JPH06245530A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH06245530A JPH06245530A JP5033771A JP3377193A JPH06245530A JP H06245530 A JPH06245530 A JP H06245530A JP 5033771 A JP5033771 A JP 5033771A JP 3377193 A JP3377193 A JP 3377193A JP H06245530 A JPH06245530 A JP H06245530A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 61
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims 1
- 230000002040 relaxant effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 31
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/425—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a high frequency AC output voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】入力力率が高く、入力電流の歪みが少なく、且
つ、電源投入時の突入電流を緩和するためのスイッチン
グ素子の制御が容易な電源装置を提供する。 【構成】交流電源Ｖｓからの交流入力電圧を全波整流す
る全波整流器ＤＢの出力に接続されてＬＣ共振系を含む
負荷回路を備えるインバータに直流電力を供給するため
のコンデンサＣ１と、インバータの電力回生時にコンデ
ンサＣ１に充電電流を流すための充電用ダイオードＤ５
と、コンデンサＣ１からインバータに直流電力を供給す
るための放電用ダイオードＤ４と、インバータの負荷回
路の一部を全波整流器ＤＢの出力に接続するためのイン
ピーダンス素子Ｚとを備え、交流電源Ｖｓから全波整流
器ＤＢとインバータのスイッチング素子Ｑ１又はＱ２を
介して、コンデンサＣ１を充電するループ上にインダク
タンス成分を有する。
つ、電源投入時の突入電流を緩和するためのスイッチン
グ素子の制御が容易な電源装置を提供する。 【構成】交流電源Ｖｓからの交流入力電圧を全波整流す
る全波整流器ＤＢの出力に接続されてＬＣ共振系を含む
負荷回路を備えるインバータに直流電力を供給するため
のコンデンサＣ１と、インバータの電力回生時にコンデ
ンサＣ１に充電電流を流すための充電用ダイオードＤ５
と、コンデンサＣ１からインバータに直流電力を供給す
るための放電用ダイオードＤ４と、インバータの負荷回
路の一部を全波整流器ＤＢの出力に接続するためのイン
ピーダンス素子Ｚとを備え、交流電源Ｖｓから全波整流
器ＤＢとインバータのスイッチング素子Ｑ１又はＱ２を
介して、コンデンサＣ１を充電するループ上にインダク
タンス成分を有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源からの交流入
力電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ
により高周波に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。
力電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ
により高周波に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図１８は、特願平３−２１１１８６号に
開示された電源装置であり、電源投入時の突入電流を防
止するように構成されている。この回路では、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンしたとき、図中、点線で示すループ
でコンデンサＣ１が充電される。したがって、電源投入
直後に、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを適切に制
御することで電源投入時の突入電流は緩和される。
開示された電源装置であり、電源投入時の突入電流を防
止するように構成されている。この回路では、スイッチ
ング素子Ｑ１がオンしたとき、図中、点線で示すループ
でコンデンサＣ１が充電される。したがって、電源投入
直後に、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを適切に制
御することで電源投入時の突入電流は緩和される。
【０００３】図１９は、同じく特願平３−２１１１８６
号に開示された電源装置であり、全波整流器ＤＢの出力
の正極側と、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ４の接続
点の間にインダクタＬ２を挿入したものである。これに
より、全波整流器ＤＢ、インダクタＬ２、ダイオードＤ
３、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ５、コンデン
サＣ１、全波整流器ＤＢを通るループで降圧チョッパー
回路を構成し、図１８の従来例と比べて、突入電流防止
のためのスイッチング素子Ｑ１の制御を容易にしてい
る。
号に開示された電源装置であり、全波整流器ＤＢの出力
の正極側と、ダイオードＤ３及びコンデンサＣ４の接続
点の間にインダクタＬ２を挿入したものである。これに
より、全波整流器ＤＢ、インダクタＬ２、ダイオードＤ
３、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ５、コンデン
