JPH06233547A - 瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路 - Google Patents
瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路Info
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- JPH06233547A JPH06233547A JP5017130A JP1713093A JPH06233547A JP H06233547 A JPH06233547 A JP H06233547A JP 5017130 A JP5017130 A JP 5017130A JP 1713093 A JP1713093 A JP 1713093A JP H06233547 A JPH06233547 A JP H06233547A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】負荷短絡などにより瞬時値制御ＰＷＭインバー
タに急激な過電流を生じた場合でも、偏磁現象などを生
じることなく円滑に過電流保護動作が行えるようにする
ことにある。 【構成】電圧調整信号ＡＶＲ* を発生するための直流量
の電流検出値に設置する電流フィルタ４０は、ダイオー
ド４１と抵抗値が小の第１抵抗４２との直列回路に、抵
抗値が大の第２抵抗４３を並列接続し、これにフィルタ
コンデンサ４４を接続する構成にして、過電流発生時に
フィルタ４０を充電する時定数は短く、過電流終息時に
フィルタ４０を放電する時定数は従来通りに長くして、
この電圧調整信号ＡＶＲ* とサブサイクル信号ＳＣ* と
で補正後電圧調整信号ＡＶＲ**を得る際にサブサイクル
信号ＳＣ* の影響で変圧器に生じる偏磁現象の抑制を図
る。
タに急激な過電流を生じた場合でも、偏磁現象などを生
じることなく円滑に過電流保護動作が行えるようにする
ことにある。 【構成】電圧調整信号ＡＶＲ* を発生するための直流量
の電流検出値に設置する電流フィルタ４０は、ダイオー
ド４１と抵抗値が小の第１抵抗４２との直列回路に、抵
抗値が大の第２抵抗４３を並列接続し、これにフィルタ
コンデンサ４４を接続する構成にして、過電流発生時に
フィルタ４０を充電する時定数は短く、過電流終息時に
フィルタ４０を放電する時定数は従来通りに長くして、
この電圧調整信号ＡＶＲ* とサブサイクル信号ＳＣ* と
で補正後電圧調整信号ＡＶＲ**を得る際にサブサイクル
信号ＳＣ* の影響で変圧器に生じる偏磁現象の抑制を図
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、瞬時値制御パルス幅
変調インバータを過電流から保護する回路に関する。
変調インバータを過電流から保護する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は瞬時値制御パルス幅変調インバー
タの一般的な主回路を示した回路図である。この図４に
図示のように、半導体スイッチング素子としてのゲート
絶縁形バイポーラトランジスタとダイオードとの逆並列
接続回路をブリッジ接続して瞬時値制御パルス幅変調イ
ンバータ３（以下ではパルス幅変調をＰＷＭと略記す
る）を構成している。直流電源２からの直流電力はこの
瞬時値制御ＰＷＭインバータ３で交流電力に変換され、
変圧器４を介して負荷５へ供給される。ここで６はイン
バータ制御回路である。
タの一般的な主回路を示した回路図である。この図４に
図示のように、半導体スイッチング素子としてのゲート
絶縁形バイポーラトランジスタとダイオードとの逆並列
接続回路をブリッジ接続して瞬時値制御パルス幅変調イ
ンバータ３（以下ではパルス幅変調をＰＷＭと略記す
る）を構成している。直流電源２からの直流電力はこの
瞬時値制御ＰＷＭインバータ３で交流電力に変換され、
変圧器４を介して負荷５へ供給される。ここで６はイン
