JPH06252702A - 判定帰還等化器 - Google Patents
判定帰還等化器Info
- Publication number
- JPH06252702A JPH06252702A JP3825093A JP3825093A JPH06252702A JP H06252702 A JPH06252702 A JP H06252702A JP 3825093 A JP3825093 A JP 3825093A JP 3825093 A JP3825093 A JP 3825093A JP H06252702 A JPH06252702 A JP H06252702A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- tap
- coefficient
- filter
- feedback equalizer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 26
- 238000013016 damping Methods 0.000 claims description 19
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 8
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路の簡略化を可能とする判定帰還等化器を
提供することにある。 【構成】 非巡回型フィルタに縦続接続されている２次
巡回型フィルタと、これの出力と非巡回型フィルタの出
力との和を前記符号間干渉分として送出する加算器１７
とを具備する。２次巡回型フィルタは、第１の帰還係数
が固定値を保持する第１の減衰係数と適応制御される可
変の第２の減衰係数の和であり、第２の帰還係数が第１
の減衰係数と第２の減衰係数との積の符号を逆転したも
のであり、かつ、第１のタップ出力に第１のタップ重み
を乗ずる回路の出力と第２のタップ出力に第２のタップ
重みを乗ずる回路の出力との和を出力し、第２のタップ
出力から第２のタップ出力を１シンボル時間遅延して得
られる第３のタップ出力に第１の減衰係数を乗じた結果
を減じて得られる信号に第１のタップ重みを乗じさらに
判定結果より得られる誤差信号を乗じた結果を第２の減
衰係数の制御信号とする。
提供することにある。 【構成】 非巡回型フィルタに縦続接続されている２次
巡回型フィルタと、これの出力と非巡回型フィルタの出
力との和を前記符号間干渉分として送出する加算器１７
とを具備する。２次巡回型フィルタは、第１の帰還係数
が固定値を保持する第１の減衰係数と適応制御される可
変の第２の減衰係数の和であり、第２の帰還係数が第１
の減衰係数と第２の減衰係数との積の符号を逆転したも
のであり、かつ、第１のタップ出力に第１のタップ重み
を乗ずる回路の出力と第２のタップ出力に第２のタップ
重みを乗ずる回路の出力との和を出力し、第２のタップ
出力から第２のタップ出力を１シンボル時間遅延して得
られる第３のタップ出力に第１の減衰係数を乗じた結果
を減じて得られる信号に第１のタップ重みを乗じさらに
判定結果より得られる誤差信号を乗じた結果を第２の減
衰係数の制御信号とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、加入者線などを用いた
ベースバンドディジタル伝送方式で伝送路歪を除去する
ための判定帰還等化器に関する。
ベースバンドディジタル伝送方式で伝送路歪を除去する
ための判定帰還等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ベースバンドディジタル伝送方式では、
図６に示すように、送信器１からパルス波形が送出さ
れ、伝送用の線路３（例えばメタリックケーブル）を通
し、受信器２にそのパルス波形が到達する。ここで伝送
される信号はベースバンド信号であり、低周波数成分を
有する伝送符号が用いられる場合がある。メタリックケ
ーブルを用いる時には通常、保安上の絶縁や給電のため
に変成器５，６を介して送信器１、受信器２を線路３に
接続する。
図６に示すように、送信器１からパルス波形が送出さ
れ、伝送用の線路３（例えばメタリックケーブル）を通
し、受信器２にそのパルス波形が到達する。ここで伝送
される信号はベースバンド信号であり、低周波数成分を
有する伝送符号が用いられる場合がある。メタリックケ
ーブルを用いる時には通常、保安上の絶縁や給電のため
に変成器５，６を介して送信器１、受信器２を線路３に
接続する。
【０００３】この場合の技術的な問題点の一つは、変成
器５，６により低域周波数が遮断されるため、図７に示
すように、受信信号のインパルス応答波形に長い「裾引
き」Ｓが現われることである。この部分はいわゆる符号
間干渉（ＩＳＩ）をひき起すので、受信側で除去または
等化する必要がある。
器５，６により低域周波数が遮断されるため、図７に示
すように、受信信号のインパルス応答波形に長い「裾引
き」Ｓが現われることである。この部分はいわゆる符号
間干渉（ＩＳＩ）をひき起すので、受信側で除去または
等化する必要がある。
【０００４】受信器２での波形等化にはしばしば、判定
帰還等化器（ＤＦＥ）が用いられる。従来の判定帰還等
化器は図８に示すごとく、非巡回型フィルタ（すなわち
トランスバーサル型フィルタ、ＦＩＲフィルタ）を帰還
接続した構成を有している。すなわち、受信した符号間
干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号を減算
器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を判定器
１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィルタに帰
還される。減算器１３は判定器１１での判定前後の差の
信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フィルタ
は、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレジスタ
Ｄ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1の乗算器Ｍ1 〜
