JPH06252733A - 近接スイッチ用直流増幅器 - Google Patents
近接スイッチ用直流増幅器Info
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- JPH06252733A JPH06252733A JP5063278A JP6327893A JPH06252733A JP H06252733 A JPH06252733 A JP H06252733A JP 5063278 A JP5063278 A JP 5063278A JP 6327893 A JP6327893 A JP 6327893A JP H06252733 A JPH06252733 A JP H06252733A
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- JP
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来数時間しか連続動作できなかった近接ス
イッチ用直流増幅器の連続動作時間を数週間から数ヵ月
に延長させる。 【構成】 従来の発振型近接スイッチ用直流増幅器の出
力側に、スイッチ動作時の低レベル電圧を記憶する第２
の基準電圧保持回路を設け、この電圧と直流増幅器の変
動出力電圧とを比較して、誤差が少なくなる様に従来の
直流増幅器の内部にあった第１の基準電圧保持回路にフ
ィードバックをかける。
イッチ用直流増幅器の連続動作時間を数週間から数ヵ月
に延長させる。 【構成】 従来の発振型近接スイッチ用直流増幅器の出
力側に、スイッチ動作時の低レベル電圧を記憶する第２
の基準電圧保持回路を設け、この電圧と直流増幅器の変
動出力電圧とを比較して、誤差が少なくなる様に従来の
直流増幅器の内部にあった第１の基準電圧保持回路にフ
ィードバックをかける。
Description
【産業上の利用分野】この発明は、入力電圧の微小な変
化を検出し、この変化量を増幅して出力に大きな電圧変
化を与えるようにした近接スイッチ用直流増幅器を改良
したもので、非反転側入力電圧の上昇変化に対しては出
力は増幅率１で上昇変化し、下降変化に対しての出力は
所定の増幅率で下降変化すると共に、次の上昇変化が生
ずるまで下降後の低出力レベルを一定に保ち続けるよう
にした近接スイッチ用直流増幅器に関するものである。
化を検出し、この変化量を増幅して出力に大きな電圧変
化を与えるようにした近接スイッチ用直流増幅器を改良
したもので、非反転側入力電圧の上昇変化に対しては出
力は増幅率１で上昇変化し、下降変化に対しての出力は
所定の増幅率で下降変化すると共に、次の上昇変化が生
ずるまで下降後の低出力レベルを一定に保ち続けるよう
にした近接スイッチ用直流増幅器に関するものである。
【従来の技術】ところで、自動開閉ドア等に利用される
発振型近接スイッチでは車両等の対象物が近づくと発振
出力が低下するので、これを検出してドア開閉開始の信
号を出力するようにしている。図６はかかるスイッチ回
路の一例を示すもの（例えば特公昭６０−３４２９３
号）であるが、演算増幅器２で成る高入力インピーダン
スの電圧フオロワを演算増幅器１の負入力端子に挿入
し、コンデンサＣ１の両端電圧の保持時間を長くしたも
ので、検出信号ＤＴの電位がＶ１よりΔＶ１だけ下がっ
た時の持続時間ｔは、
発振型近接スイッチでは車両等の対象物が近づくと発振
出力が低下するので、これを検出してドア開閉開始の信
号を出力するようにしている。図６はかかるスイッチ回
路の一例を示すもの（例えば特公昭６０−３４２９３
号）であるが、演算増幅器２で成る高入力インピーダン
スの電圧フオロワを演算増幅器１の負入力端子に挿入
し、コンデンサＣ１の両端電圧の保持時間を長くしたも
ので、検出信号ＤＴの電位がＶ１よりΔＶ１だけ下がっ
た時の持続時間ｔは、
【数１】ｔ＝Ｃ１・Ｖ１／（Ｉ１＋Ｉ２） となる。従って、持続時間ｔはコンデンサＣ１の漏れ電
流Ｉ１や演算増幅器１８の漏れ電流Ｉ２の大きさに制約
されることとなり、通常、長くて数時間の保持時間が限
界である。又、本出願人による特開平２−３５５０２号
で示されれているようなマイクロコンピュータ等のソフ
トウエア手段を利用した自動制御装置では、感知部から
検知信号の変化率を判別してディジタル的に対象物を検
出したり、周期的に判別用の基準値を修正して温度等の
ドリフトを除去する方法が示されているが、そこで、利
用されている直流増幅器では図７に示すような感知板の
負荷の状態変動を示す数ｍＶの波形から、発信器の温度
等による数１００ｍＶのドリフト波形まで１つの増幅器
で増幅する為、増幅器のゲインを大きくすることができ
ず、また、ＡＤ変換に必要な精度も、最低１２ビット以
上という高精度のものが必要であった。
流Ｉ１や演算増幅器１８の漏れ電流Ｉ２の大きさに制約
されることとなり、通常、長くて数時間の保持時間が限
界である。又、本出願人による特開平２−３５５０２号
で示されれているようなマイクロコンピュータ等のソフ
トウエア手段を利用した自動制御装置では、感知部から
検知信号の変化率を判別してディジタル的に対象物を検
出したり、周期的に判別用の基準値を修正して温度等の
ドリフトを除去する方法が示されているが、そこで、利
用されている直流増幅器では図７に示すような感知板の
負荷の状態変動を示す数ｍＶの波形から、発信器の温度
等による数１００ｍＶのドリフト波形まで１つの増幅器