サＣ１、全波整流器ＤＢを通るループで降圧チョッパー
回路を構成し、図１８の従来例と比べて、突入電流防止
のためのスイッチング素子Ｑ１の制御を容易にしてい
る。
【０００４】図１８及び図１９に示した回路は、電源投
入時から充分に時間が経過した定常状態では、全波整流
器ＤＢ、コンデンサＣ４、コンデンサＣ３、インダクタ
Ｌ１、スイッチング素子Ｑ２、全波整流器ＤＢのループ
で入力電流が流れるので、入力力率が高く、入力電流の
歪みが少ないという特徴がある。
入時から充分に時間が経過した定常状態では、全波整流
器ＤＢ、コンデンサＣ４、コンデンサＣ３、インダクタ
Ｌ１、スイッチング素子Ｑ２、全波整流器ＤＢのループ
で入力電流が流れるので、入力力率が高く、入力電流の
歪みが少ないという特徴がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図１８の従来例は、図
１に示す基本回路で表すことができる。図１８のコンデ
ンサＣ４は、図１の基本回路図では一般化されてインピ
ーダンスＺとして表されている。また、図１８のインダ
クタＬ１とコンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｕは、図１
の基本回路図では、ＬＣ共振回路と負荷として表されて
いる。図１の実線で示すループにより、チョッパー動作
を行うことにより、商用電源Ｖｓからの入力力率を高く
することができると共に、入力電流の歪みを低減するこ
とができる。また、図１の点線で示すループは、電源投
入時におけるコンデンサＣ１の充電ループであり、この
ループに挿入されたスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ
を適切に制御することによって突入電流は緩和される。
しかしながら、この点線で示すループのインピーダンス
は小さく、突入電流を十分低く抑えるには、スイッチン
グ素子Ｑ１の導通を商用電源電圧のゼロクロス点付近か
ら開始させたり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を非
常に短くする等の複雑な制御が必要となる。
１に示す基本回路で表すことができる。図１８のコンデ
ンサＣ４は、図１の基本回路図では一般化されてインピ
ーダンスＺとして表されている。また、図１８のインダ
クタＬ１とコンデンサＣ２，Ｃ３及び放電灯Ｕは、図１
の基本回路図では、ＬＣ共振回路と負荷として表されて
いる。図１の実線で示すループにより、チョッパー動作
を行うことにより、商用電源Ｖｓからの入力力率を高く
することができると共に、入力電流の歪みを低減するこ
とができる。また、図１の点線で示すループは、電源投
入時におけるコンデンサＣ１の充電ループであり、この
ループに挿入されたスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ
を適切に制御することによって突入電流は緩和される。
しかしながら、この点線で示すループのインピーダンス
は小さく、突入電流を十分低く抑えるには、スイッチン
グ素子Ｑ１の導通を商用電源電圧のゼロクロス点付近か
ら開始させたり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を非
常に短くする等の複雑な制御が必要となる。
【０００６】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、入力力率が高
く、入力電流の歪みが少なく、且つ、電源投入時の突入
電流を緩和するためのスイッチング素子の制御が容易な
電源装置の回路構成を提供することにある。
ものであり、その目的とするところは、入力力率が高
く、入力電流の歪みが少なく、且つ、電源投入時の突入
電流を緩和するためのスイッチング素子の制御が容易な
電源装置の回路構成を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、交流電源Ｖｓと、この交流電源からの交流入力電圧
を全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出
力に接続されてＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるイン
バータと、インバータに直流電力を供給するためのコン
デンサＣ１と、インバータの電力回生時に前記コンデン
サＣ１に充電電流を流すための充電用ダイオードＤ５
と、前記コンデンサＣ１からインバータに直流電力を供
給するための放電用ダイオードＤ４と、インバータの負
荷回路の一部を前記全波整流器ＤＢの出力に接続するた
めのインピーダンス素子Ｚと、交流電源Ｖｓから全波整
流器ＤＢとインバータのスイッチング素子の一つ（Ｑ１
又はＱ２）を介して、コンデンサＣ１を充電するループ
上にインダクタンス成分を有することを特徴とするもの
である。
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、交流電源Ｖｓと、この交流電源からの交流入力電圧
を全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出
力に接続されてＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるイン
バータと、インバータに直流電力を供給するためのコン
デンサＣ１と、インバータの電力回生時に前記コンデン
サＣ１に充電電流を流すための充電用ダイオードＤ５
と、前記コンデンサＣ１からインバータに直流電力を供
給するための放電用ダイオードＤ４と、インバータの負
荷回路の一部を前記全波整流器ＤＢの出力に接続するた
めのインピーダンス素子Ｚと、交流電源Ｖｓから全波整
流器ＤＢとインバータのスイッチング素子の一つ（Ｑ１
又はＱ２）を介して、コンデンサＣ１を充電するループ