ＭN-1 と、加算器１４とから成る。同図中の非巡回型フ
ィルタのタップ重みＣ1 〜ＣN-1 は、減算器１２にて符
号間干渉を打消すよう適応制御されるが、図７のような
長期間の裾引きＳを除去するには多数のタップ重みを必
要とする。そこで非巡回型フィルタに巡回型フィルタ
（ＩＩＲフィルタ）を縦続接続して、この「裾引き」の
部分を除去しようとする技術が考えられ、これについて
は、特願昭６２−２５９２８２号公報および特願平４−
２２３７０７号公報に記載されている。
帰還等化器（ＤＦＥ）が用いられる。従来の判定帰還等
化器は図８に示すごとく、非巡回型フィルタ（すなわち
トランスバーサル型フィルタ、ＦＩＲフィルタ）を帰還
接続した構成を有している。すなわち、受信した符号間
干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号を減算
器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を判定器
１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィルタに帰
還される。減算器１３は判定器１１での判定前後の差の
信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フィルタ
は、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレジスタ
Ｄ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1の乗算器Ｍ1 〜
ＭN-1 と、加算器１４とから成る。同図中の非巡回型フ
ィルタのタップ重みＣ1 〜ＣN-1 は、減算器１２にて符
号間干渉を打消すよう適応制御されるが、図７のような
長期間の裾引きＳを除去するには多数のタップ重みを必
要とする。そこで非巡回型フィルタに巡回型フィルタ
（ＩＩＲフィルタ）を縦続接続して、この「裾引き」の
部分を除去しようとする技術が考えられ、これについて
は、特願昭６２−２５９２８２号公報および特願平４−
２２３７０７号公報に記載されている。
【０００５】上記特願昭６２−２５９２８２号公報にお
ける判定帰還等化器は、巡回型フィルタの次数が１次で
あり、図６のような送受両側に変成器を含む場合には、
２次の低域遮断に起因する符号間干渉を除去しなければ
ならず、充分な符号間干渉の除去ができない。上記特願
平４−２２３７０７号公報における判定帰還等化器は、
２次の巡回型フィルタを用いており、相手局送信器にお
けるる低域遮断周波数は不明であっても、自局受信器に
おける低域遮断周波数は設計上既知であることが多いこ
とを利用し、２次低域遮断特性に起因する符号間干渉を
効果的に除去することができる。
ける判定帰還等化器は、巡回型フィルタの次数が１次で
あり、図６のような送受両側に変成器を含む場合には、
２次の低域遮断に起因する符号間干渉を除去しなければ
ならず、充分な符号間干渉の除去ができない。上記特願
平４−２２３７０７号公報における判定帰還等化器は、
２次の巡回型フィルタを用いており、相手局送信器にお
けるる低域遮断周波数は不明であっても、自局受信器に
おける低域遮断周波数は設計上既知であることが多いこ
とを利用し、２次低域遮断特性に起因する符号間干渉を
効果的に除去することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、特願平４−２
２３７０７号公報によれば、図５に示すように第２の２
次巡回型フィルタが必要で、実現回路が複雑になるとい
う欠点を有する。
２３７０７号公報によれば、図５に示すように第２の２
次巡回型フィルタが必要で、実現回路が複雑になるとい
う欠点を有する。
【０００７】本発明の課題は、回路の簡略化を可能とす
る２次巡回型フィルタのタップ重み及び減衰係数の制御
アルゴリズムを用いる判定帰還等化器を提供することに
ある。
る２次巡回型フィルタのタップ重み及び減衰係数の制御
アルゴリズムを用いる判定帰還等化器を提供することに
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信デ
ィジタル信号から符号間干渉分を減算する減算器と、そ
の減算結果のパルス値を判定する判定器と、その判定結
果に応じて前記符号間干渉分を生成し前記減算器に与え
る非巡回型フィルタとを有する判定帰還等化器におい
て、前記非巡回型フィルタに縦続接続されている２次巡
回型フィルタと、この２次巡回型フィルタの出力と前記
非巡回型フィルタの出力との和を前記符号間干渉分とし
て送出する加算器とを具備し、前記２次巡回型フィルタ
は、第１の帰還係数が固定値を保持する第１の減衰係数
と適応制御される可変の第２の減衰係数の和であり、第
２の帰還係数が前記第１の減衰係数と前記第２の減衰係
数との積の符号を逆転したものであり、かつ、第１のタ
ップ出力に第１のタップ重みを乗ずる回路の出力と第２
のタップ出力に第２のタップ重みを乗ずる回路の出力と
の和を出力し、前記第２のタップ出力から前記第２のタ
ップ出力を１シンボル時間遅延して得られる第３のタッ
プ出力に前記第１の減衰係数を乗じた結果を減じて得ら
れる信号に前記第１のタップ重みを乗じさらに前記判定
結果より得られる誤差信号を乗じた結果を前記第２の減
衰係数の制御信号とすることを特徴とする判定帰還等化
器が得られる。
ィジタル信号から符号間干渉分を減算する減算器と、そ
の減算結果のパルス値を判定する判定器と、その判定結
果に応じて前記符号間干渉分を生成し前記減算器に与え
る非巡回型フィルタとを有する判定帰還等化器におい
て、前記非巡回型フィルタに縦続接続されている２次巡
回型フィルタと、この２次巡回型フィルタの出力と前記
非巡回型フィルタの出力との和を前記符号間干渉分とし
て送出する加算器とを具備し、前記２次巡回型フィルタ
は、第１の帰還係数が固定値を保持する第１の減衰係数
と適応制御される可変の第２の減衰係数の和であり、第
２の帰還係数が前記第１の減衰係数と前記第２の減衰係
数との積の符号を逆転したものであり、かつ、第１のタ
ップ出力に第１のタップ重みを乗ずる回路の出力と第２
のタップ出力に第２のタップ重みを乗ずる回路の出力と