で増幅する為、増幅器のゲインを大きくすることができ
ず、また、ＡＤ変換に必要な精度も、最低１２ビット以
上という高精度のものが必要であった。
【発明が解決しようとする課題】しかして、駐車場の車
両感知等に近接スイッチを使用した場合、数日から数ヵ
月に渡って近接スイッチを連続動作させる必要が生じる
が、図６のような直流増幅器では漏れ電流のため基準電
圧を保持するコンデンサＣの電圧が次第に低下してしま
うので、数日以上の連続動作はとても実現できないとい
う問題点があった。一方、埋設型の近接スイッチでは感
知部が深く埋設された場合、感知部からの変化分が少い
ために、増幅率を大きく設定できない上述のディジタル
式自動制御装置では、ＳＮ比が低下し対象物を安定的に
検出できないという問題点もあった。この発明は上述の
ような事情よりなされたものであり、この発明の目的
は、長期間の連続検出動作が可能であると共に、演算増
幅器１のゲインを大きくした時問題となる温度ドリフト
等の出力変動を防止した安定性、信頼性の高い安価な近
接スイッチ用直流増幅器を提供することにある。
両感知等に近接スイッチを使用した場合、数日から数ヵ
月に渡って近接スイッチを連続動作させる必要が生じる
が、図６のような直流増幅器では漏れ電流のため基準電
圧を保持するコンデンサＣの電圧が次第に低下してしま
うので、数日以上の連続動作はとても実現できないとい
う問題点があった。一方、埋設型の近接スイッチでは感
知部が深く埋設された場合、感知部からの変化分が少い
ために、増幅率を大きく設定できない上述のディジタル
式自動制御装置では、ＳＮ比が低下し対象物を安定的に
検出できないという問題点もあった。この発明は上述の
ような事情よりなされたものであり、この発明の目的
は、長期間の連続検出動作が可能であると共に、演算増
幅器１のゲインを大きくした時問題となる温度ドリフト
等の出力変動を防止した安定性、信頼性の高い安価な近
接スイッチ用直流増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】この発明は自動ドア制御
や障害物検知等に用いることのできる近接スイッチ用直
流増幅器に関するもので、この発明の上記目的は、演算
増幅器の第１反転入力端と出力端とを第１抵抗を介して
接続すると共に、前記出力端からダイオード及びコンデ
ンを直列に挿入して第１の基準電圧保持回路を設け、前
記ダイオード及びコンデンサの間を電圧フオロワ及び第
２抵抗を介して前記第１反転入力端にフィードバックす
ると共に、前記演算増幅器の第１非反転入力端に入力信
号を接続するようにした非反転増幅回路において、前記
増幅器の出力立下がりから所定の期間遅延したタイミン
グを生成する遅延回路と、この遅延回路の出力によって
オンオフ制御される第１のスイッチ手段と、この第１の
スイッチ手段を介して前記演算増幅器の出力を保持する
第２の基準電圧保持回路と、この第２の基準電圧保持回
路の出力を第２反転入力端に接続すると共に、前記演算
増幅器の出力を第２非反転入力端に接続した比較器と、
前記演算増幅器の出力でオンオフ制御される第２のスイ
ッチ手段と、この第２のスイッチ手段を介して前記比較
器の出力を前記ダイオード及びコンデンサの間に接続す
る第３抵抗とを設けることによって達成される。
や障害物検知等に用いることのできる近接スイッチ用直
流増幅器に関するもので、この発明の上記目的は、演算
増幅器の第１反転入力端と出力端とを第１抵抗を介して
接続すると共に、前記出力端からダイオード及びコンデ
ンを直列に挿入して第１の基準電圧保持回路を設け、前
記ダイオード及びコンデンサの間を電圧フオロワ及び第
２抵抗を介して前記第１反転入力端にフィードバックす
ると共に、前記演算増幅器の第１非反転入力端に入力信
号を接続するようにした非反転増幅回路において、前記
増幅器の出力立下がりから所定の期間遅延したタイミン
グを生成する遅延回路と、この遅延回路の出力によって
オンオフ制御される第１のスイッチ手段と、この第１の
スイッチ手段を介して前記演算増幅器の出力を保持する
第２の基準電圧保持回路と、この第２の基準電圧保持回
路の出力を第２反転入力端に接続すると共に、前記演算
増幅器の出力を第２非反転入力端に接続した比較器と、
前記演算増幅器の出力でオンオフ制御される第２のスイ
ッチ手段と、この第２のスイッチ手段を介して前記比較
器の出力を前記ダイオード及びコンデンサの間に接続す
る第３抵抗とを設けることによって達成される。
【作用】この発明では、上述の構成において、演算増幅
器の出力が立下がった場合、この低出力レベルを遅延回
路で設定された所定の時限後第２の基準電圧保持回路に
保持すると共に、演算増幅器の出力の変動成分を比較
器，第３抵抗及びスイッチ手段を介して第１の基準電圧
保持回路にフィードバックし、コンデンサや電圧フオロ
ワの漏れ電流を補償するようにしている。このため、数
週間から数ヵ月に及ぶ長期間の連続スイッチ検出動作が
可能であると共に、演算増幅器１のゲインを大きくした
時問題となる温度ドリフト等に起因する出力変動は、比
較器により吸収できるので安定性，信頼性の高い、安価
な近接スイッチ用直流増幅器を提供することができる。
器の出力が立下がった場合、この低出力レベルを遅延回
路で設定された所定の時限後第２の基準電圧保持回路に
保持すると共に、演算増幅器の出力の変動成分を比較
器，第３抵抗及びスイッチ手段を介して第１の基準電圧
保持回路にフィードバックし、コンデンサや電圧フオロ