バータ制御回路である。
【０００３】図５は図４に図示しているインバータ制御
回路６のうちで過電流保護回路部分の従来例を示した回
路図であって、本発明とは無関係の部分の図示は省略し
て記載している。この図５に示している従来例回路で
は、出力電圧設定器１２が瞬時値制御ＰＷＭインバータ
３が出力する電圧の指令値を設定している。一方、瞬時
値制御ＰＷＭインバータ３の出力側から検出された交流
出力電圧を、電圧平均値検出器１３が直流量の電圧検出
値に変換している。比例積分演算回路で構成している比
例積分調節器１４は、出力電圧設定器１２が設定した電
圧指令値と、電圧平均値検出器１３が検出した電圧検出
値との偏差を入力して、この入力偏差を零に制御する電
圧調整信号ＡＶＲ* を出力する。通常はこの電圧調整信
号ＡＶＲ*に従って瞬時値制御ＰＷＭインバータ３の出
力電圧を制御すればよい。
回路６のうちで過電流保護回路部分の従来例を示した回
路図であって、本発明とは無関係の部分の図示は省略し
て記載している。この図５に示している従来例回路で
は、出力電圧設定器１２が瞬時値制御ＰＷＭインバータ
３が出力する電圧の指令値を設定している。一方、瞬時
値制御ＰＷＭインバータ３の出力側から検出された交流
出力電圧を、電圧平均値検出器１３が直流量の電圧検出
値に変換している。比例積分演算回路で構成している比
例積分調節器１４は、出力電圧設定器１２が設定した電
圧指令値と、電圧平均値検出器１３が検出した電圧検出
値との偏差を入力して、この入力偏差を零に制御する電
圧調整信号ＡＶＲ* を出力する。通常はこの電圧調整信
号ＡＶＲ*に従って瞬時値制御ＰＷＭインバータ３の出
力電圧を制御すればよい。
【０００４】ここで負荷短絡事故が発生した場合は、瞬
時値制御ＰＷＭインバータ３には急激に増大する過電流
が流れるので、過電流保護用ヒューズが溶断し或いは遮
断器が開路してこの短絡事故を取り除くまでの期間は、
瞬時値制御ＰＷＭインバータ３の出力電圧を低下させて
電流を制限することで事故電流が過大になるのを抑制
し、このインバータが過電流で破損しないように保護す
る。
時値制御ＰＷＭインバータ３には急激に増大する過電流
が流れるので、過電流保護用ヒューズが溶断し或いは遮
断器が開路してこの短絡事故を取り除くまでの期間は、
瞬時値制御ＰＷＭインバータ３の出力電圧を低下させて
電流を制限することで事故電流が過大になるのを抑制
し、このインバータが過電流で破損しないように保護す
る。
【０００５】そのために瞬時値制御ＰＷＭインバータ３
の出力側から検出した交流出力電流を電流平均値検出器
３３で直流量の電流検出値に変換し、第１加算器３４は
この電流検出値と過電流設定器３２が設定する電流指令
値との差分を演算する。この演算結果が電流調整信号Ａ
ＣＲ* である。更に、インバータスタックから検出する
交流量のスタック電流と、サブサイクルレベル設定器２
２が設定するサブサイクルレベル設定値との大小関係を
コンパレータ２３で比較し、その比較結果をサブサイク
ルフィルタ２４と信号反転器２５とを介してサブサイク
ル信号ＳＣ* として取り出す。
の出力側から検出した交流出力電流を電流平均値検出器
３３で直流量の電流検出値に変換し、第１加算器３４は
この電流検出値と過電流設定器３２が設定する電流指令
値との差分を演算する。この演算結果が電流調整信号Ａ
ＣＲ* である。更に、インバータスタックから検出する
交流量のスタック電流と、サブサイクルレベル設定器２
２が設定するサブサイクルレベル設定値との大小関係を
コンパレータ２３で比較し、その比較結果をサブサイク
ルフィルタ２４と信号反転器２５とを介してサブサイク
ル信号ＳＣ* として取り出す。
【０００６】これら電流調整信号ＡＣＲ* とサブサイク
ル信号ＳＣ* とを第２加算器１５において電圧調整信号
ＡＶＲ* を垂下させる極性で加算し、この加算演算結果
を補正後電圧調整信号ＡＶＲ**として取り出す。この補