の和を出力し、前記第２のタップ出力から前記第２のタ
ップ出力を１シンボル時間遅延して得られる第３のタッ
プ出力に前記第１の減衰係数を乗じた結果を減じて得ら
れる信号に前記第１のタップ重みを乗じさらに前記判定
結果より得られる誤差信号を乗じた結果を前記第２の減
衰係数の制御信号とすることを特徴とする判定帰還等化
器が得られる。
【０００９】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１０】図１は本発明の一実施例を示す。受信した
符号間干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号
を減算器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を
判定器１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィル
タに帰還される。減算器１３は判定器１１での判定前後
の差の信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フ
ィルタは、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレ
ジスタＤ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 の乗算器
Ｍ1 〜ＭN-1 と、加算器１４とから成る。後続の２次巡
回型フィルタは、シフトレジスタＤN+1 ，ＤN+2 、外部
タップ重みＣi0，Ｃi1の乗算器ＭN ，ＭN+1 、内部帰還
係数Ｂ1 ，Ｂ2 の乗算器ＭN+2 ，ＭN+3、加算器１５，
１６より成る。非巡回型フィルタの出力信号すなわち加
算器１４の出力信号と、巡回型フィルタの出力信号すな
わち加算器１６の出力信号とを加算器１７で加算して、
符号間干渉を打消す信号が得られる。
符号間干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号
を減算器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を
判定器１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィル
タに帰還される。減算器１３は判定器１１での判定前後
の差の信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フ
ィルタは、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレ
ジスタＤ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 の乗算器
Ｍ1 〜ＭN-1 と、加算器１４とから成る。後続の２次巡
回型フィルタは、シフトレジスタＤN+1 ，ＤN+2 、外部
タップ重みＣi0，Ｃi1の乗算器ＭN ，ＭN+1 、内部帰還
係数Ｂ1 ，Ｂ2 の乗算器ＭN+2 ，ＭN+3、加算器１５，
１６より成る。非巡回型フィルタの出力信号すなわち加
算器１４の出力信号と、巡回型フィルタの出力信号すな
わち加算器１６の出力信号とを加算器１７で加算して、
符号間干渉を打消す信号が得られる。
【００１１】巡回型フィルタの内部帰還係数Ｂ1 ，Ｂ2
は、図２に示すように、送信側の低域遮断特性に対応す
る固定値の減衰係数ｒf と受信側の低域遮断特性に対応
し適応制御される減衰係数ｒとの和及び積の逆符号をと
った値からそれぞれ得られる。即ちＢ1 ＝ｒf ＋ｒ，Ｂ
2 ＝−ｒf ｒが成立つよう、加算器４１、乗算器４２お
よび４３で演算している。非巡回型フィルタによって符
号間干渉の主要部分を除去でき、また２次巡回型フィル
タによって送受信側のそれぞれ１次の低域遮断の影響を
補償する。そのために、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 ，Ｃi
0，Ｃi1及び減衰係数ｒ（従ってＢ1 ，Ｂ2 ）を、下記
のアルゴリズムにより適応制御している。
は、図２に示すように、送信側の低域遮断特性に対応す
る固定値の減衰係数ｒf と受信側の低域遮断特性に対応
し適応制御される減衰係数ｒとの和及び積の逆符号をと
った値からそれぞれ得られる。即ちＢ1 ＝ｒf ＋ｒ，Ｂ
2 ＝−ｒf ｒが成立つよう、加算器４１、乗算器４２お
よび４３で演算している。非巡回型フィルタによって符
号間干渉の主要部分を除去でき、また２次巡回型フィル
タによって送受信側のそれぞれ１次の低域遮断の影響を
補償する。そのために、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 ，Ｃi
0，Ｃi1及び減衰係数ｒ（従ってＢ1 ，Ｂ2 ）を、下記
のアルゴリズムにより適応制御している。
【００１２】まず、誤差信号ｅn は次の数１のように書
ける。
ける。
【００１３】
【数１】
【００１４】ここで、次の数２の関係が成り立つ。
【００１５】
【数２】
【００１６】さて、ｅn 2 をタップ重みＣi0(n) ，Ｃi1
(n) で偏微分することにより、次の数３，数４が得られ
る。ただし、αi0，αi1は修正係数である。
(n) で偏微分することにより、次の数３，数４が得られ
る。ただし、αi0，αi1は修正係数である。
【００１７】
【数３】
【００１８】
【数４】
【００１９】また、ｅn 2 をｒ(n) によって偏微分する
と、次の数５が得られる。
と、次の数５が得られる。
【００２０】
【数５】
【００２１】ここで、ｕn-1 ，ｕn-2 ，…がｒ(n) を含
まないことを用いている。従って次の数６が得られる。
αr は修正係数である。
まないことを用いている。従って次の数６が得られる。
αr は修正係数である。
【００２２】
【数６】
【００２３】図３は、信号（ｕn-1 −ｒf ｕn-2 ）Ｃi0
(n) を発生する回路を示し、乗算器１４１，１４２、減
算器１４３とで、本所要信号を作成する。
(n) を発生する回路を示し、乗算器１４１，１４２、減
算器１４３とで、本所要信号を作成する。
【００２４】以上に述べたＣi0(n) ，Ｃi1(n) ，ｒ(n)