ワの漏れ電流を補償するようにしている。このため、数
週間から数ヵ月に及ぶ長期間の連続スイッチ検出動作が
可能であると共に、演算増幅器１のゲインを大きくした
時問題となる温度ドリフト等に起因する出力変動は、比
較器により吸収できるので安定性，信頼性の高い、安価
な近接スイッチ用直流増幅器を提供することができる。
【実施例】図１はこの発明の一実施例を発振型近接スイ
ッチ用直流増幅器について示しており、自動ドア部の地
中，床下等に埋設されている感知板には特開昭６２−８
２１８９号公報で示されているような発振検波部が接続
されており、この発振検波部からの検波信号ＤＴが演算
増幅器１の非反転入力端に入力されると共に、演算増幅
器１の出力端からダイオードＤとコンデンサＣとを直列
に挿入して第１の基準電圧保持回路３が設けられ、ダイ
オードＤの出力は電圧フオロワ２及び抵抗Ｒ１を介して
演算増幅器１の反転入力端にフィードバックされ、コン
デンサＣの保持電圧ＶＣと検波信号ＤＴの電圧ＶＤとの
差電圧がＲ２／Ｒ１倍されて、演算増幅器１の出力Ｖ１
に次の数２の様に表れる。
ッチ用直流増幅器について示しており、自動ドア部の地
中，床下等に埋設されている感知板には特開昭６２−８
２１８９号公報で示されているような発振検波部が接続
されており、この発振検波部からの検波信号ＤＴが演算
増幅器１の非反転入力端に入力されると共に、演算増幅
器１の出力端からダイオードＤとコンデンサＣとを直列
に挿入して第１の基準電圧保持回路３が設けられ、ダイ
オードＤの出力は電圧フオロワ２及び抵抗Ｒ１を介して
演算増幅器１の反転入力端にフィードバックされ、コン
デンサＣの保持電圧ＶＣと検波信号ＤＴの電圧ＶＤとの
差電圧がＲ２／Ｒ１倍されて、演算増幅器１の出力Ｖ１
に次の数２の様に表れる。
【数２】Ｖ１＝（ＶＤ−ＶＣ）×Ｒ２／Ｒ１ さらに、演算増幅器１の出力の立下がりから所定の期間
（例えば、人や車輌を検知する場合にあっては、約１〜
２秒間であって、立下がり波形の急激な変動部分が回避
できる期間であれが良い）遅延したタイミングを生成す
る遅延回路１０と、この遅延回路１０の出力タイミング
で演算増幅器１の出力電圧を、抵抗Ｒ１２とコンデンサ
Ｃ１２とを直列に挿入した第２の基準電圧保持回路１２
に保持する第１のスイッチ手段１１と、第２の基準電圧
保持回路１２の出力を反転入力端に接続すると共に演算
増幅器１の出力を非反転入力端に接続した比較器２０
と、演算増幅器１の出力が低レベルの時オン状態とな
り、高レベルの時オフ状態となる第２のスイッチ手段２
１と、この第２のスイッチ手段２１を介して比較器２０
の出力をダイオードＤとコンデンサＣとの間に接続する
抵抗２２とが設けられている。このような構成におい
て、その動作を図５のタイムチャートを参照して説明す
ると、先ず、感知板に対象物（人又は車輌等）が近づく
と、その直前の演算増幅器１の出力が第１の基準電圧保
持回路３のコンデンサＣに保持されると共に、演算増幅
器１の出力は急速に低下する。続いて、この演算増幅器
１の立下がりのタイミングで遅延回路１０が作動し、所
定の時限後、第１のスイッチ手段１１が一瞬オン状態と
なり、演算増幅器１の低レベル出力がコンデンサＣ１２
に保持される。しかして、コンデンサＣ１２には抵抗Ｒ
１２が電源との間に直列に挿入されており、その抵抗値
は、
（例えば、人や車輌を検知する場合にあっては、約１〜
２秒間であって、立下がり波形の急激な変動部分が回避
できる期間であれが良い）遅延したタイミングを生成す
る遅延回路１０と、この遅延回路１０の出力タイミング
で演算増幅器１の出力電圧を、抵抗Ｒ１２とコンデンサ
Ｃ１２とを直列に挿入した第２の基準電圧保持回路１２
に保持する第１のスイッチ手段１１と、第２の基準電圧
保持回路１２の出力を反転入力端に接続すると共に演算
増幅器１の出力を非反転入力端に接続した比較器２０
と、演算増幅器１の出力が低レベルの時オン状態とな
り、高レベルの時オフ状態となる第２のスイッチ手段２
１と、この第２のスイッチ手段２１を介して比較器２０
の出力をダイオードＤとコンデンサＣとの間に接続する
抵抗２２とが設けられている。このような構成におい
て、その動作を図５のタイムチャートを参照して説明す
ると、先ず、感知板に対象物（人又は車輌等）が近づく
と、その直前の演算増幅器１の出力が第１の基準電圧保
持回路３のコンデンサＣに保持されると共に、演算増幅
器１の出力は急速に低下する。続いて、この演算増幅器
１の立下がりのタイミングで遅延回路１０が作動し、所
定の時限後、第１のスイッチ手段１１が一瞬オン状態と
なり、演算増幅器１の低レベル出力がコンデンサＣ１２
に保持される。しかして、コンデンサＣ１２には抵抗Ｒ
１２が電源との間に直列に挿入されており、その抵抗値
は、
【数３】Ｒ１２＝（ＶＣＣ−ＶＣ１２）／（Ｃ１２の漏
れ電流の平均値＋比較器２０の漏れ電流の平均値） の様に設定されている。かくして 保持された第２の基
準電圧ＶＣ１２と、コンデンサＣの漏れ電流及び電圧フ
オロワ２の漏れ電流並びに演算増幅器１の温度ドリフト
に基づく演算増幅器１の出力電圧の変動成分が比較器２
０で比較され、その誤差を打消す方向に抵抗２２及び第
２のスイッチ手段２１を介して補償電流がコンデンサＣ
に供給される。なお、抵抗２２の抵抗値Ｒ２２は
れ電流の平均値＋比較器２０の漏れ電流の平均値） の様に設定されている。かくして 保持された第２の基
準電圧ＶＣ１２と、コンデンサＣの漏れ電流及び電圧フ