正後電圧調整信号ＡＶＲ**で瞬時値制御ＰＷＭインバー
タ３の出力電圧を制御すれば、前述したように短絡事故
時に出力電圧が垂下して事故電流が過大になるのを抑制
することが出来る。
ル信号ＳＣ* とを第２加算器１５において電圧調整信号
ＡＶＲ* を垂下させる極性で加算し、この加算演算結果
を補正後電圧調整信号ＡＶＲ**として取り出す。この補
正後電圧調整信号ＡＶＲ**で瞬時値制御ＰＷＭインバー
タ３の出力電圧を制御すれば、前述したように短絡事故
時に出力電圧が垂下して事故電流が過大になるのを抑制
することが出来る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図４に図示の瞬時値制
御ＰＷＭインバータ３が負荷短絡事故などによって過電
流が流れた場合は、図５で既述の従来例回路により、保
護ヒューズが溶断するか或いは遮断器が回路を開放して
短絡事故を取り除くまでの間は、過電流検出値から得ら
れる電流調整信号ＡＣＲ* とサブサイクル信号ＳＣ* を
使って、このインバータの出力電圧を低下させており、
これにより出力電流が過大になるのを抑制して装置の保
護を図っている。
御ＰＷＭインバータ３が負荷短絡事故などによって過電
流が流れた場合は、図５で既述の従来例回路により、保
護ヒューズが溶断するか或いは遮断器が回路を開放して
短絡事故を取り除くまでの間は、過電流検出値から得ら
れる電流調整信号ＡＣＲ* とサブサイクル信号ＳＣ* を
使って、このインバータの出力電圧を低下させており、
これにより出力電流が過大になるのを抑制して装置の保
護を図っている。
【０００８】ところで従来のインバータの制御は平均値
的に行われていたので、前回制御時の制御角と今回制御
時の制御角とには大きな相違が生じないようになってい
るので、図５に図示の従来例回路を使用しても差し支え
がなかったが、瞬時値制御を採用しているインバータ
（図４に図示の瞬時値制御ＰＷＭインバータ３）に対し
て図５に図示の従来例回路を使用すると、波形の崩れを
瞬間的に補正しようとして、１つ前の制御角と大きな相
違を生じさせるので、瞬時値制御ＰＷＭインバータ３の
出力側に設置している変圧器４に偏磁現象を生じる不都
合がある。
的に行われていたので、前回制御時の制御角と今回制御
時の制御角とには大きな相違が生じないようになってい
るので、図５に図示の従来例回路を使用しても差し支え
がなかったが、瞬時値制御を採用しているインバータ
（図４に図示の瞬時値制御ＰＷＭインバータ３）に対し
て図５に図示の従来例回路を使用すると、波形の崩れを
瞬間的に補正しようとして、１つ前の制御角と大きな相
違を生じさせるので、瞬時値制御ＰＷＭインバータ３の
出力側に設置している変圧器４に偏磁現象を生じる不都
合がある。
【０００９】そこでこの発明の目的は、負荷短絡などに
より瞬時値制御ＰＷＭインバータに急激な過電流を生じ
た場合でも、偏磁現象などを生じることなく円滑に過電
流保護動作が行えるようにすることにある。
より瞬時値制御ＰＷＭインバータに急激な過電流を生じ
た場合でも、偏磁現象などを生じることなく円滑に過電
流保護動作が行えるようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの発明の瞬時値制御パルス幅変調インバータの過
電流保護回路は、瞬時値制御パルス幅変調インバータの
出力電圧を指令する直流量の出力電圧指令値とこのイン
バータから検出する直流量の出力電圧検出値との偏差を
入力して、この入力偏差を零にする制御信号を出力する
比例積分調節手段と、このインバータから検出する直流
量の出力電流検出値と別途に設定する直流量の過電流設
定値との差を演算する第１加算手段と、このインバータ
を構成している半導体スタックから検出する交流量のス
タック電流検出値と別途に設定する直流量のサブサイク
ル設定値とを比較するコンパレータと、前記比例積分調
節手段の出力を低下させる極性でこの比例積分調節手段
の出力に前記第１加算手段の出力と前記コンパレータの