の漸化アルゴリズムにおいてｅn の代りにその符号値ｓ
ｇｎ（ｅn ）を用いることもできる。またｒ(n) の漸化
アルゴリズムにおいてはさらにＣi0(n) の代りにその符
号値ｓｇｎ（Ｃi0(n) ）を用いることもできる。
の漸化アルゴリズムにおいてｅn の代りにその符号値ｓ
ｇｎ（ｅn ）を用いることもできる。またｒ(n) の漸化
アルゴリズムにおいてはさらにＣi0(n) の代りにその符
号値ｓｇｎ（Ｃi0(n) ）を用いることもできる。
【００２５】図４は、本発明の実施例による判定帰還等
化器の符号間干渉除去過程を、シミュレーション結果に
より例示する図である。残留符号間干渉は根自乗平均誤
差（ＲＭＳＥ）で示されており、２次巡回型フィルタを
用いこれを本発明の制御法により適応制御することによ
り、折れ曲線Ｃで示ように短時間内にＲＭＳＥを充分小
さくすることができる。
化器の符号間干渉除去過程を、シミュレーション結果に
より例示する図である。残留符号間干渉は根自乗平均誤
差（ＲＭＳＥ）で示されており、２次巡回型フィルタを
用いこれを本発明の制御法により適応制御することによ
り、折れ曲線Ｃで示ように短時間内にＲＭＳＥを充分小
さくすることができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したごとく、本発明によれば、
簡略な構成の制御回路を有する２次巡回型フィルタを使
用することにより、受信波形の符号間干渉を迅速に効果
的に除去し得る。
簡略な構成の制御回路を有する２次巡回型フィルタを使
用することにより、受信波形の符号間干渉を迅速に効果
的に除去し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明の実施例における制御回路のブロック図
である。
である。
【図３】本発明の実施例における他の制御回路のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】本発明の実施例における判定帰還等化器の符号
間干渉除去過程を例示する図である。
間干渉除去過程を例示する図である。
【図５】従来の２次巡回型フィルタにおける制御回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】ベースバンド伝送システムの構成を示す図であ
る。
る。
【図７】図６における応答波形を示す波形図である。
【図８】従来の判定帰還等化器を示すブロック図であ
る。
る。
１１ 判定器 １２，１３，１１４，１４３ 減算器 Ｍ1 〜ＭN+3 ，４２，４３，１３１〜１３３，１４１，
１４２ 乗算器 １４〜１７，４１，１１５ 加算器 Ｄ1 〜ＤN+2 ，１２１，１２２ シフトレジスタ
１４２ 乗算器 １４〜１７，４１，１１５ 加算器 Ｄ1 〜ＤN+2 ，１２１，１２２ シフトレジスタ
【手続補正書】
【提出日】平成５年３月２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 判定帰還等化器
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、加入者線などを用いた
ベースバンドディジタル伝送方式で伝送路歪を除去する
ための判定帰還等化器に関する。
ベースバンドディジタル伝送方式で伝送路歪を除去する
ための判定帰還等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ベースバンドディジタル伝送方式では、
図６に示すように、送信器１からパルス波形が送出さ
れ、伝送用の線路３（例えばメタリックケーブル）を通
し、受信器２にそのパルス波形が到達する。ここで伝送
される信号はベースバンド信号であり、低周波数成分を
有する伝送符号が用いられる場合がある。メタリックケ
ーブルを用いる時には通常、保安上の絶縁や給電のため
に変成器５，６を介して送信器１、受信器２を線路３に
接続する。
図６に示すように、送信器１からパルス波形が送出さ
れ、伝送用の線路３（例えばメタリックケーブル）を通
し、受信器２にそのパルス波形が到達する。ここで伝送
される信号はベースバンド信号であり、低周波数成分を
有する伝送符号が用いられる場合がある。メタリックケ
ーブルを用いる時には通常、保安上の絶縁や給電のため
に変成器５，６を介して送信器１、受信器２を線路３に
接続する。
【０００３】この場合の技術的な問題点の一つは、変成
器５，６により低域周波数が遮断されるため、図７に示
すように、受信信号のインパルス応答波形に長い「裾引
き」Ｓが現われることである。この部分はいわゆる符号
間干渉（ＩＳＩ）をひき起すので、受信側で除去または
等化する必要がある。
器５，６により低域周波数が遮断されるため、図７に示
すように、受信信号のインパルス応答波形に長い「裾引
き」Ｓが現われることである。この部分はいわゆる符号
間干渉（ＩＳＩ）をひき起すので、受信側で除去または
等化する必要がある。
【０００４】受信器２での波形等化にはしばしば、判定
帰還等化器（ＤＦＥ）が用いられる。従来の判定帰還等
化器は図８に示すごとく、非巡回型フィルタ（すなわち
トランスバーサル型フィルタ、ＦＩＲフィルタ）を帰還
接続した構成を有している。すなわち、受信した符号間
干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号を減算
器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を判定器
１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィルタに帰
還される。減算器１３は判定器１１での判定前後の差の
信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フィルタ
は、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレジスタ
Ｄ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1の乗算器Ｍ1 〜
ＭN-1 と、加算器１４とから成る。同図中の非巡回型フ
ィルタのタップ重みＣ1 〜ＣN-1 は、減算器１２にて符
号間干渉を打消すよう適応制御されるが、図７のような