オロワ２の漏れ電流並びに演算増幅器１の温度ドリフト
に基づく演算増幅器１の出力電圧の変動成分が比較器２
０で比較され、その誤差を打消す方向に抵抗２２及び第
２のスイッチ手段２１を介して補償電流がコンデンサＣ
に供給される。なお、抵抗２２の抵抗値Ｒ２２は
【数４】Ｒ２２＝ＶＣＣ−ＶＣ）／（Ｃの漏れ電流の平
均値＋電圧フオロワ２の漏れ電流の平均値） の様に設定するのが望ましい。ここで、Ｒ２２を第１の
基準電圧保持回路３のコンデンサＣに直接接続しないの
は、コンデンサＣの漏れ電流や電圧フオロワ２の漏れ電
流は温度により激しく変化するので、直接Ｒ２２をコン
デンサに接続すると平均値からのずれが演算増幅器１の
大きなゲイン乗数倍され、その出力が激しく変動してし
まうからである。図１のような回路構成をとることによ
り上述の問題点が回避できると共に、温度ドリフト等に
より演算増幅器１の出力が基準となる低レベルに対し上
下方向に変化しても、比較器２０の出力によりその変化
を打消す方向に第１の基準電圧を制御できるので、近接
スイッチの連続動作期間を数日から数週間に延長させる
ことが可能となる。一方、対象物が感知板から遠ざかる
と、演算増幅器１の出力が素早く高レベルに戻るので、
第２のスイッチ手段２１がオフ状態となると共に、演算
増幅器１の出力がダイオードＤを介してコンデンサＣに
ゲイン１でフィードバックされ、従来のスタンバイ状態
に復帰することが可能である。図２はこの発明の他の一
実施例を発振型近接スイッチ用直流増幅器について示し
ており、図１と同一の番号を付した装置は、それぞれ同
一の機能をすると共に、第２の基準電圧保持回路を抵抗
とコンデンサの直列回路１２からＤＡ変換手段を含むデ
ィジタル回路１２Ａに置換え、第２の基準電圧の安定性
を一段と向上させたものである。すなわち、遅延回路１
０の出力は第１のスイッチ手段１１に入力されると共
に、フリップフロップ３１のセット入力Ｓ及びカウンタ
３４のクリア端子にも入力され、フリップフロップ３１
の出力Ｑはアンドゲート３３の一方に入力され、発振回
路３２のクロックパルスがカウンタ３４に入力されるの
を制御している。しかして、カウンタ３４の出力はラダ
ー抵抗モジュール３５に入力され、そのＤＡ変換出力
は、比較器２の反転入力端に接続されると共に、比較器
３６の反転入力端にも入力され、比較器３６の非反転入
力端は第１のスイッチ手段１１を介して演算増幅器１の
出力端に接続され、比較器３６の出力はフリップフロッ
プ３１のリセット端に入力されるようになっている。こ
のような構成において、その動作を説明すると、先ず、
感知板に対象物が近付くと、その直前の演算増幅器１の
出力が第１の基準電圧保持回路３のコンデンサＣに保持
されると共に、演算増幅器１の出力は急速に低下する。
続いて、この演算増幅器１の立下がりのタイミングで遅
延回路１０が作動し、所定の時限後、第１のスイッチ手
段１１がカウンタ３４によるＡＤ変換に十分な時間だけ
オン状態となり演算増幅器１の出力が比較器３６の非反
転入力に供給されると共に、遅延回路１０の出力の立下
がりのタイミングでカウンタ３４がクリアされ、さらに
この立下がりのタイミングでフロップフリップ３１がセ
ットされる。しかして、フリップフロップ３１がセット
されるとアンドゲート３３を介してカウンタ３４に発振
回路３２からクロックパルスが供給され、カウンタ３４
のＡＤ変換がラダー抵抗モジュール３５を介して開始さ
れると共に、ラダー抵抗モジュール３５のアナログ出力
が比較器３６の反転入力に入力され、ラダー抵抗モジュ
ール３５のアナログ出力が演算増幅器１の出力電圧より
大きくなると、比較器３６からフリップフロップ３１に
リセットパルスが出力され、カウンタ３４及びラダー抵
抗モジュール３５で構成されるＤＡ変換手段１２Ａに演
算増幅器１の出力電圧が保持される。かくして保持され
た第２の基準電圧Ｖ１２Ａと、演算増幅器１の変動出力
電圧とが比較器２０で比較され、その誤差を打消す方向
に、抵抗２２及び第２のスイッチ手段２１を介して補償
電流が供給され、第１の基準電圧保持回路３のコンデン
サＣの電位が一定に保たれる。図２の様な回路構成で
は、第２の基準電圧保持回路１２Ａの出力電圧Ｖ１２Ａ
が変動することがないので、演算増幅器１の温度ドリフ
ト等を補償できると共に、第１の基準電圧保持回路の漏
れ電流も安定的に補償できるので、数ヵ月以上の長期間
の間近接スイッチを連続動作させることが可能となる。
また、対象物が感知板から遠ざかると、第２のスイッチ
手段２１がオフ状態となると共に、演算増幅器１の出力
がダイオードＤを介してコンデンサＣにゲイン１でフィ
ードバックされるので、素早く従来のスタンバイ状態に
復帰する事が可能である。図３はこの発明のさらに他の
一実施例を発振型近接スイッチ用直流増幅器について示
しており、図１と同一の番号を付した装置はそれぞれ同
一の機能をすると共に、第２の基準電圧保持回路を抵抗
とコンデンサの直列回路１２からマイクロプロセッサ制
御によるＤＡ変換手段１２Ｂに置換え、第２の基準電圧
の安定性を一段と向上させたものである。すなわち、遅
延回路１０の出力は第１のスイッチ手段１１に入力され
ると共に、マイクロプロセッサ等の制御手段（以下、Ｍ
ＰＵと略す）４０の入力端子に接続され、ＭＰＵ４０は
ＡＤ変換手段４１及び第１のスイッチ手段１１を介して
演算増幅器１の出力をディジタル化して入力すると共
に、ＤＡ変換手段４２を介してアナログ電圧を比較器２