上にインダクタンス成分を有することを特徴とするもの
である。
【０００８】例えば、図２の実施例では、交流電源Ｖｓ
と全波整流器ＤＢの間の交流側にインダクタＬ２を直列
に挿入している。また、図３の実施例では、全波整流器
ＤＢの正出力端とダイオードＤ３の間にインダクタＬ２
を直列に挿入している。図４の実施例では、全波整流器
ＤＢの負出力端とスイッチング素子Ｑ２の間にインダク
タＬ２を直列に挿入している。その他の構成について
は、実施例において詳述する。
と全波整流器ＤＢの間の交流側にインダクタＬ２を直列
に挿入している。また、図３の実施例では、全波整流器
ＤＢの正出力端とダイオードＤ３の間にインダクタＬ２
を直列に挿入している。図４の実施例では、全波整流器
ＤＢの負出力端とスイッチング素子Ｑ２の間にインダク
タＬ２を直列に挿入している。その他の構成について
は、実施例において詳述する。
【０００９】
【作用】本発明によれば、図１における点線で示したコ
ンデンサＣ１の充電ループ上のどこかに、つまり、交流
電源Ｖｓを通るループ、点Ｂ又はＣ−Ｄ間又はＥ−Ｆ−
Ｇ間又はＧ−Ｈ間のいずれかにインダクタンス成分を挿
入することで降圧チョッパーを構成しており、これによ
り、電源投入時の突入電流緩和のためのスイッチング素
子Ｑ１の制御を容易にすることができるものである。
ンデンサＣ１の充電ループ上のどこかに、つまり、交流
電源Ｖｓを通るループ、点Ｂ又はＣ−Ｄ間又はＥ−Ｆ−
Ｇ間又はＧ−Ｈ間のいずれかにインダクタンス成分を挿
入することで降圧チョッパーを構成しており、これによ
り、電源投入時の突入電流緩和のためのスイッチング素
子Ｑ１の制御を容易にすることができるものである。
【００１０】
【実施例】図２は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例では、インダクタＬ２を交流電源Ｖｓと全波整
流器ＤＢの間の交流ループ上に設けた。図中、実線で示
したように、スイッチング素子Ｑ１のオン時のコンデン
サＣ１の充電ループは、降圧チョッパーを構成するの
で、スイッチング素子Ｑ１の制御は特に工夫を必要とせ
ず、高周波でオン・オフするのみでよい。
本実施例では、インダクタＬ２を交流電源Ｖｓと全波整
流器ＤＢの間の交流ループ上に設けた。図中、実線で示
したように、スイッチング素子Ｑ１のオン時のコンデン
サＣ１の充電ループは、降圧チョッパーを構成するの
で、スイッチング素子Ｑ１の制御は特に工夫を必要とせ
ず、高周波でオン・オフするのみでよい。
【００１１】図３は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ２をダイオードＤ３に
直列に挿入することにより、降圧チョッパーを構成して
いる。この場合、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ１と
並列にコンデンサＣ５を接続すると良い。なぜなら、ス
イッチング素子Ｑ１のオフ時に、インダクタＬ２のエネ
ルギーは、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５へ放
出され、動作が安定するからである。本実施例において
も、第１実施例と同様の効果が得られる。
る。本実施例では、インダクタＬ２をダイオードＤ３に
直列に挿入することにより、降圧チョッパーを構成して
いる。この場合、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ１と
並列にコンデンサＣ５を接続すると良い。なぜなら、ス
イッチング素子Ｑ１のオフ時に、インダクタＬ２のエネ
ルギーは、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５へ放
出され、動作が安定するからである。本実施例において
も、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００１２】図４は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ２を全波整流器ＤＢの
負出力端とスイッチング素子Ｑ２の間に挿入した。これ
により、降圧チョッパーが構成され、スイッチング素子
Ｑ１の制御が容易になるのは上述の実施例と同様であ
る。第１及び第２実施例と図１９の従来例では、商用周
期の一部の期間で負荷電流Ｉａが上下非対称になり、歪
みが観測されるが、この第３実施例ではこのような問題
は発生しない。負荷電流Ｉａが上下非対称になると、ノ
イズが発生すると共に、放電灯負荷では発光効率の低下
を招くという問題がある。ここで、図１９の従来例の回
路において、負荷電流が上下非対称となる理由を説明す
る。定常状態でコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが商用電源
Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎのピーク値にほぼ等しいと仮
定すると、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ２が
オンのとき、商用電源Ｖｓからの入力電流ｉは実線のル
ープで示すように、全波整流器ＤＢから、インダクタＬ
２、コンデンサＣ４、コンデンサＣ３、インダクタＬ
１、スイッチング素子Ｑ２を経て、全波整流器ＤＢに戻
る経路で流れる。このとき、インバータ電流は点線のル
ープで示すように、コンデンサＣ３から、インダクタＬ
１、スイッチング素子Ｑ２、放電灯ＵとコンデンサＣ２
を経て、コンデンサＣ３に戻る経路で流れる。次に、ス
イッチング素子Ｑ１とＱ２が共にオフであるときには、
図６に示すように、商用電源Ｖｓからの入力電流ｉは実
線のループで示すように、全波整流器ＤＢから、インダ
クタＬ２、コンデンサＣ４、放電灯ＵとコンデンサＣ２
を経て、全波整流器ＤＢに戻る経路で流れる。このと