長期間の裾引きＳを除去するには多数のタップ重みを必
要とする。そこで非巡回型フィルタに巡回型フィルタ
（ＩＩＲフィルタ）を縦続接続して、この「裾引き」の
部分を除去しようとする技術が考えられ、これについて
は、特願昭６２−２５９２８２号公報および特願平４−
２２３７０７号公報に記載されている。
帰還等化器（ＤＦＥ）が用いられる。従来の判定帰還等
化器は図８に示すごとく、非巡回型フィルタ（すなわち
トランスバーサル型フィルタ、ＦＩＲフィルタ）を帰還
接続した構成を有している。すなわち、受信した符号間
干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号を減算
器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を判定器
１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィルタに帰
還される。減算器１３は判定器１１での判定前後の差の
信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フィルタ
は、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレジスタ
Ｄ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1の乗算器Ｍ1 〜
ＭN-1 と、加算器１４とから成る。同図中の非巡回型フ
ィルタのタップ重みＣ1 〜ＣN-1 は、減算器１２にて符
号間干渉を打消すよう適応制御されるが、図７のような
長期間の裾引きＳを除去するには多数のタップ重みを必
要とする。そこで非巡回型フィルタに巡回型フィルタ
（ＩＩＲフィルタ）を縦続接続して、この「裾引き」の
部分を除去しようとする技術が考えられ、これについて
は、特願昭６２−２５９２８２号公報および特願平４−
２２３７０７号公報に記載されている。
【０００５】上記特願昭６２−２５９２８２号公報にお
ける判定帰還等化器は、巡回型フィルタの次数が１次で
あり、図６のような送受両側に変成器を含む場合には、
２次の低域遮断に起因する符号間干渉を除去しなければ
ならず、充分な符号間干渉の除去ができない。上記特願
平４−２２３７０７号公報における判定帰還等化器は、
２次の巡回型フィルタを用いており、相手局送信器にお
けるる低域遮断周波数は不明であっても、自局受信器に
おける低域遮断周波数は設計上既知であることが多いこ
とを利用し、２次低域遮断特性に起因する符号間干渉を
効果的に除去することができる。
ける判定帰還等化器は、巡回型フィルタの次数が１次で
あり、図６のような送受両側に変成器を含む場合には、
２次の低域遮断に起因する符号間干渉を除去しなければ
ならず、充分な符号間干渉の除去ができない。上記特願
平４−２２３７０７号公報における判定帰還等化器は、
２次の巡回型フィルタを用いており、相手局送信器にお
けるる低域遮断周波数は不明であっても、自局受信器に
おける低域遮断周波数は設計上既知であることが多いこ
とを利用し、２次低域遮断特性に起因する符号間干渉を
効果的に除去することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、特願平４−２
２３７０７号公報によれば、図５に示すように第２の２
次巡回型フィルタが必要で、実現回路が複雑になるとい
う欠点を有する。
２３７０７号公報によれば、図５に示すように第２の２
次巡回型フィルタが必要で、実現回路が複雑になるとい
う欠点を有する。
【０００７】本発明の課題は、回路の簡略化を可能とす
る２次巡回型フィルタのタップ重み及び減衰係数の制御
アルゴリズムを用いる判定帰還等化器を提供することに
ある。
る２次巡回型フィルタのタップ重み及び減衰係数の制御
アルゴリズムを用いる判定帰還等化器を提供することに
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信デ
ィジタル信号から符号間干渉分を減算する減算器と、そ
の減算結果のパルス値を判定する判定器と、その判定結
果に応じて前記符号間干渉分を生成し前記減算器に与え
る非巡回型フィルタとを有する判定帰還等化器におい
て、前記非巡回型フィルタに縦続接続されている２次巡
回型フィルタと、この２次巡回型フィルタの出力と前記
非巡回型フィルタの出力との和を前記符号間干渉分とし
て送出する加算器とを具備し、前記２次巡回型フィルタ
は、第１の帰還係数が固定値を保持する第１の減衰係数
と適応制御される可変の第２の減衰係数の和であり、第
２の帰還係数が前記第１の減衰係数と前記第２の減衰係
数との積の符号を逆転したものであり、かつ、第１のタ
ップ出力に第１のタップ重みを乗ずる回路の出力と第２
のタップ出力に第２のタップ重みを乗ずる回路の出力と
の和を出力し、前記第２のタップ出力から前記第２のタ
ップ出力を１シンボル時間遅延して得られる第３のタッ
プ出力に前記第１の減衰係数を乗じた結果を減じて得ら
れる信号に前記第１のタップ重みを乗じさらに前記判定
結果より得られる誤差信号を乗じた結果を前記第２の減
衰係数の制御信号とすることを特徴とする判定帰還等化
器が得られる。
ィジタル信号から符号間干渉分を減算する減算器と、そ
の減算結果のパルス値を判定する判定器と、その判定結
果に応じて前記符号間干渉分を生成し前記減算器に与え
る非巡回型フィルタとを有する判定帰還等化器におい
て、前記非巡回型フィルタに縦続接続されている２次巡
回型フィルタと、この２次巡回型フィルタの出力と前記
非巡回型フィルタの出力との和を前記符号間干渉分とし
て送出する加算器とを具備し、前記２次巡回型フィルタ
は、第１の帰還係数が固定値を保持する第１の減衰係数
と適応制御される可変の第２の減衰係数の和であり、第
２の帰還係数が前記第１の減衰係数と前記第２の減衰係
数との積の符号を逆転したものであり、かつ、第１のタ
ップ出力に第１のタップ重みを乗ずる回路の出力と第２
のタップ出力に第２のタップ重みを乗ずる回路の出力と
の和を出力し、前記第２のタップ出力から前記第２のタ
ップ出力を１シンボル時間遅延して得られる第３のタッ
プ出力に前記第１の減衰係数を乗じた結果を減じて得ら