０の反転入力端に出力するようになっている。このよう
な構成において、その動作を説明すると、先ず、感知板
に対象物が近付くと、その直前の演算増幅器１の出力が
第１の基準電圧保持回路３のコンデンサＣに保持される
と共に、演算増幅器１の出力は急速に低下する。続い
て、この演算増幅器１の立下がりのタイミングで遅延回
路１０が作動し、所定の時限後、第１のスイッチ手段１
１がＭＰＵ４０によるＡＤ変換に十分な時間だけオン状
態となり演算増幅器１の出力がＡＤ変換手段４１に供給
されると共に、遅延回路１０の出力の立下がりのタイミ
ングがトリガー入力としてＭＰＵ４０に入力され、ＡＤ
変換手段４１によリ演算増幅器１の出力がディジタル化
されて電圧Ｖ１２ＢとしてＭＰＵ４０の内部に記憶され
る。かくして、保持された第２の基準電圧Ｖ１２ＢがＤ
Ａ変換手段４２を介して比較器２０の反転入力端に入力
され、演算増幅器１の変動出力電圧と比較器２０で比較
され、その誤差を打消す方向に抵抗２２及び第２のスイ
ッチ手段２１を介して補償電流が第１の基準電圧保持回
路３のコンデンサＣに供給される。図３の様な回路構成
では、第２の基準電圧保持回路１２Ｂの出力電圧Ｖ
１２Ｂが変動することがないので、演算増幅器１の温度
ドリフト等を補償できると共に、第１の基準電圧保持回
路の漏れ電流も安定的に補償でき、数ヵ月以上の長期間
の間近接スイッチを連続動作させることが可能となる。
また、対象物が感知板から遠ざかると、第２のスイッチ
手段２１がオフ状態となると共に、演算増幅器１の出力
がダイオードＤを介してコンデンサＣにゲイン１でフィ
ードバックされるので、素早く従来のスタンバイ状態に
復帰することが可能である。図４はこの発明のさらに他
の一実施例を発振型近接スイッチ用直流増幅器について
示しており、図３と同一の番号を付した装置はそれぞれ
同一の機能をすると共に、図３における遅延回路１０、
第１のスイッチ手段１１及び比較器２０をＭＰＵ４０の
ソフトウエア手段（プログラム）に置換え、装置の簡略
化を計り信頼性を向上させたものである。すなわち、Ｍ
ＰＵ４０の制御によりＡＤ変換手段４１から演算増幅器
１の出力が所定のタイミング（例えば１０μｓｅｃ単位
に）でディジタル化されると共に、ＤＡ変換手段４２か
らアナログ電圧が出力され、抵抗２２及びスイッチ手段
２１を介して第１の基準電圧保持回路３にフィードバッ
クされるようになっている。このような構成において、
その動作を説明すると、先ず、感知板に対象物が近づく
と、その直前の演算増幅器１の出力が第１の基準電圧保
持回路３のコンデンサＣに保持されると共に、演算増幅
器１の出力は急速に低下する。しかして、ＭＰＵ４０で
はＡＤ変換手段４１により演算増幅器１の出力を所定の
タイミングで周期的にディジタル化すると共に、過去の
ディジタル値との差を計算することにより、演算増幅器
１の急速な立下がりタイミングを検出する。この立下が
りタイミングを検出すると、ＭＰＵ４０では立下がり変
化が終了する迄、ソフトウエアの遅延ルーチンを通常数
秒間走らせ、演算増幅器１の出力が低レベルで安定した
時点で、この低レベル出力を第２の基準電圧Ｖ１２Ｄと
して記憶する。かくして保持された第２の基準電圧Ｖ
１２Ｄと演算増幅器１の変動出力電圧Ｖ１とがＭＰＵ４
０によりディジタル的に比較され、Ｖ１−Ｖ１２Ｄ＞０
の場合には＋の補償電圧がＤＡ変換手段４２に出力さ
れ、Ｖ１−Ｖ１２Ｄ＜０の場合には−の補償電圧がＤＡ
変換手段４２に出力される。しかして、演算増幅器１の
出力が低レベルの間はスイッチ手段２１がオン状態とな
っているので、ＤＡ変換手段４２の出力が抵抗２２を介
して第１の基準電圧保持回路３のコンデンサＣに供給さ
れる。図４の様な回路構成では、第２の基準電圧Ｖ
１２Ｄが変動することがないので、演算増幅器１の温度
ドリフト等を補償できると共に、第１の基準電圧保持回
路３の漏れ電流も安定的に補償でき、数ヵ月以上の長期
間の間、近接スイッチを連続動作させることが可能とな
る。また、対象物が感知板から遠ざかると、演算増幅器
１の出力が素早く元の高レベルに戻るので、スイッチ手
段２１がオフ状態となると共に、この高レベル出力がダ
イオードＤを介してコンデンサＣにゲイン１でフィード
バックされ、従来のスタンバイ状態に復帰する。なお、
第１の基準電圧保持回路３では、復帰時間が非常に長く
なり、メンテナンス時や調整時に不都合を生じるが、こ
の場合には、コンデンサＣに付加した外部操作用のスイ
ッチボタンＰＢを押せば良い。これにより瞬間的に復帰
させることができ、メンテナンス等に対して非常に便利
である。又、上述の実施例における遅延回路はタイマー
等を用いることも可能であり、スイッチ手段には、アナ
ログスイッチ，トランジスタ及びＦＥＴ等の半導体リレ
ーないし機械式リレー等を用いることもできる。
均値＋電圧フオロワ２の漏れ電流の平均値） の様に設定するのが望ましい。ここで、Ｒ２２を第１の
基準電圧保持回路３のコンデンサＣに直接接続しないの
は、コンデンサＣの漏れ電流や電圧フオロワ２の漏れ電
流は温度により激しく変化するので、直接Ｒ２２をコン
デンサに接続すると平均値からのずれが演算増幅器１の
大きなゲイン乗数倍され、その出力が激しく変動してし
まうからである。図１のような回路構成をとることによ
り上述の問題点が回避できると共に、温度ドリフト等に
より演算増幅器１の出力が基準となる低レベルに対し上
下方向に変化しても、比較器２０の出力によりその変化