き、インバータ電流は点線でループで示すように、イン
ダクタＬ１から、ダイオードＤ５、コンデンサＣ１、放
電灯ＵとコンデンサＣ２、コンデンサＣ３を経て、イン
ダクタＬ１に戻る経路で流れる。図６の動作において、
インダクタＬ２に蓄えられたエネルギーを放出するため
に、放電灯Ｕへ電流が流れるが、これがインバータ電流
による放電灯Ｕへの電流を打ち消す働きをする。即ち、
この向きのランプ電流は小さくなり、上下非対称な波形
となる。
る。本実施例では、インダクタＬ２を全波整流器ＤＢの
負出力端とスイッチング素子Ｑ２の間に挿入した。これ
により、降圧チョッパーが構成され、スイッチング素子
Ｑ１の制御が容易になるのは上述の実施例と同様であ
る。第１及び第２実施例と図１９の従来例では、商用周
期の一部の期間で負荷電流Ｉａが上下非対称になり、歪
みが観測されるが、この第３実施例ではこのような問題
は発生しない。負荷電流Ｉａが上下非対称になると、ノ
イズが発生すると共に、放電灯負荷では発光効率の低下
を招くという問題がある。ここで、図１９の従来例の回
路において、負荷電流が上下非対称となる理由を説明す
る。定常状態でコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが商用電源
Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎのピーク値にほぼ等しいと仮
定すると、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ２が
オンのとき、商用電源Ｖｓからの入力電流ｉは実線のル
ープで示すように、全波整流器ＤＢから、インダクタＬ
２、コンデンサＣ４、コンデンサＣ３、インダクタＬ
１、スイッチング素子Ｑ２を経て、全波整流器ＤＢに戻
る経路で流れる。このとき、インバータ電流は点線のル
ープで示すように、コンデンサＣ３から、インダクタＬ
１、スイッチング素子Ｑ２、放電灯ＵとコンデンサＣ２
を経て、コンデンサＣ３に戻る経路で流れる。次に、ス
イッチング素子Ｑ１とＱ２が共にオフであるときには、
図６に示すように、商用電源Ｖｓからの入力電流ｉは実
線のループで示すように、全波整流器ＤＢから、インダ
クタＬ２、コンデンサＣ４、放電灯ＵとコンデンサＣ２
を経て、全波整流器ＤＢに戻る経路で流れる。このと
き、インバータ電流は点線でループで示すように、イン
ダクタＬ１から、ダイオードＤ５、コンデンサＣ１、放
電灯ＵとコンデンサＣ２、コンデンサＣ３を経て、イン
ダクタＬ１に戻る経路で流れる。図６の動作において、
インダクタＬ２に蓄えられたエネルギーを放出するため
に、放電灯Ｕへ電流が流れるが、これがインバータ電流
による放電灯Ｕへの電流を打ち消す働きをする。即ち、
この向きのランプ電流は小さくなり、上下非対称な波形
となる。
【００１３】図２の第１実施例でも上記と全く同様の理
由で、また、図３の第２実施例では理由は不明である
が、負荷電流Ｉａが上下非対称な波形となる。図７は第
３実施例の負荷電流波形であり、図８は図１９の従来例
の負荷電流波形である。図７及び図８において、（ａ）
は商用周期における負荷電流波形の包絡線を示してい
る。また、（ｂ）はＶｉｎ≒０Ｖでの負荷電流波形の拡
大図であり、（ｃ）はＶｉｎ≒ピーク値での負荷電流波
形の拡大図である。
由で、また、図３の第２実施例では理由は不明である
が、負荷電流Ｉａが上下非対称な波形となる。図７は第
３実施例の負荷電流波形であり、図８は図１９の従来例
の負荷電流波形である。図７及び図８において、（ａ）
は商用周期における負荷電流波形の包絡線を示してい
る。また、（ｂ）はＶｉｎ≒０Ｖでの負荷電流波形の拡
大図であり、（ｃ）はＶｉｎ≒ピーク値での負荷電流波
形の拡大図である。
【００１４】図９は本発明の第４実施例の回路図であ
る。本実施例は、図４に示す第３実施例において、イン
ダクタＬ１を省略したものであり、インダクタＬ２は突
入電流防止用の降圧チョッパーのインダクタとインバー
タ用の振動要素としてのインダクタを兼ねることにな
る。この構成では、インダクタが１つ減るので、他の実
施例に比べて回路構成が簡単で、装置が小型になり、安
価になるという長所がある。効果については、図４に示
す第３実施例と同様である。
る。本実施例は、図４に示す第３実施例において、イン
ダクタＬ１を省略したものであり、インダクタＬ２は突
入電流防止用の降圧チョッパーのインダクタとインバー
タ用の振動要素としてのインダクタを兼ねることにな
る。この構成では、インダクタが１つ減るので、他の実
施例に比べて回路構成が簡単で、装置が小型になり、安
価になるという長所がある。効果については、図４に示
す第３実施例と同様である。
【００１５】図１０は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例の回路構成は、図４に示す第３実施例と同
じであるが、インダクタＬ１をインダクタンス値の小さ
いインダクタＬ３とした。この場合、図９に示す第４実
施例と同様に、インダクタＬ２がインバータ用の振動要
素としてのインダクタの働きの主たる要素となる。図１
０において、インダクタＬ３が無いと、コンデンサＣ
３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ３、スイッチング素
子Ｑ１から成る点線のループはコンデンサ成分のみから
成り、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときにコンデ
ンサＣ３とコンデンサＣ４の電位差を無くすために急峻
な電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１のストレスの原因
となる場合がある。従って、この点線のループ上のどこ
かに小さなインダクタＬ３を挿入すれば、この問題は無
くなる。ここでのインダクタＬ３はスイッチング素子Ｑ
