。全くリアクタンス整合された設計と著しく違っ
て、本発明の進行波入力端子とリアクタンス整合された
出力端子とは、同じオクターブ帶域幅にわたって10dBよ
りも大幅に良好であり得る入力及び出力反射減衰量を有
する。更にその上、進行波入力整合技術は、電界効果ト
ランジスタ３の固有−６dB／オクターブ利得勾配に対し
て固有に補償し、増幅回路に平らな利得応答を与える。
【００３７】図２は本発明によるこの方法で設計された
単一電界効果トランジスタ増幅器段の一つの特定の例を
図解しており、且つそれのシミュレートされた周波数応
答は図４にプロットされている。信号源25と外部負荷26
とのインピーダンスは各々50オームである。増幅器段は
0.7μm のゲート長さと 800μm のゲート幅とを有する
GaAsMESFET３を用いて７GHz 〜14GHz の通過帶域（ｆ1
〜ｆ2 ）に対して設計されている。この設計は、入力及
び出力整合回路網21及び22により吸収されねばならない
寄生ゲート及びドレインキャパシタンスを決定するため
に、共通ソース形態でのMESFETの等価回路モデルを解析
することにより始められる。それから帶域幅と電界効果
トランジスタの大きさとの組み合わせが利得の有益な水
準を与えるであろうことを確認した後に、帶域通過入力
整合回路網が１オクターブ帶域幅に対して合成される。
図２に図解したように、この合成により創造された実際
の回路網21は、図１の基礎的回路網21と比較して、入力
端子において特別素子7dと17d とを有している。これら
二つの特別素子は直列コンデンサ17d と変換容量性伝送
線路7dとであり、且つそれらはこの電界効果トランジス
タ３のかなり大きいゲートキャパシタンスの吸収を手伝
うために、電界効果トランジスタ３のゲート４において
インピーダンス水準を更に下げるように働く。更にその
上入力端子１と入力回路網21との間の直列コンデンサ17
d は直流ブレークとして働き、信号源25からの無線周波
数入力から電界効果トランジスタ３のゲート上の直流バ
イアスを絶縁する。
【００３８】それから接続された入力回路網21について
電界効果トランジスタモデルを再分析することにより、
電界効果トランジスタ３のドレイン５を回顧する等価分
流キャパシタンスと抵抗との値を導出することが可能で
ある。これらの値を用いて、それから出力整合回路網22
が分流キャパシタンスを吸収し、且つ出力負荷Ｒl の値
へ抵抗値を変換するための適切な帶域幅について合成さ
れる。直列コンデンサ18d と誘導性伝送線路8dとが入力
端子における付加と類似して、出力端子において付加さ
れる。コンデンサ18d が第２直流ブレークを与える。誘
導性スタブ8bはドレイン５における所望のインピーダン
ス水準を維持するために電界効果トランジスタ３から少
しだけ離された。
【００３９】電界効果トランジスタ３の二つの側の決ま
った場所での二つの回路網21と22について、全体回路の
解析がそれから個別の素子の値を最良化するために実行
される。結果としての回路素子の値は次の表１に与えら
れている。
【表１】
【００４０】入力結合回路21の内部負荷９の抵抗値は1
9.1オームである。個別のコンデンサのキャパシタンス
値はピコファラッドで示されている。この例において
は、接地平面へそれぞれの素子7c，９及び8bの無線周波
数接続を与える直流減結合コンデンサ17e, 17f及び18e
も図２に示されている。伝送線路素子7a〜7d及び8a〜8d
は全部90オームの同じ特性インピーダンスＺ0 を有する
が、それらの長さは全部異なっている。これらの異なる
mmでの長さ値は、表内のその素子に対する二番目の数に
より与えられており、例えば線路7dに対する90/2.480は
90オームのＺ0 と、2.480mm の長さを示している。長さ
の差は一体型マイクロ波集積回路技術での回路の物理的
実現を単純化するために適合され、長さに対して線路イ
ンピーダンスを交換することにより導出される。個別の
線路が通過帶域の領域での波長の四分の一より非常に短
いので、これらの線路は常に誘導性であり、かくして、
長さとインピーダンスとの積がほぼ同じである限り、長
さの調節の後にそれらの実効インダクタンスは維持され
得る。
【００４１】図３は図２の回路の一体型マイクロ波集積
回路レイアウトの一例を示し、且つその回路の簡潔さを
図解している。図３においては明確化のために、GaAs回
路基板の上側面における主金属化レベルのパターンのみ
に基づいている。このパターンが再び図面における明確
化のために、満たされていない点により図３ではハッチ
ングされて示されている。種々の回路素子を形成し、あ