を打消す方向に第１の基準電圧を制御できるので、近接
スイッチの連続動作期間を数日から数週間に延長させる
ことが可能となる。一方、対象物が感知板から遠ざかる
と、演算増幅器１の出力が素早く高レベルに戻るので、
第２のスイッチ手段２１がオフ状態となると共に、演算
増幅器１の出力がダイオードＤを介してコンデンサＣに
ゲイン１でフィードバックされ、従来のスタンバイ状態
に復帰することが可能である。図２はこの発明の他の一
実施例を発振型近接スイッチ用直流増幅器について示し
ており、図１と同一の番号を付した装置は、それぞれ同
一の機能をすると共に、第２の基準電圧保持回路を抵抗
とコンデンサの直列回路１２からＤＡ変換手段を含むデ
ィジタル回路１２Ａに置換え、第２の基準電圧の安定性
を一段と向上させたものである。すなわち、遅延回路１
０の出力は第１のスイッチ手段１１に入力されると共
に、フリップフロップ３１のセット入力Ｓ及びカウンタ
３４のクリア端子にも入力され、フリップフロップ３１
の出力Ｑはアンドゲート３３の一方に入力され、発振回
路３２のクロックパルスがカウンタ３４に入力されるの
を制御している。しかして、カウンタ３４の出力はラダ
ー抵抗モジュール３５に入力され、そのＤＡ変換出力
は、比較器２の反転入力端に接続されると共に、比較器
３６の反転入力端にも入力され、比較器３６の非反転入
力端は第１のスイッチ手段１１を介して演算増幅器１の
出力端に接続され、比較器３６の出力はフリップフロッ
プ３１のリセット端に入力されるようになっている。こ
のような構成において、その動作を説明すると、先ず、
感知板に対象物が近付くと、その直前の演算増幅器１の
出力が第１の基準電圧保持回路３のコンデンサＣに保持
されると共に、演算増幅器１の出力は急速に低下する。
続いて、この演算増幅器１の立下がりのタイミングで遅
延回路１０が作動し、所定の時限後、第１のスイッチ手
段１１がカウンタ３４によるＡＤ変換に十分な時間だけ
オン状態となり演算増幅器１の出力が比較器３６の非反
転入力に供給されると共に、遅延回路１０の出力の立下
がりのタイミングでカウンタ３４がクリアされ、さらに
この立下がりのタイミングでフロップフリップ３１がセ
ットされる。しかして、フリップフロップ３１がセット
されるとアンドゲート３３を介してカウンタ３４に発振
回路３２からクロックパルスが供給され、カウンタ３４
のＡＤ変換がラダー抵抗モジュール３５を介して開始さ
れると共に、ラダー抵抗モジュール３５のアナログ出力
が比較器３６の反転入力に入力され、ラダー抵抗モジュ
ール３５のアナログ出力が演算増幅器１の出力電圧より
大きくなると、比較器３６からフリップフロップ３１に
リセットパルスが出力され、カウンタ３４及びラダー抵
抗モジュール３５で構成されるＤＡ変換手段１２Ａに演
算増幅器１の出力電圧が保持される。かくして保持され
た第２の基準電圧Ｖ１２Ａと、演算増幅器１の変動出力
電圧とが比較器２０で比較され、その誤差を打消す方向
に、抵抗２２及び第２のスイッチ手段２１を介して補償
電流が供給され、第１の基準電圧保持回路３のコンデン
サＣの電位が一定に保たれる。図２の様な回路構成で
は、第２の基準電圧保持回路１２Ａの出力電圧Ｖ１２Ａ
が変動することがないので、演算増幅器１の温度ドリフ
ト等を補償できると共に、第１の基準電圧保持回路の漏
れ電流も安定的に補償できるので、数ヵ月以上の長期間
の間近接スイッチを連続動作させることが可能となる。
また、対象物が感知板から遠ざかると、第２のスイッチ
手段２１がオフ状態となると共に、演算増幅器１の出力
がダイオードＤを介してコンデンサＣにゲイン１でフィ
ードバックされるので、素早く従来のスタンバイ状態に
復帰する事が可能である。図３はこの発明のさらに他の
一実施例を発振型近接スイッチ用直流増幅器について示
しており、図１と同一の番号を付した装置はそれぞれ同
一の機能をすると共に、第２の基準電圧保持回路を抵抗
とコンデンサの直列回路１２からマイクロプロセッサ制
御によるＤＡ変換手段１２Ｂに置換え、第２の基準電圧
の安定性を一段と向上させたものである。すなわち、遅
延回路１０の出力は第１のスイッチ手段１１に入力され
ると共に、マイクロプロセッサ等の制御手段（以下、Ｍ
ＰＵと略す）４０の入力端子に接続され、ＭＰＵ４０は
ＡＤ変換手段４１及び第１のスイッチ手段１１を介して
演算増幅器１の出力をディジタル化して入力すると共
に、ＤＡ変換手段４２を介してアナログ電圧を比較器２
０の反転入力端に出力するようになっている。このよう
な構成において、その動作を説明すると、先ず、感知板
に対象物が近付くと、その直前の演算増幅器１の出力が
第１の基準電圧保持回路３のコンデンサＣに保持される
と共に、演算増幅器１の出力は急速に低下する。続い
て、この演算増幅器１の立下がりのタイミングで遅延回
路１０が作動し、所定の時限後、第１のスイッチ手段１
１がＭＰＵ４０によるＡＤ変換に十分な時間だけオン状
態となり演算増幅器１の出力がＡＤ変換手段４１に供給
されると共に、遅延回路１０の出力の立下がりのタイミ
ングがトリガー入力としてＭＰＵ４０に入力され、ＡＤ
変換手段４１によリ演算増幅器１の出力がディジタル化
されて電圧Ｖ１２ＢとしてＭＰＵ４０の内部に記憶され
る。かくして、保持された第２の基準電圧Ｖ１２ＢがＤ
Ａ変換手段４２を介して比較器２０の反転入力端に入力
され、演算増幅器１の変動出力電圧と比較器２０で比較
され、その誤差を打消す方向に抵抗２２及び第２のスイ