出力とを加算する第２加算手段とを備え、この第２加算
手段の出力で前記インバータの出力電圧を制御する構成
の瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路
において、前記インバータから検出する直流量の出力電
流検出値を前記第１加算手段へ入力する前段に、充電時
と放電時とでは時定数が異なるフィルタを備えるものと
するが、このフィルタは充電時の時定数は小さな値で、
放電時の時定数は大きな値を呈するフィルタを備えるも
のとする。
めにこの発明の瞬時値制御パルス幅変調インバータの過
電流保護回路は、瞬時値制御パルス幅変調インバータの
出力電圧を指令する直流量の出力電圧指令値とこのイン
バータから検出する直流量の出力電圧検出値との偏差を
入力して、この入力偏差を零にする制御信号を出力する
比例積分調節手段と、このインバータから検出する直流
量の出力電流検出値と別途に設定する直流量の過電流設
定値との差を演算する第１加算手段と、このインバータ
を構成している半導体スタックから検出する交流量のス
タック電流検出値と別途に設定する直流量のサブサイク
ル設定値とを比較するコンパレータと、前記比例積分調
節手段の出力を低下させる極性でこの比例積分調節手段
の出力に前記第１加算手段の出力と前記コンパレータの
出力とを加算する第２加算手段とを備え、この第２加算
手段の出力で前記インバータの出力電圧を制御する構成
の瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路
において、前記インバータから検出する直流量の出力電
流検出値を前記第１加算手段へ入力する前段に、充電時
と放電時とでは時定数が異なるフィルタを備えるものと
するが、このフィルタは充電時の時定数は小さな値で、
放電時の時定数は大きな値を呈するフィルタを備えるも
のとする。
【００１１】
【作用】インバータが出力する過電流を直流量に変換
し、電流フィルタを介して過電流設定値との差分を演算
して電流調整信号ＡＣＲ* を得るのであるが、従来例回
路ではこの電流フィルタの時定数が比較的長い値であっ
た。それ故、過電流発生時にはサブサイクル信号ＳＣ*
もこの時定数に対応して長い期間発生し、このサブサイ
クル信号ＳＣ* が原因で、前述したように波形の崩れを
瞬間的に補正しようとして、１つ前の制御角と大きな相
違を生じさせ、変圧器に偏磁現象を発生させてしまう。
そこでこの発明は、前記電流フィルタの時定数を、過電
流発生時は短い値で、且つ過電流終了時は長い値となる
ような構成にして、急激に増大する過電流が発生した場
合に電圧調整信号ＡＶＲ* を低下させるためのサブサイ
クル信号ＳＣ* が出力している期間を短縮して、変圧器
に偏磁現象が生じるのを回避しようとするものである。
し、電流フィルタを介して過電流設定値との差分を演算
して電流調整信号ＡＣＲ* を得るのであるが、従来例回
路ではこの電流フィルタの時定数が比較的長い値であっ
た。それ故、過電流発生時にはサブサイクル信号ＳＣ*
もこの時定数に対応して長い期間発生し、このサブサイ
クル信号ＳＣ* が原因で、前述したように波形の崩れを
瞬間的に補正しようとして、１つ前の制御角と大きな相
違を生じさせ、変圧器に偏磁現象を発生させてしまう。
そこでこの発明は、前記電流フィルタの時定数を、過電
流発生時は短い値で、且つ過電流終了時は長い値となる
ような構成にして、急激に増大する過電流が発生した場
合に電圧調整信号ＡＶＲ* を低下させるためのサブサイ
クル信号ＳＣ* が出力している期間を短縮して、変圧器
に偏磁現象が生じるのを回避しようとするものである。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の実施例を表した回路図であっ
て、図５で既述の従来例回路と同様に本発明に必要な部
分のみの構成を表している。この図１の実施例回路に図