るいはそれらに属するこのパターンの種々の部分は、そ
れらの回路素子の参照符号によって示されている。基板
の底面（図示されていない）上には接地平面金属化（こ
れも図示されていない）があり、且つ底面接地平面と図
３に示されたパターンの接地金属化範囲10との間に、例
えば基板の厚さを通して穴を介する接続が存在する。誘
導性伝送線路7a, 7b, 8a, その他は、マイクロストリッ
プ線路として既知の方法で設計されている。図３はレイ
アウトの一つのレベルのみに基づいているので、その他
の層レベルを使用する回路素子の全領域及び完全な接続
を示していない。かくして例えば図３にはハッチングさ
れていない空隙があり、そこでは抵抗領域９が設けら
れ、且つそこではブリッジする接続が線路7aと7bと交差
する線路7cの部分の間に設けられ、且つコンデンサ（例
えば17d ）と線路（例えば7d）との間にハッチングされ
ていない空隙があり、そこで線路がコンデンサの他方の
板（図示されていない）へ接続されている。図４は散乱
パラメータS11, S12, S21 及びS22 に関する、図２回路
の結果としての周波数応答のプロットである。前方伝送
係数S21は利得Ｇの尺度であり、この図４は6.05±0.05d
Bであることを示している。入力整合（入力反射係数S11
により測定されるような）は７GHz 〜14GHz の帶域全
部にわたって−20dBより良好である。出力整合（出力反
射係数S22 により測定されるような）は平坦であり且つ
７GHz 〜14GHz の帶域にわたって−12dBよりも良好であ
る。
【００４２】図１及び図２の増幅器回路は、望ましくな
い相互作用無しに幾つかのそのような回路が縦続接続さ
れ得る、１オクターブを超過する帶域幅に対する入力端
子１と出力端子２との双方において充分良好な整合を有
している。周波数帶域幅に依存する利得を５dBと10dBと
の間で発生する各増幅器段によって、本発明は単一一体
型マイクロ波集積回路基板上で、例えば40dBの利得を有
する簡潔な多段増幅器を作り出すことを可能にする。増
幅器の個別の縦続接続された段を形成する回路は、本発
明による回路形態を有する１個または複数個の基本的回
路の、互いの重複又は修正された変形であってもよい。
進行波入力整合技術も多段増幅器の中間段回路網に大幅
に影響するように使用され得て、この方法における整合
により得られた増大した公差が、段間の強い相互作用を
回避するために直接的結合器を必要とすることなく、縦
続接続されるべき単一の不平衡電界効果トランジスタ段
を許容する。本発明により構成された進行波整合回路網
により作り出される制御された損失は、この状態におい
て安定性問題を打破し得て、帶域幅を増大し且つ利得勾
配を修正する。
【００４３】実例によって、図５は本発明による２段増
幅器の等価回路を図解している。この２段増幅器は７GH
z 〜14GHz で、12dBの全体利得を与えるために設計され
ている。第１段は図２に類似しており且つ 800μm ゲー
ト幅の単一の電界効果トランジスタ3aに基づいている。
この第１段が各々1200μm ゲート幅の一対の並列電界効
果トランジスタ3bを具えている第２段を駆動する。図面
での便利のために、図５の回路は二つの分割された部分
（ａ）と（ｂ）とにより示されており、それら（ａ）部
分と（ｂ）部分とは結合点Ａ及びＢにおいて縦続接続さ
れる。
【００４４】第１段の入力結合回路21は図２の入力結合
回路とほとんど同じであるが、個別の回路素子に対して
少しだけ異なる値を有している。この入力結合回路21と
800μm ゲート電界効果トランジスタ3aとが中間段回路
網23により追従され、並列に接続された1200μm ゲート
電界効果トランジスタ3bの対により追従され、且つそれ
からリアクタンス出力整合回路網22により追従されてい
る。図５回路は回路網合成を用いて組織的方法で設計さ
れており、且つ結果としての回路素子値は下記の表２に
与えられている。
【表２】
【００４５】図面での便利のために中間段整合回路網23
は二つの分割された部分23a と23bとに分割して示され
ており、それらが結合点ＡとＢとにおいて縦続接続され
る。中端段整合回路網23は一つの完全な回路網として合
成されており、それは第１増幅装置3aへリアクタンス整
合され、且つ第２増幅装置3bへの進行波整合特性を有し
ている。 800μm 電界効果トランジスタ3aに最も近いこ
の回路の左端部に、中間段回路網23が電界効果トランジ
スタ3aの分流ドレインキャパシタンスを吸収するように
設計されており、且つ図１の出力回路網22に含まれるよ
うな個別の分流コンデンサ18a は無い。右へ回路網23に