ッチ手段２１を介して補償電流が第１の基準電圧保持回
路３のコンデンサＣに供給される。図３の様な回路構成
では、第２の基準電圧保持回路１２Ｂの出力電圧Ｖ
１２Ｂが変動することがないので、演算増幅器１の温度
ドリフト等を補償できると共に、第１の基準電圧保持回
路の漏れ電流も安定的に補償でき、数ヵ月以上の長期間
の間近接スイッチを連続動作させることが可能となる。
また、対象物が感知板から遠ざかると、第２のスイッチ
手段２１がオフ状態となると共に、演算増幅器１の出力
がダイオードＤを介してコンデンサＣにゲイン１でフィ
ードバックされるので、素早く従来のスタンバイ状態に
復帰することが可能である。図４はこの発明のさらに他
の一実施例を発振型近接スイッチ用直流増幅器について
示しており、図３と同一の番号を付した装置はそれぞれ
同一の機能をすると共に、図３における遅延回路１０、
第１のスイッチ手段１１及び比較器２０をＭＰＵ４０の
ソフトウエア手段（プログラム）に置換え、装置の簡略
化を計り信頼性を向上させたものである。すなわち、Ｍ
ＰＵ４０の制御によりＡＤ変換手段４１から演算増幅器
１の出力が所定のタイミング（例えば１０μｓｅｃ単位
に）でディジタル化されると共に、ＤＡ変換手段４２か
らアナログ電圧が出力され、抵抗２２及びスイッチ手段
２１を介して第１の基準電圧保持回路３にフィードバッ
クされるようになっている。このような構成において、
その動作を説明すると、先ず、感知板に対象物が近づく
と、その直前の演算増幅器１の出力が第１の基準電圧保
持回路３のコンデンサＣに保持されると共に、演算増幅
器１の出力は急速に低下する。しかして、ＭＰＵ４０で
はＡＤ変換手段４１により演算増幅器１の出力を所定の
タイミングで周期的にディジタル化すると共に、過去の
ディジタル値との差を計算することにより、演算増幅器
１の急速な立下がりタイミングを検出する。この立下が
りタイミングを検出すると、ＭＰＵ４０では立下がり変
化が終了する迄、ソフトウエアの遅延ルーチンを通常数
秒間走らせ、演算増幅器１の出力が低レベルで安定した
時点で、この低レベル出力を第２の基準電圧Ｖ１２Ｄと
して記憶する。かくして保持された第２の基準電圧Ｖ
１２Ｄと演算増幅器１の変動出力電圧Ｖ１とがＭＰＵ４
０によりディジタル的に比較され、Ｖ１−Ｖ１２Ｄ＞０
の場合には＋の補償電圧がＤＡ変換手段４２に出力さ
れ、Ｖ１−Ｖ１２Ｄ＜０の場合には−の補償電圧がＤＡ
変換手段４２に出力される。しかして、演算増幅器１の
出力が低レベルの間はスイッチ手段２１がオン状態とな
っているので、ＤＡ変換手段４２の出力が抵抗２２を介
して第１の基準電圧保持回路３のコンデンサＣに供給さ
れる。図４の様な回路構成では、第２の基準電圧Ｖ
１２Ｄが変動することがないので、演算増幅器１の温度
ドリフト等を補償できると共に、第１の基準電圧保持回
路３の漏れ電流も安定的に補償でき、数ヵ月以上の長期
間の間、近接スイッチを連続動作させることが可能とな
る。また、対象物が感知板から遠ざかると、演算増幅器
１の出力が素早く元の高レベルに戻るので、スイッチ手
段２１がオフ状態となると共に、この高レベル出力がダ
イオードＤを介してコンデンサＣにゲイン１でフィード
バックされ、従来のスタンバイ状態に復帰する。なお、
第１の基準電圧保持回路３では、復帰時間が非常に長く
なり、メンテナンス時や調整時に不都合を生じるが、こ
の場合には、コンデンサＣに付加した外部操作用のスイ
ッチボタンＰＢを押せば良い。これにより瞬間的に復帰
させることができ、メンテナンス等に対して非常に便利
である。又、上述の実施例における遅延回路はタイマー
等を用いることも可能であり、スイッチ手段には、アナ
ログスイッチ，トランジスタ及びＦＥＴ等の半導体リレ
ーないし機械式リレー等を用いることもできる。
【発明の効果】以上のようにこの発明の近接スイッチ用
直流増幅器によれば、第２の基準電圧保持回路を演算増
幅器１の出力側に設け、第１の基準電圧保持回路の漏れ
電流を補償するようにしているので、数ヵ月におよぶス
イッチの連続動作が可能であると共に、従来除去するこ
との困難であった演算増幅器１の温度ドリフト等も打ち
消すことができ、近接スイッチの動作の安定化が図れる
と共に、信頼性を高めることが可能である。
直流増幅器によれば、第２の基準電圧保持回路を演算増
幅器１の出力側に設け、第１の基準電圧保持回路の漏れ
電流を補償するようにしているので、数ヵ月におよぶス
イッチの連続動作が可能であると共に、従来除去するこ
との困難であった演算増幅器１の温度ドリフト等も打ち
消すことができ、近接スイッチの動作の安定化が図れる
と共に、信頼性を高めることが可能である。
【図１】この発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】この発明の別の実施例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図３】この発明の更に別の実施例を示す回路構成図で
ある。
ある。
【図４】この発明の更に別の実施例を示す回路構成図で
ある。
ある。
【図５】その動作を説明するためのタイムチャートであ
る。
る。
【図６】従来の直流増幅回路を示す回路構成図である。
【図７】その動作を説明するためのタイムチャートであ
る。
る。
１ 演算増幅器 ２ 電圧フオロワ ３，１２，１２Ａ，１２Ｂ 基準電圧保持回路 １０ 遅延回路 １１，２１ スイッチ手段 ２０ 比較器 ４０ ＭＰＵシステム ４１ ＡＤ変換手段 ４２ ＤＡ変換手段