１に流れる急峻な電流を緩和するために用いるので、イ
ンダクタＬ１に比べて小さなインダクタンス値のもので
よく、形状も小型のものとなる。
る。本実施例の回路構成は、図４に示す第３実施例と同
じであるが、インダクタＬ１をインダクタンス値の小さ
いインダクタＬ３とした。この場合、図９に示す第４実
施例と同様に、インダクタＬ２がインバータ用の振動要
素としてのインダクタの働きの主たる要素となる。図１
０において、インダクタＬ３が無いと、コンデンサＣ
３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ３、スイッチング素
子Ｑ１から成る点線のループはコンデンサ成分のみから
成り、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときにコンデ
ンサＣ３とコンデンサＣ４の電位差を無くすために急峻
な電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１のストレスの原因
となる場合がある。従って、この点線のループ上のどこ
かに小さなインダクタＬ３を挿入すれば、この問題は無
くなる。ここでのインダクタＬ３はスイッチング素子Ｑ
１に流れる急峻な電流を緩和するために用いるので、イ
ンダクタＬ１に比べて小さなインダクタンス値のもので
よく、形状も小型のものとなる。
【００１６】図１１は本発明の第６実施例の回路図であ
る。本実施例は、図４に示す第３実施例において、全波
整流器ＤＢの出力端に対するコンデンサＣ１、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３等の接続関係を上下入れ換えた
ものであり、スイッチング素子Ｑ２が降圧チョッパー用
スイッチとなる。本実施例の効果は、図４に示す第３実
施例と同じである。
る。本実施例は、図４に示す第３実施例において、全波
整流器ＤＢの出力端に対するコンデンサＣ１、インダク
タＬ２、ダイオードＤ３等の接続関係を上下入れ換えた
ものであり、スイッチング素子Ｑ２が降圧チョッパー用
スイッチとなる。本実施例の効果は、図４に示す第３実
施例と同じである。
【００１７】図１２は本発明の第７実施例の回路図であ
る。本実施例は、図４に示す第３実施例において、コン
デンサＣ４の接続位置を変更したものである。この実施
例では、コンデンサＣ４の一端は全波整流器ＤＢの正出
力端に接続され、コンデンサＣ４の他端は、コンデンサ
Ｃ３とインダクタＬ１の接続点に接続されている。本実
施例の回路動作及び効果については、図４に示す第３実
施例とほとんど同じである。
る。本実施例は、図４に示す第３実施例において、コン
デンサＣ４の接続位置を変更したものである。この実施
例では、コンデンサＣ４の一端は全波整流器ＤＢの正出
力端に接続され、コンデンサＣ４の他端は、コンデンサ
Ｃ３とインダクタＬ１の接続点に接続されている。本実
施例の回路動作及び効果については、図４に示す第３実
施例とほとんど同じである。
【００１８】図１３は本発明の第８実施例の回路図であ
る。本実施例では、図４に示す第３実施例において、コ
ンデンサＣ４に直列にインダクタＬ４を挿入したもので
ある。この実施例では、インダクタＬ１は完全に省略す
ることができる。なぜなら、インダクタＬ４が図１０に
示す第５実施例におけるインダクタＬ３の役割を果たす
からである。本実施例の回路動作及び効果については、
図４に示す第３実施例とほとんど同じである。
る。本実施例では、図４に示す第３実施例において、コ
ンデンサＣ４に直列にインダクタＬ４を挿入したもので
ある。この実施例では、インダクタＬ１は完全に省略す
ることができる。なぜなら、インダクタＬ４が図１０に
示す第５実施例におけるインダクタＬ３の役割を果たす
からである。本実施例の回路動作及び効果については、
図４に示す第３実施例とほとんど同じである。
【００１９】図１４は本発明の第９実施例の回路図であ
る。本実施例では、図４に示す第３実施例において、コ
ンデンサＣ４の一端を交流電源Ｖｓと接続したものであ
る。この実施例では、全波整流器ＤＢの出力端に接続さ
れていたダイオードＤ３を省略することができる。本実
施例の回路動作及び効果については、図４に示す第３実
施例とほとんど同じである。
る。本実施例では、図４に示す第３実施例において、コ
ンデンサＣ４の一端を交流電源Ｖｓと接続したものであ
る。この実施例では、全波整流器ＤＢの出力端に接続さ
れていたダイオードＤ３を省略することができる。本実
施例の回路動作及び効果については、図４に示す第３実
施例とほとんど同じである。
【００２０】図１５と図１６は本発明の第１０実施例及
び第１１実施例の回路図であり、インダクタＬ２をダイ
オードＤ５とコンデンサＣ１の直列回路中に挿入したも
のである。この場合にも、他の実施例と同様の効果が得
られる。図１６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオ
ードＤ４，Ｄ５、インダクタＬ２及びコンデンサＣ１か
ら成る部分の構成は、特開昭５９−２２００８１号に開
示された図１７の回路と類似するが、本発明では、イン
バータ部その他の構成が異なり、特にコンデンサＣ４が
付加された点が大きく異なる。コンデンサＣ４は入力電
流をインバータの一部へ流す作用があり、これによって
インバータの回生電流によりコンデンサＣ１が充電され
る。このため、定常状態におけるコンデンサＣ１の電圧
は商用電源Ｖｓのピーク電圧と同程度まで昇圧される。
従って、全波整流器ＤＢからスイッチング素子Ｑ１、イ
ンダクタＬ２を介する経路でコンデンサＣ１が充電され
ることは殆どなくなる。これに対し、前記公報に開示さ
れた図１７の回路においては、コンデンサＣ１は部分平
滑となり、常にインダクタを介するコンデンサＣ１の充
電期間が存在する。この意味で、本発明におけるインダ
クタＬ２は電源投入後、コンデンサＣ１を或る程度充電