沿って動くと、縦続接続の二つの線路28a と28b は、た
とえそれが二つの異なる線路28a と28b としてそれらを
形成するために一体型マイクロ波集積回路での回路のレ
イアウトのために便利であるとしても、単一の線路のよ
うに本質的に振る舞う。次の分流スタブ28c は 800μm
電界効果トランジスタ3aへの直流ドレイン供給点Ｖd に
対する接近の点を与える。直列コンデンサ28d が 800μ
m 電界効果トランジスタ3aと1200μm 電界効果トランジ
スタ3bとの間に必要な直流ブレークを与える。スタブ28
c とコンデンサ28dとの双方も、この回路網23に沿った
所望のインピーダンス水準を確立するために重要であ
る。1200μm 電界効果トランジスタ3bへ導く回路網23の
残りの部分は、図２の入力回路網21と同じであるが、異
なる素子値を有し、且つ電界効果トランジスタ3bから少
しだけ変位された分流スタブ29c を有している。この回
路網23内の分流コンデンサ30a は大きい値の、すなわち
17a 及び18b よりも一桁大きい大きさのものである。ス
タブ29c における位置的な変位は第１伝送線路部分をイ
ンピーダンス水準でのもう一つの調節をするように二つ
の長さ29a と29d とに分割する。
【００４６】出力整合回路網22は、この電力増幅器にお
いてそれが別々に終結される回路網として合成されるこ
とを除いて、図２の出力整合回路網22のようにリアクタ
ンス的である。別々に終結される回路網が二つの出力電
界効果トランジスタ3bから最大出力を抽出することで援
助し、このことは良好な反射係数を達成することよりも
もっと重要である。
【００４７】図６から分かるように、結果としての利得
(S21) は12dBであり、且つ７GHZ 〜14GHz 周波数領域に
わたって平坦であり、且つ入力整合(S11) は−25dBより
も良好である。出力整合(S22) は一般的に−10dBよりも
小さいが、そのような結果は最大出力電力に対して設計
することの予期される結果である。
【００４８】本発明の別の態様において多くの他の変形
及び修正が可能である。記載された限りの態様におい
て、増幅装置３は単一電界効果トランジスタ３又は一対
の並列電界効果トランジスタ3bである。電界効果トラン
ジスタは共通ソース形態であり且つ単一ゲート端子４を
有する。そのような電界効果トランジスタ装置は最も簡
潔な装置を与える。しかしながら、その他の且つもっと
複雑な増幅装置３が本発明による回路に用いられてもよ
い。かくして、例えば二重ゲート電界効果トランジスタ
が、米国特許明細書第4,595,881 号に記載されたよう
に、それの第２ゲートにおいて利得制御入力端子を有す
る増幅装置３として用いられてもよい。その他の形態に
おいて、増幅装置３は、米国特許明細書第4,876,516 号
に記載されたように、別の電界効果トランジスタと縦続
接続で接続され得る二つの電界効果トランジスタのダー
リントン増幅器を具えてもよい。
【００４９】図１，２，３及び５は利得と帶域幅とを最
良化するための、回路網21での最良位置において電界効
果トランジスタ３を示している。しかしながら、本発明
による回路においては、増幅装置３（及び関連する分流
インダクター7c）が分流コンデンサが必要である進行波
回路網21に沿ってあらゆる位置で容量性に接続されても
よい。極端な場合には、増幅装置３が終結負荷抵抗９の
前で回路網21の端部において（コンデンサ17b を置き換
えるように）容量性結合点27において接続されてさえも
よい。しかしながら、回路網の端部における分流コンデ
ンサ値がより小さくなる傾向があるので、そのような極
端な位置は利得を大幅に低減し、更にその上、抵抗９が
増幅装置３へ強固に結合されて、それは一般的にあまり
望ましくない。
【００５０】要約すると、添付の図面を参照して記載さ
れた新しい増幅器回路は、分布増幅器からの発展である
と考えられ得て、多くの同じ望ましい特性を提供する。
分布増幅器と同様に、新しい回路は広帯域であり、平坦
な利得を与え、卓越した入力及び出力反射係数(S11及び
S22)を有し且つ回路形成における不正確あるいは組立工
程における変動に対する高い公差を有している。これら
の特性を有すると同時に、この新しい回路は分布増幅器
よりも非常に小さいスペースしか占有せず、非常に高い
利得／ユニット面積を有し、且つユニットゲート幅当た
り二倍の電力出力と、二倍の効率及び半分の電力消費を
有する。更にその上、分布増幅器と似ないで、それらは
単一の増幅装置３だけしか必要としない。
【００５１】大きさについては、この新しい回路はリア
クタンス整合された増幅器利得段ともっと密接に匹敵す