示の出力電圧設定器１２，電圧平均値検出器１３，比例
積分調節器１４，第２加算器１５，サブサイクルレベル
設定器２２，コンパレータ２３，サブサイクルフィルタ
２４，信号反転器２５，過電流設定器３２，電流平均値
検出器３３，及び第１加算器３４の名称・用途・機能は
図５で既述しているから、これらの説明は省略する。
て、図５で既述の従来例回路と同様に本発明に必要な部
分のみの構成を表している。この図１の実施例回路に図
示の出力電圧設定器１２，電圧平均値検出器１３，比例
積分調節器１４，第２加算器１５，サブサイクルレベル
設定器２２，コンパレータ２３，サブサイクルフィルタ
２４，信号反転器２５，過電流設定器３２，電流平均値
検出器３３，及び第１加算器３４の名称・用途・機能は
図５で既述しているから、これらの説明は省略する。
【００１３】本発明においては、電流平均値検出器３３
が出力する直流量の電流検出値を入力する第１加算器３
４の前段に設置する電流フィルタ４０は、図示のように
フィルタダイオード４１と第１抵抗４２との直列回路に
第２抵抗４３を並列に接続し、これとフィルタコンデン
サ４４とを組み合わせて構成する。ここで、第１抵抗４
２の抵抗値は小さな値Ｒ1 を選定し、第２抵抗４３の抵
抗値は大きな値Ｒ2 を選定する。即ちＲ1 ≪Ｒ2 とす
る。フィルタコンデンサ４４の静電容量をＣとすると、
過電流が発生して電流フィルタ４０を充電する際の時定
数は、Ｒ1 ・Ｃよりも小さな値となる（なぜならばＲ1
とＲ2 との並列回路で合成抵抗値が得られるから）。し
かしながら過電流が終息してこの電流フィルタ４０が放
電する場合は、フィルタダイオード４１が第１抵抗４２
を介しての放電を阻止するので、この時の時定数はＲ2
・Ｃとなり、充電時にくらべてはるかに大きな値とな
る。
が出力する直流量の電流検出値を入力する第１加算器３
４の前段に設置する電流フィルタ４０は、図示のように
フィルタダイオード４１と第１抵抗４２との直列回路に
第２抵抗４３を並列に接続し、これとフィルタコンデン
サ４４とを組み合わせて構成する。ここで、第１抵抗４
２の抵抗値は小さな値Ｒ1 を選定し、第２抵抗４３の抵
抗値は大きな値Ｒ2 を選定する。即ちＲ1 ≪Ｒ2 とす
る。フィルタコンデンサ４４の静電容量をＣとすると、
過電流が発生して電流フィルタ４０を充電する際の時定
数は、Ｒ1 ・Ｃよりも小さな値となる（なぜならばＲ1
とＲ2 との並列回路で合成抵抗値が得られるから）。し
かしながら過電流が終息してこの電流フィルタ４０が放
電する場合は、フィルタダイオード４１が第１抵抗４２
を介しての放電を阻止するので、この時の時定数はＲ2
・Ｃとなり、充電時にくらべてはるかに大きな値とな
る。
【００１４】図２は図１に図示のサブサイクル信号ＳＣ
* を発生する回路の動作を表した動作波形図であって、
図２はコンパレータ２３へ入力するスタック電流とサ
ブサイクルレベル設定値の変化、図２はコンパレータ
２３の出力信号の変化、図２は第２加算器１５へ入力
するサブサイクル信号ＳＣ* の変化をそれぞれが表して
いる。
* を発生する回路の動作を表した動作波形図であって、
図２はコンパレータ２３へ入力するスタック電流とサ
ブサイクルレベル設定値の変化、図２はコンパレータ
２３の出力信号の変化、図２は第２加算器１５へ入力
するサブサイクル信号ＳＣ* の変化をそれぞれが表して
いる。
【００１５】図３は図１に図示の第２加算器１５へ入出
力する信号の変化を表した動作波形図であって、図３
は第２加算器１５へ入力する電流調整信号ＡＣＲ* の変
化、図３は第２加算器１５へ入力するサブサイクル信
号ＳＣ* の変化、図３は第２加算器１５から出力する
補正後電圧調整信号ＡＶＲ**の変化をそれぞれが表して
いる。
力する信号の変化を表した動作波形図であって、図３
は第２加算器１５へ入力する電流調整信号ＡＣＲ* の変
化、図３は第２加算器１５へ入力するサブサイクル信
号ＳＣ* の変化、図３は第２加算器１５から出力する
補正後電圧調整信号ＡＶＲ**の変化をそれぞれが表して