するまでは降圧チョッパー用のインダクタとして作用
し、コンデンサＣ１の充電後は、コンデンサＣ１の充電
用としての作用は殆ど無くなるという点で、前記公報に
開示された図１７の回路とは異なっている。
び第１１実施例の回路図であり、インダクタＬ２をダイ
オードＤ５とコンデンサＣ１の直列回路中に挿入したも
のである。この場合にも、他の実施例と同様の効果が得
られる。図１６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオ
ードＤ４，Ｄ５、インダクタＬ２及びコンデンサＣ１か
ら成る部分の構成は、特開昭５９−２２００８１号に開
示された図１７の回路と類似するが、本発明では、イン
バータ部その他の構成が異なり、特にコンデンサＣ４が
付加された点が大きく異なる。コンデンサＣ４は入力電
流をインバータの一部へ流す作用があり、これによって
インバータの回生電流によりコンデンサＣ１が充電され
る。このため、定常状態におけるコンデンサＣ１の電圧
は商用電源Ｖｓのピーク電圧と同程度まで昇圧される。
従って、全波整流器ＤＢからスイッチング素子Ｑ１、イ
ンダクタＬ２を介する経路でコンデンサＣ１が充電され
ることは殆どなくなる。これに対し、前記公報に開示さ
れた図１７の回路においては、コンデンサＣ１は部分平
滑となり、常にインダクタを介するコンデンサＣ１の充
電期間が存在する。この意味で、本発明におけるインダ
クタＬ２は電源投入後、コンデンサＣ１を或る程度充電
するまでは降圧チョッパー用のインダクタとして作用
し、コンデンサＣ１の充電後は、コンデンサＣ１の充電
用としての作用は殆ど無くなるという点で、前記公報に
開示された図１７の回路とは異なっている。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、インバータの電源とな
るコンデンサの充電ループ上のどこかかにインダクタを
挿入することで、電源投入時の突入電流を抑制するため
のスイッチング素子を含む降圧チョッパーを構成してい
るので、電源投入時の突入電流を抑制するためのスイッ
チング素子の制御が容易になるという効果がある。特
に、インダクタの挿入する位置を適切に選べば、負荷電
流の上下非対称の問題も発生せず、ノイズが少なく、出
力効率の良い電源装置が得られるという効果がある。
るコンデンサの充電ループ上のどこかかにインダクタを
挿入することで、電源投入時の突入電流を抑制するため
のスイッチング素子を含む降圧チョッパーを構成してい
るので、電源投入時の突入電流を抑制するためのスイッ
チング素子の制御が容易になるという効果がある。特
に、インダクタの挿入する位置を適切に選べば、負荷電
流の上下非対称の問題も発生せず、ノイズが少なく、出
力効率の良い電源装置が得られるという効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の回路図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。
【図５】従来例の第１の動作を示す回路図である。
【図６】従来例の第２の動作を示す回路図である。
【図７】従来例の負荷電流を示す波形図である。
【図８】本発明の第３実施例の負荷電流を示す波形図で
ある。
ある。
【図９】本発明の第４実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第５実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第６実施例の回路図である。
【図１２】本発明の第７実施例の回路図である。
【図１３】本発明の第８実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第９実施例の回路図である。
【図１５】本発明の第１０実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第１１実施例の回路図である。
【図１７】従来例の回路図である。
【図１８】他の従来例の回路図である。
【図１９】別の従来例の回路図である。
Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｚ インピーダンス Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２ スイッチング素子 Ｄ３ ダイオード Ｄ４ ダイオード Ｄ５ ダイオード Ｃ１ コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源と、この交流電源からの交流
入力電圧を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出
力に接続されてＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるイン
バータと、インバータに直流電力を供給するためのコン
デンサと、インバータの電力回生時に前記コンデンサに
充電電流を流すための充電用ダイオードと、前記コンデ
ンサからインバータに直流電力を供給するための放電用
ダイオードと、インバータの負荷回路の一部を前記全波
整流器の出力に接続するためのインピーダンス素子と、
交流電源から全波整流器とインバータのスイッチング素
子の一つを介して、コンデンサを充電するループ上にイ
ンダクタンス成分を有することを特徴とする電源装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5033771A JPH06245530A (ja) | 1993-02-23 | 1993-02-23 | 電源装置 |
| TW083100084A TW227079B (en) | 1993-02-23 | 1994-01-06 | Inverter device |