る。出力整合回路網22は慣習的なリアクタンス整合され
た段の回路網と類似しているが、帶域通過である。入力
整合回路網21は非常に異なっている。リアクタンス整合
された増幅器においては、入力回路網は電界効果トラン
ジスタ増幅装置の固有−６dB／オクターブ利得勾配に対
して修正するために、低い信号周波数においてエネルギ
ーを反射しなくてはならない。そのような動作は入力整
合を必然的に退化させる。しかしながら、新しい回路に
おいては、この余剰エネルギーは回路網21内で反射され
るよりもむしろ吸収されて、且つそれにより卓越した入
力整合を維持する。
【００５２】本発明におけるのと同じ設計原理が上述の
マイクロ波増幅器回路の変形であり得る、あるいは完全
に異なっていてもよいその他のマイクロ波回路へ適用さ
れ得る。かくして、本開示を読むことにより、他の変形
及び修正がこの技術に熟達した人々には明らかとなる。
そのような変形及び修正は、同等な特徴及びその他の特
徴を伴い得て、それらはマイクロ波増幅器回路とその他
の回路、及びそれらの構成要素部分の設計、製造及び使
用において既知であり、且つそれらはここにすでに記載
された特徴の代わりにあるいはそれに加えて使用され得
る。特許請求の範囲は特徴の特定の組み合わせに対して
本出願においては形成されたが、本出願の開示の範囲は
明示的であれ暗示的であれ又はそれの何らかの一般化で
あれ、いずれかの特許請求の範囲に現在記載れれたのと
同じ発明にそれが関係するかしないかにかかわらず、且
つ本発明がなすのと同じ技術的問題点のいずれか又は全
部を緩和するかしないかにかかわらず、ここに開示され
たあらゆる新奇な特徴あるいは特徴のあらゆる新奇な組
み合わせをも含むことは理解されねばならない。ここに
本出願人は、そのような特徴とそのような特徴の組み合
わせとの双方又はいずれか一方に対して、本発明又はそ
れから導出されるなんらかの別の出願の継続中に、新し
い特許請求の範囲が形成され得ると言う警告を与える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による縦続接続できるマイクロ波増幅器
段の回路図である。
【図２】特定の電界効果トランジスタ増幅装置に対して
本発明により設計された縦続接続接続できるマイクロ波
増幅器段の一例の回路図である。
【図３】図２の回路の一体型マイクロ波集積回路の態様
の一例の主レベル金属化パターンを示す一体型マイクロ
波集積回路レイアウト平面図である。
【図４】図２の回路に対するGHz での周波数によるシミ
ュレートされた散乱パラメータS11, S12, S21 及びS22
のプロットである。
【図５】本発明による二つの縦続接続された増幅器回路
を有する２段増幅器の一例の回路図である。
【図６】図５の回路に対するGHz での周波数ｆによるシ
ミュレートされた散乱パラメータS11, S12, S21 及びS2
2 のプロットである。
【符号の説明】
１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ 増幅装置 3a 単一電界効果トランジスタ 3b 並列電界効果トランジスタ ４ ゲート ５ ドレイン ６ ソース 7a, 7b 誘導性伝送線路 7c 誘導性スタブ 7d 変換誘導性伝送線路 8a 誘導性伝送線路 8b 誘導性スタブ 8d 誘導性伝送線路 ９ 抵抗すなち内部負荷 10 接地金属化範囲 17a, 17b 分流コンデンサ 17d 直列コンデンサ 17e, 17f 直流減結合コンデンサ 18a, 18b 分流コンデンサ 18d 直列コンデンサ 18e 直流減結合コンデンサ 21 入力結合回路 22 出力結合回路 23a, 23b 中間段整合回路網 24 容量性結合点 25 信号源 26 外部負荷 27 結合点 28a, 28b 線路 28c 分流スタブ 28d 直列コンデンサ 29a 長さ 29c 分流スタブ 29d 長さ 30a 分流コンデンサ Ｒl ＲS インピーダンス S11, S12, S21, S22 散乱パラメータ Ｖd ，Ｖg 直流供給端子

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力結合回路により入力端子へ接続さ
    れ、出力結合回路により出力端子へ接続される増幅装置
    を具えているマイクロ波回路において、前記入力結合回
    路はフィルタの通過帶域内で進行波伝送のための帶域通
    過フィルタ回路網を具え、且つ一端における入力端子及
    び反対端における終結抵抗とにおいて終結し、且つ前記
    増幅装置は入力端子から伝送され且つ終結抵抗において
    消散されるように容量性結合点を通過する進行波から入