いる。
【００１６】この図３に図示のように、期間Ｙは電流フ
ィルタ４０の充電時定数に対応しており、期間Ｚは電流
フィルタ４０の放電時定数に対応している。従来例回路
では充電時定数が長くてその期間は放電時の期間Ｚと同
じであったから、サブサイクル信号ＳＣ* に影響される
期間が長かったが、本発明ではその期間がＹに短縮され
ている。尚、図３の時間軸は図２の場合よりも短縮され
ているが、図３と図２とは同じ波形である。
ィルタ４０の充電時定数に対応しており、期間Ｚは電流
フィルタ４０の放電時定数に対応している。従来例回路
では充電時定数が長くてその期間は放電時の期間Ｚと同
じであったから、サブサイクル信号ＳＣ* に影響される
期間が長かったが、本発明ではその期間がＹに短縮され
ている。尚、図３の時間軸は図２の場合よりも短縮され
ているが、図３と図２とは同じ波形である。
【００１７】
【発明の効果】瞬時値制御ＰＷＭインバータは高性能の
波形制御を行っており、負荷短絡などにより急激に増加
する過電流が流れた場合は、保護ヒューズが溶断したり
遮断器が開路するまでの期間は、このインバータの出力
電圧を低下させて過電流が増大するのを抑制している。
ところで出力電圧の低下には、電流調整信号とサブサイ
クル信号とを電圧調整信号を減少させる極性で加算する
のであるが、従来例回路ではサブサイクル信号が長い期
間与えられて変圧器に偏磁現象を発生させるなどの不具
合があったが、本発明では過電流発生時のフィルタの充
電時定数と、過電流終息時のフィルタの放電時定数とを
変化できる構成にして、前者即ち過電流発生時のフィル
タの充電時定数を後者に比べてはるかに短く設定するこ
とにより、サブサイクル信号で変圧器に生じる偏磁現象
を回避できる効果が得られる。
波形制御を行っており、負荷短絡などにより急激に増加
する過電流が流れた場合は、保護ヒューズが溶断したり
遮断器が開路するまでの期間は、このインバータの出力
電圧を低下させて過電流が増大するのを抑制している。
ところで出力電圧の低下には、電流調整信号とサブサイ
クル信号とを電圧調整信号を減少させる極性で加算する
のであるが、従来例回路ではサブサイクル信号が長い期
間与えられて変圧器に偏磁現象を発生させるなどの不具
合があったが、本発明では過電流発生時のフィルタの充
電時定数と、過電流終息時のフィルタの放電時定数とを
変化できる構成にして、前者即ち過電流発生時のフィル
タの充電時定数を後者に比べてはるかに短く設定するこ
とにより、サブサイクル信号で変圧器に生じる偏磁現象
を回避できる効果が得られる。
【図１】本発明の実施例を表した回路図
【図２】図１に図示のサブサイクル信号ＳＣ* を発生す
る回路の動作を表した動作波形図
る回路の動作を表した動作波形図
【図３】図１に図示の第２加算器１５へ入出力する信号
の変化を表した動作波形図
の変化を表した動作波形図
【図４】瞬時値制御パルス幅変調インバータの一般的な
主回路を示した回路図
主回路を示した回路図
【図５】図４に図示しているインバータ制御回路６のう
ちで過電流保護回路部分の従来例を示した回路図
ちで過電流保護回路部分の従来例を示した回路図
２ 直流電源 ３ 瞬時値制御ＰＷＭインバータ ４ 変圧器 ５ 負荷 ６ インバータ制御回路 １２ 出力電圧設定器 １３ 電圧平均値検出器 １４ 比例積分調節器 １５ 第２加算器 ２２ サブサイクルレベル設定器 ２３ コンパレータ ２４ サブサイクルフィルタ ２５ 信号反転器 ３２ 過電流設定器 ３３ 電流平均値検出器 ３４ 第１加算器 ３５，４０ 電流フィルタ ４１ フィルタダイオード ４２ 第１抵抗 ４３ 第２抵抗 ４４ フィルタコンデンサ ＡＣＲ* 電流調整信号 ＡＶＲ* 電圧調整信号 ＡＶＲ** 補正後の電圧調整信号 ＳＣ* サブサイクル信号
Claims (2)
- 【請求項１】瞬時値制御パルス幅変調インバータの出力
電圧を指令する直流量の出力電圧指令値とこのインバー