| US08/177,963 US5517403A (en) | 1993-02-23 | 1994-01-06 | Inverter device |
| CA002113031A CA2113031C (en) | 1993-02-23 | 1994-01-07 | Inverter device |
| DE4400436A DE4400436C2 (de) | 1993-02-23 | 1994-01-10 | Umrichter |
| KR94000483A KR970004502B1 (en) | 1993-02-23 | 1994-01-13 | Inverter device |
| CN94100879A CN1030634C (zh) | 1993-02-23 | 1994-01-21 | 变换器装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5033771A JPH06245530A (ja) | 1993-02-23 | 1993-02-23 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245530A true JPH06245530A (ja) | 1994-09-02 |
Family
ID=12395719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5033771A Pending JPH06245530A (ja) | 1993-02-23 | 1993-02-23 | 電源装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5517403A (ja) |
| JP (1) | JPH06245530A (ja) |
| KR (1) | KR970004502B1 (ja) |
| CN (1) | CN1030634C (ja) |
| CA (1) | CA2113031C (ja) |
| DE (1) | DE4400436C2 (ja) |
| TW (1) | TW227079B (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4430397A1 (de) * | 1994-08-26 | 1996-02-29 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen |
| US5578907A (en) * | 1994-09-19 | 1996-11-26 | Tao; Kuang Z. | Power supply circuit |
| DE19508468B4 (de) * | 1994-11-25 | 2006-05-24 | Matsushita Electric Works, Ltd., Kadoma | Stromversorgungseinrichtung |
| US5488269A (en) * | 1995-02-10 | 1996-01-30 | General Electric Company | Multi-resonant boost high power factor circuit |
| CN1040272C (zh) * | 1995-03-15 | 1998-10-14 | 松下电工株式会社 | 逆变装置 |
| GB2310964B (en) * | 1996-03-06 | 2000-06-28 | Tecninter Ireland Limited | An electronic ballast for a compact fluorescent lamp |
| TW408558B (en) * | 1996-12-25 | 2000-10-11 | Tec Corp | Power supply device and discharge lamp lighting apparatusv |
| US5994847A (en) * | 1997-01-31 | 1999-11-30 | Motorola Inc. | Electronic ballast with lamp current valley-fill power factor correction |
| US6404658B1 (en) | 1999-05-13 | 2002-06-11 | American Power Conversion | Method and apparatus for converting a DC voltage to an AC voltage |
| US6642706B2 (en) * | 2001-06-13 | 2003-11-04 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Detection of asymmetrical load in an AC circuit |
| ATE525895T1 (de) * | 2001-06-22 | 2011-10-15 | Lutron Electronics Co | Elektronisches vorschaltgerät |
| EP1274162A1 (en) * | 2001-07-04 | 2003-01-08 | Magnetek S.p.A. | Device and method for adaptive power factor correction |
| KR100654487B1 (ko) * | 2003-09-09 | 2006-12-05 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 컨버터 회로, 모터 구동 장치, 압축기, 공기 조화기,냉장고, 전기 세탁기, 송풍기, 전기 청소기 및 히트펌프급탕기 |