    力信号を受信するための回路網の容量性結合点において
    接続されており、且つ出力結合回路は前記回路網の反対
    端において増幅装置と出力端子とを有するリアクタンス
    整合された帶域通過回路網であることを特徴とするマイ
    クロ波増幅器回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のマイクロ波増幅器回路に
    おいて、入力結合回路と出力結合回路とを与える回路網
    の一部として、分流コンデンサと誘導性スタブとが回路
    の接地平面への分流素子として接続されていることを特
    徴とするマイクロ波増幅器回路。
  3. 【請求項３】 請求項２記載のマイクロ波増幅器回路に
    おいて、入力結合回路と出力結合回路とが各々増幅装置
    の付近における結合点から接地平面へ接続された誘導性
    スタブを具えていることを特徴とするマイクロ波増幅器
    回路。
  4. 【請求項４】 請求項３記載のマイクロ波増幅器回路に
    おいて、前記誘導性スタブが直流減結合コンデンサを介
    して接地平面へ接続されており、且つ前記増幅装置に対
    する直流供給端子が前記誘導性スタブと前記直流減結合
    コンデンサとの間の結合点へ接続されていることを特徴
    とするマイクロ波増幅器回路。
  5. 【請求項５】 請求項２〜４のいずれか１項記載のマイ
    クロ波増幅器回路において、前記入力結合回路が、前記
    増幅装置が接続されている容量性結合点から前記接地平
    面へ接続された誘導性スタブを具えていることを特徴と
    するマイクロ波増幅器回路。
  6. 【請求項６】 請求項２〜５のいずれか１項記載のマイ
    クロ波増幅器回路において、前記増幅装置が接続されて
    いる容量性結合点が前記入力端子からの第１回路網部分
    と前記終結抵抗までの第２回路網部分との間に存在し、
    且つ分流コンデンサが終結抵抗と第２回路網部分との間
    の結合点から接地平面へ接続されていることを特徴とす
    るマイクロ波増幅器回路。
  7. 【請求項７】 前記請求項のいずれか１項に記載された
    マイクロ波増幅器回路において、前記入力結合回路のイ
    ンピーダンスが前記増幅装置の前記容量性結合点におい
    て最小値まで第１回路網部分に沿って低減し、且つそれ
    から終結抵抗まで第２回路網部分に沿って増大すること
    を特徴とするマイクロ波増幅器回路。
  8. 【請求項８】 前記請求項のいずれか１項に記載された
    マイクロ波増幅器回路において、前記入力結合回路が入
    力端子の付近に直列コンデンサを具えていることを特徴
    とするマイクロ波増幅器回路。
  9. 【請求項９】 前記請求項のいずれか１項に記載された
    マイクロ波増幅器回路において、前記出力結合回路が出
    力端子の付近に直列コンデンサを具えていることを特徴
    とするマイクロ波増幅器回路。
  10. 【請求項１０】 前記請求項のいずれか１項に記載され
    たマイクロ波増幅器回路において、前記増幅装置が入力
    結合回路の容量性結合点に接続されたゲート電極を有す
    る電界効果トランジスタを具えていることを特徴とする
    マイクロ波増幅器回路。
  11. 【請求項１１】 請求項１０記載のマイクロ波増幅器回
    路において、前記電界効果トランジスタが共通ソース形
    態で入力結合回路と出力結合回路との間に接続され、前
    記出力結合回路が前記トランジスタのドレインにおいて
    リアクタンス整合された回路網を与えることを特徴とす
    るマイクロ波増幅器回路。
  12. 【請求項１２】 前記請求項のいずれか１項に記載され
    且つ縦続に接続された第１増幅器段と第２増幅器段とを
    具えているマイクロ波増幅器回路において、各増幅器段
    が前記入力結合回路と出力結合回路との間に前記増幅装
    置を具え、第１増幅器段の出力結合回路は前記第１増幅
    装置へリアクタンス整合され且つ第２増幅装置への進行
    波整合特性を有する単一中間段回路網を形成するため
    に、第２増幅器段の入力結合回路内へ縦続接続されてい
    ることを特徴とするマイクロ波増幅器回路。
JP5301682A 1992-12-03 1993-12-01 マイクロ波増幅器回路 Pending JPH06232659A (ja)

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