タから検出する直流量の出力電圧検出値との偏差を入力
して、この入力偏差を零にする制御信号を出力する比例
積分調節手段と、このインバータから検出する直流量の
出力電流検出値と別途に設定する直流量の過電流設定値
との差を演算する第１加算手段と、このインバータを構
成している半導体スタックから検出する交流量のスタッ
ク電流検出値と別途に設定する直流量のサブサイクル設
定値とを比較するコンパレータと、前記比例積分調節手
段の出力を低下させる極性でこの比例積分調節手段の出
力に前記第１加算手段の出力と前記コンパレータの出力
とを加算する第２加算手段とを備え、この第２加算手段
の出力で前記インバータの出力電圧を制御する構成の瞬
時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路にお
いて、 前記インバータから検出する直流量の出力電流検出値を
前記第１加算手段へ入力する前段に、充電時の時定数は
小さな値で放電時の時定数は大きな値を呈するフィルタ
を備えることを特徴とする瞬時値制御パルス幅変調イン
バータの過電流保護回路。 - 【請求項２】請求項１に記載の瞬時値制御パルス幅変調
インバータの過電流保護回路において、 前記フィルタは、小さな抵抗値の第１抵抗とダイオード
との直列回路に大きな抵抗値の第２抵抗を並列に接続
し、この並列接続回路にコンデンサを直列接続して構成
することを特徴とする瞬時値制御パルス幅変調インバー
タの過電流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5017130A JPH06233547A (ja) | 1993-02-04 | 1993-02-04 | 瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5017130A JPH06233547A (ja) | 1993-02-04 | 1993-02-04 | 瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06233547A true JPH06233547A (ja) | 1994-08-19 |
Family
ID=11935457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5017130A Pending JPH06233547A (ja) | 1993-02-04 | 1993-02-04 | 瞬時値制御パルス幅変調インバータの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06233547A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100364226C (zh) * | 2004-09-29 | 2008-01-23 | 株式会社电装 | 用于半导体装置的控制器 |
| JP2009159745A (ja) * | 2007-12-27 | 2009-07-16 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電流検出回路 |
-
1993
- 1993-02-04 JP JP5017130A patent/JPH06233547A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100364226C (zh) * | 2004-09-29 | 2008-01-23 | 株式会社电装 | 用于半导体装置的控制器 |
| JP2009159745A (ja) * | 2007-12-27 | 2009-07-16 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電流検出回路 |
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