れる信号に前記第１のタップ重みを乗じさらに前記判定
結果より得られる誤差信号を乗じた結果を前記第２の減
衰係数の制御信号とすることを特徴とする判定帰還等化
器が得られる。
【０００９】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１０】図１は本発明の一実施例を示す。受信した
符号間干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号
を減算器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を
判定器１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィル
タに帰還される。減算器１３は判定器１１での判定前後
の差の信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フ
ィルタは、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレ
ジスタＤ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 の乗算器
Ｍ1 〜ＭN-1 と、加算器１４とから成る。後続の２次巡
回型フィルタは、シフトレジスタＤN+1 ，ＤN+2 、外部
タップ重みＣ i0 ，Ｃ i1 の乗算器ＭN ，ＭN+1 、内部帰還
係数Ｂ1 ，Ｂ2 の乗算器ＭN+2 ，ＭN+3、加算器１５，
１６より成る。非巡回型フィルタの出力信号すなわち加
算器１４の出力信号と、巡回型フィルタの出力信号すな
わち加算器１６の出力信号とを加算器１７で加算して、
符号間干渉を打消す信号が得られる。
符号間干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号
を減算器１２にて減算され、減算の結果得られる信号を
判定器１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィル
タに帰還される。減算器１３は判定器１１での判定前後
の差の信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型フ
ィルタは、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフトレ
ジスタＤ1 〜ＤN と、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 の乗算器
Ｍ1 〜ＭN-1 と、加算器１４とから成る。後続の２次巡
回型フィルタは、シフトレジスタＤN+1 ，ＤN+2 、外部
タップ重みＣ i0 ，Ｃ i1 の乗算器ＭN ，ＭN+1 、内部帰還
係数Ｂ1 ，Ｂ2 の乗算器ＭN+2 ，ＭN+3、加算器１５，
１６より成る。非巡回型フィルタの出力信号すなわち加
算器１４の出力信号と、巡回型フィルタの出力信号すな
わち加算器１６の出力信号とを加算器１７で加算して、
符号間干渉を打消す信号が得られる。
【００１１】巡回型フィルタの内部帰還係数Ｂ1 ，Ｂ2
は、図２に示すように、送信側の低域遮断特性に対応す
る固定値の減衰係数ｒf と受信側の低域遮断特性に対応
し適応制御される減衰係数ｒとの和及び積の逆符号をと
った値からそれぞれ得られる。即ちＢ1 ＝ｒf ＋ｒ，Ｂ
2 ＝−ｒf ｒが成立つよう、加算器４１、乗算器４２お
よび４３で演算している。非巡回型フィルタによって符
号間干渉の主要部分を除去でき、また２次巡回型フィル
タによって送受信側のそれぞれ１次の低域遮断の影響を
補償する。そのために、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 ，
Ｃ i0 ，Ｃ i1 及び減衰係数ｒ（従ってＢ1 ，Ｂ2 ）を、下
記のアルゴリズムにより適応制御している。
は、図２に示すように、送信側の低域遮断特性に対応す
る固定値の減衰係数ｒf と受信側の低域遮断特性に対応
し適応制御される減衰係数ｒとの和及び積の逆符号をと
った値からそれぞれ得られる。即ちＢ1 ＝ｒf ＋ｒ，Ｂ
2 ＝−ｒf ｒが成立つよう、加算器４１、乗算器４２お
よび４３で演算している。非巡回型フィルタによって符
号間干渉の主要部分を除去でき、また２次巡回型フィル
タによって送受信側のそれぞれ１次の低域遮断の影響を
補償する。そのために、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 ，
Ｃ i0 ，Ｃ i1 及び減衰係数ｒ（従ってＢ1 ，Ｂ2 ）を、下
記のアルゴリズムにより適応制御している。
【００１２】まず、誤差信号ｅn は次の数１のように書
ける。
ける。
【００１３】
【数１】
【００１４】ここで、次の数２の関係が成り立つ。
【００１５】
【数２】
【００１６】さて、ｅn 2 をタップ重みＣ i0 (n) ，Ｃ i1
(n) で偏微分することにより、次の数３，数４が得られ
る。ただし、α i0 ，α i1 は修正係数である。
(n) で偏微分することにより、次の数３，数４が得られ
る。ただし、α i0 ，α i1 は修正係数である。
【００１７】
【数３】
【００１８】
【数４】
【００１９】また、ｅn 2 をｒ(n) によって偏微分する
と、次の数５が得られる。
と、次の数５が得られる。
【００２０】
【数５】
【００２１】ここで、ｕn-1 ，ｕn-2 ，…がｒ(n) を含
まないことを用いている。従って次の数６が得られる。
αr は修正係数である。
まないことを用いている。従って次の数６が得られる。
αr は修正係数である。
【００２２】
【数６】
【００２３】図３は、信号（ｕn-1 −ｒf ｕn-2 ）Ｃ i0
(n) を発生する回路を示し、乗算器１４１，１４２、減
算器１４３とで、本所要信号を作成する。
(n) を発生する回路を示し、乗算器１４１，１４２、減
算器１４３とで、本所要信号を作成する。
【００２４】以上に述べたＣ i0 (n) ，Ｃ i1 (n) ，ｒ(n)
の漸化アルゴリズムにおいてｅn の代りにその符号値ｓ
ｇｎ（ｅn ）を用いることもできる。またｒ(n) の漸化
アルゴリズムにおいてはさらにＣ i0 (n) の代りにその符