Claims (6)
- 【請求項１】 演算増幅器の第１反転入力端と出力端と
を第１抵抗を介して接続すると共に、前記出力端からダ
イオード及びコンデンサを直列に挿入して第１の基準電
圧保持回路を設け、前記ダイオード及びコンデンサの間
を電圧フオロワ及び第２抵抗を介して前記第１反転入力
端にフィードバックすると共に、前記演算増幅器の第１
非反転入力端に入力信号を接続する様にした非反転増幅
回路において、前記演算増幅器の出力の立下がりから所
定の期間遅延したタイミングを生成する遅延回路と、こ
の遅延回路の出力によってオンオフ制御される第１のス
イッチ手段と、この第１のスイッチ手段を介して前記演
算増幅器の出力を保持する第２の基準電圧保持回路と、
この第２の基準電圧保持回路の出力を第２反転入力端に
接続すると共に、前記演算増幅器の出力を第２非反転入
力端に接続した比較器と、前記演算増幅器の出力でオン
オフ制御される第２のスイッチ手段と、この第２のスイ
ッチ手段を介して前記比較器の出力を前記ダイオード及
びコンデンサの間に接続する第３抵抗とを備えたことを
特徴とする近接スイッチ用直流増幅器。 - 【請求項２】 前記第２の基準電圧保持回路が、電源に
第４抵抗及び第２のコンデンサを直列に挿入して成る請
求項１に記載の近接スイッチ用直流増幅器 - 【請求項３】 前記第２の基準電圧保持回路がＤＡ変換
手段を含むディジタル回路で構成されている請求項１に
記載の近接スイッチ用直流増幅器。。 - 【請求項４】 前記第２の基準電圧保持回路がマイクロ
プロセッサ制御によるＤＡ変換手段で構成されている請
求項１に記載のスイッチ用直流増幅器 - 【請求項５】 演算増幅器の反転入力端と出力端とを第
１抵抗を介して接続すると共に、前記出力端からダイオ
ード及びコンデンサを直列に挿入して第１の基準電圧保
持回路を設け、前記ダイオード及びコンデンサの間を電
圧フオロワ及び第２抵抗を介して前記反転入力端にフィ
ードバックすると共に、前記演算増幅器の非反転入力に
入力信号を接続するようにした非反転増幅器において、
前記演算増幅器の出力電圧をＡＤ変換手段を介してディ
ジタル化する制御手段と、この制御手段に制御され指定
されたアナログ電圧を出力するＤＡ変換手段と、前記演
算増幅器の出力でオンオフ制御されるスイッチ手段と、
このスイッチ手段を介して前記ＤＡ変換手段の出力を前
記ダイオード及びコンデンサの間に、接続する第３の抵
抗とを備え、前記制御手段により前記演算増幅器の出力
を監視すると共に、前記演算増幅器の出力が立ち下がっ
た場合、所定の期間遅延した時点で前記演算増幅器の出
力レベルを第２の基準電圧として前記制御手段の内部に
記憶し、前記第２の基準電圧と前記演算増幅器の変動出
力電圧との差電圧が減少する方向に、前記ＤＡ変換手
段，第３抵抗及びスイッチ手段を介して前記第１の基準
電圧保持回路に補償電流を供給するようにしたことを特
徴とする近接スイッチ用増幅器。 - 【請求項６】 前記第１の基準電圧保持回路のコンデン
サにリセット用のスイッチ回路を並設した請求項１ない
し請求項５のいずれかに記載の近接スイッチ用直流増幅
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5063278A JPH06252733A (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | 近接スイッチ用直流増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5063278A JPH06252733A (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | 近接スイッチ用直流増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06252733A true JPH06252733A (ja) | 1994-09-09 |
Family
ID=13224698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5063278A Pending JPH06252733A (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | 近接スイッチ用直流増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06252733A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110350921A (zh) * | 2018-03-15 | 2019-10-18 | Tdk株式会社 | 放大器电路装置和用于校准其的方法 |
-
1993
- 1993-02-26 JP JP5063278A patent/JPH06252733A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110350921A (zh) * | 2018-03-15 | 2019-10-18 | Tdk株式会社 | 放大器电路装置和用于校准其的方法 |
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