| ES2379293T3 (es) * | 2006-09-07 | 2012-04-24 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Excitador resonante con control de lado secundario de baja tensión para iluminación de LED de alta potencia |
| CN103647462B (zh) * | 2007-08-29 | 2017-04-26 | 三菱电机株式会社 | 交流直流变换装置、使用该交流直流变换装置的压缩机驱动装置和空调机 |
| EP2523205B1 (en) | 2011-05-12 | 2017-04-26 | ABB Schweiz AG | Circuit and method for interrupting a current flow in a DC current path |
| JP6798179B2 (ja) * | 2016-07-29 | 2020-12-09 | 富士電機株式会社 | ３レベルチョッパ装置 |
| JP7176914B2 (ja) * | 2018-09-28 | 2022-11-22 | 株式会社小松製作所 | 充電制御装置、作業機械及び充電制御方法 |
| CN110345973B (zh) * | 2019-07-25 | 2021-03-16 | 深圳市普颂电子有限公司 | 电涡流传感器及检测方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60134776A (ja) * | 1983-12-23 | 1985-07-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| JPS61227679A (ja) * | 1985-03-31 | 1986-10-09 | Toshiba Electric Equip Corp | 電源装置 |
| CA2056010C (en) * | 1990-11-27 | 1997-05-27 | Minoru Maehara | Inverter device for stable, high power-factor input current supply |
| JP3085703B2 (ja) * | 1990-11-27 | 2000-09-11 | 松下電工株式会社 | インバータ装置 |
| DE69118501T2 (de) * | 1990-12-25 | 1996-09-26 | Matsushita Electric Works Ltd | Wechselrichteranordnung |
| JP3252394B2 (ja) * | 1990-12-25 | 2002-02-04 | 松下電工株式会社 | インバータ装置 |
| JPH0556659A (ja) * | 1991-08-22 | 1993-03-05 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| US5408403A (en) * | 1992-08-25 | 1995-04-18 | General Electric Company | Power supply circuit with power factor correction |
| CA2104737C (en) * | 1992-08-26 | 1997-01-28 | Minoru Maehara | Inverter device |
-
1993
- 1993-02-23 JP JP5033771A patent/JPH06245530A/ja active Pending
-
1994
- 1994-01-06 TW TW083100084A patent/TW227079B/zh not_active IP Right Cessation
- 1994-01-06 US US08/177,963 patent/US5517403A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-07 CA CA002113031A patent/CA2113031C/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-10 DE DE4400436A patent/DE4400436C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-13 KR KR94000483A patent/KR970004502B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-21 CN CN94100879A patent/CN1030634C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| TW227079B (en) | 1994-07-21 |
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| DE4400436C2 (de) | 2002-11-28 |
| CN1092913A (zh) | 1994-09-28 |
| KR970004502B1 (en) | 1997-03-28 |
| CN1030634C (zh) | 1996-01-03 |
| CA2113031C (en) | 1998-06-23 |
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| US5517403A (en) | 1996-05-14 |
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