号値ｓｇｎ（Ｃ i0 (n) ）を用いることもできる。
の漸化アルゴリズムにおいてｅn の代りにその符号値ｓ
ｇｎ（ｅn ）を用いることもできる。またｒ(n) の漸化
アルゴリズムにおいてはさらにＣ i0 (n) の代りにその符
号値ｓｇｎ（Ｃ i0 (n) ）を用いることもできる。
【００２５】図４は、本発明の実施例による判定帰還等
化器の符号間干渉除去過程を、シミュレーション結果に
より例示する図である。残留符号間干渉は根自乗平均誤
差（ＲＭＳＥ）で示されており、２次巡回型フィルタを
用いこれを本発明の制御法により適応制御することによ
り、折れ曲線Ｃで示ように短時間内にＲＭＳＥを充分小
さくすることができる。
化器の符号間干渉除去過程を、シミュレーション結果に
より例示する図である。残留符号間干渉は根自乗平均誤
差（ＲＭＳＥ）で示されており、２次巡回型フィルタを
用いこれを本発明の制御法により適応制御することによ
り、折れ曲線Ｃで示ように短時間内にＲＭＳＥを充分小
さくすることができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したごとく、本発明によれば、
簡略な構成の制御回路を有する２次巡回型フィルタを使
用することにより、受信波形の符号間干渉を迅速に効果
的に除去し得る。
簡略な構成の制御回路を有する２次巡回型フィルタを使
用することにより、受信波形の符号間干渉を迅速に効果
的に除去し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明の実施例における制御回路のブロック図
である。
である。
【図３】本発明の実施例における他の制御回路のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】本発明の実施例における判定帰還等化器の符号
間干渉除去過程を例示する図である。
間干渉除去過程を例示する図である。
【図５】従来の２次巡回型フィルタにおける制御回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】ベースバンド伝送システムの構成を示す図であ
る。
る。
【図７】図６における応答波形を示す波形図である。
【図８】従来の判定帰還等化器を示すブロック図であ
る。
る。
【符号の説明】 １１ 判定器 １２，１３，１４，１４３ 減算器 Ｍ1 〜ＭN+3 ，４２，４３，１３１〜１３３，１４１，
１４２ 乗算器 １４〜１７，４１，１１５ 加算器 Ｄ1 〜ＤN+2 ，１２１，１２２ シフトレジスタ
１４２ 乗算器 １４〜１７，４１，１１５ 加算器 Ｄ1 〜ＤN+2 ，１２１，１２２ シフトレジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 3/14 7741−5Ｋ
Claims (3)
- 【請求項１】 受信ディジタル信号から符号間干渉分を
減算する減算器と、その減算結果のパルス値を判定する
判定器と、その判定結果に応じて前記符号間干渉分を生
成し前記減算器に与える非巡回型フィルタとを有する判
定帰還等化器において、前記非巡回型フィルタに縦続接
続されている２次巡回型フィルタと、この２次巡回型フ
ィルタの出力と前記非巡回型フィルタの出力との和を前
記符号間干渉分として送出する加算器とを具備し、前記
２次巡回型フィルタは、第１の帰還係数が固定値を保持
する第１の減衰係数と適応制御される可変の第２の減衰
係数の和であり、第２の帰還係数が前記第１の減衰係数
と前記第２の減衰係数との積の符号を逆転したものであ
り、かつ、第１のタップ出力に第１のタップ重みを乗ず
る回路の出力と第２のタップ出力に第２のタップ重みを
乗ずる回路の出力との和を出力し、前記第２のタップ出
力から前記第２のタップ出力を１シンボル時間遅延して
得られる第３のタップ出力に前記第１の減衰係数を乗じ
た結果を減じて得られる信号に前記第１のタップ重みを
乗じさらに前記判定結果より作られる誤差信号を乗じた
結果を前記第２の減衰係数の制御信号とすることを特徴
とする判定帰還等化器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の判定帰還等化器におい
て、前記第１のタップ重みの代りにその符号値を用いる
判定帰還等化器。 - 【請求項３】 請求項１に記載の判定帰還等化器におい
て、前記誤差信号の代りにその符号値を用いる判定帰還
等化器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3825093A JPH0738559B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | 判定帰還等化器 |
| US08/110,989 US5440583A (en) | 1992-08-24 | 1993-08-24 | Decision feedback equalizer with second-order recursive filter controlled with two feedback coefficients |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3825093A JPH0738559B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | 判定帰還等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06252702A true JPH06252702A (ja) | 1994-09-09 |
| JPH0738559B2 JPH0738559B2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=12520069
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3825093A Expired - Fee Related JPH0738559B2 (ja) | 1992-08-24 | 1993-02-26 | 判定帰還等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0738559B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100605610B1 (ko) * | 2004-12-09 | 2006-07-31 | 한국전자통신연구원 | 심볼간 간섭에 의한 타이밍 마진의 감소를 보상하는데이터 수신 장치 및 그 방법 |
-
1993
- 1993-02-26 JP JP3825093A patent/JPH0738559B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100605610B1 (ko) * | 2004-12-09 | 2006-07-31 | 한국전자통신연구원 | 심볼간 간섭에 의한 타이밍 마진의 감소를 보상하는데이터 수신 장치 및 그 방법 |
| US7623593B2 (en) | 2004-12-09 | 2009-11-24 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Data receiving apparatus capable of compensating for reduced timing margin caused by inter-symbol interference and method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0738559B2 (ja) | 1995-04-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR0162340B1 (ko) | 디지탈 통신 시스템의 고스트 제거 등화기 | |
| US5402445A (en) | Decision feedback equalizer | |
| US4468786A (en) | Nonlinear equalizer for correcting intersymbol interference in a digital data transmission system | |
| AU606392B2 (en) | Circuit for cancelling whole or part of a waveform using nonrecursive and recursive filters | |
| CA1258296A (en) | Decision feedback equalizer with a pattern detector | |
| JPS58501977A (ja) | 干渉相殺法と装置 | |
| JP4713593B2 (ja) | Ｄｏｃｓｉｓ２．０のためのｄｆｅからｆｆｅへの等化係数変換方法 | |
| EP0553873A1 (en) | Cross polarization interference compensating device comprising decision feedback cross polarization interference cancellers | |
| US5297166A (en) | Method and apparatus for decision feedback equalization with reduced convergence time | |
| JPH0936782A (ja) | 連続信号等化回路および等化方法 | |
| JP2000068905A (ja) | 通信ネットワ―クの２つの装置間で伝送される信号を予歪する方法およびこの方法を実行する装置 | |
| CA2076710C (en) | Channel impulse response estimator for a system having a rapidly fluctuating channel characteristic | |
| US5440583A (en) | Decision feedback equalizer with second-order recursive filter controlled with two feedback coefficients | |
| US5159565A (en) | Method for the determination of fir filter coefficients in equalizers | |
| US6907065B2 (en) | Real/complex dual combination channel equalizer | |
| EP4091305B1 (en) | A device and a method for cancelling noise in a communication system | |
| JPH06252702A (ja) | 判定帰還等化器 | |
| US5751769A (en) | Programmable digital linear and nonlinear transversal equalizer | |
| KR100273446B1 (ko) | 수신기의 판정궤환 등화기 | |
| JP3292165B2 (ja) | 線路等化器及びその等化方法 | |
| EP0938215A2 (en) | Adaptive DC-compensation | |
| JP3049958B2 (ja) | 判定帰還等化器 | |
| EP0813300A1 (en) | Signal conditioner with symbol addressed lookup table based transversal filters | |
| EP1801963B1 (en) | Detecting and correcting I/Q crosstalk in complex quadrature-modulated signals | |
| JP3185715B2 (ja) | 通信用適応等化フィルタ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19951017 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |