JPH0626079Y2 - 誘導電動機のトルク制御装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案はＰＷＭインバータによる誘導電動機の制御装置
に関するもので、ショックの少ないソフトな起動や変速
が求められる用途に適するものである。

〔従来の技術〕

本考案の適用対象となるトルク制御方式は、電気学会論
文誌Ｂの106巻１号第９ページの「瞬時すべり周波数制
御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御方法」なる論
文に記載されている。

この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを制御回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を選ぶ。

また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を選ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。

第２図は前記論文に記載された制御方法に、本出願人が
先に出願し公開された特開昭62-260593号に提案したＰ
ＷＭインバータの出力電圧方式を採用したトルク制御系
のブロック図であり、直流電圧源１より正母線1aおよび
負母線1bを経て、３相ＰＷＭインバータ３を介して３相
誘導電動機６に給電する。制御回路７は指令および検出
された電流，電圧信号を処理し、ＰＷＭインバータ３の
スイッチング素子の通電信号を発生する。

ＰＷＭインバータ３はトランジスタなどのスイッチング
素子とダイオードをそれぞれ逆並列接続してなる６個の
アームから構成されているが、３個の切換スイッチS_u,S
_v,S_wとして表すことができる。

ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器5_u,5_v,
5_wを経て３相誘導電動機６に給電すると共に、直流側正
負母線1a,1b間に電圧検出器２が接続され、これら検出
器と後述するスイッチ状態変数表から各相電流および各
相電圧が検出できるようになっている。

３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれ▲▼，▲▼とし、２次電流を▲▼とす
ると、電圧方程式は ただし、記号▲_１▼，▲_１▼，▲▼は直軸，横
軸すなわちｄ，ｑ２軸変換された量のベクトル表示であ
り、例えば▲▼はｄ軸成分をv_1d,q軸成分をv_1qとす
ると ▲_１▼＝v_1d＋ｊv_iq …… で示され、▲▼，▲▼も同様に定義される。な
お、式の左辺のはｄ，ｑ両軸成分とも０の場合を表
し、かご形回転子の場合２次電圧はこのようにとな
る。

式における定数は R₁；１次巻線抵抗 L₁₁；１次インダクタンス R₂；２次巻線抵抗 L₂₂；２次インダクタンス Ｍ；相互インダクタンス ｍは回転角速度、ｐは微分演算子、ｊはベクトル積を
表す。

一方、磁束の定義として、１次磁束▲▼は ▲▼＝L₁₁▲▼＋Ｍ▲▼ …… 式の第１行を展開して ▲▼＝(R₁+pL₁₁)▲▼＋ｐＭ▲▼ 式を代入し、整理すると ▲▼−R₁▲▼＝ｐ▲▼ …… 両辺を積分すると ▲▼＝∫（▲▼−R₁▲▼）dt…… すなわち、電動機１次磁束は式の積分演算により求め
られる。

各切換スイッチS_u,S_v,S_wは、正母線1a側に倒れる場合と
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置を取ること
はない。前者を状態１，後者を状態０とすると、インバ
ータの出力状態は次に示すスイッチ状態変数表ですべて
を表すことができる。

ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、切換スイ
ッチの状態はこの８通りしか存在しない。

また、▲▼，▲▼はｄ，ｑ２軸成分で表したス
イッチ状態変数で、実際のｄ，ｑ軸電圧v_1d,v_1qはこれ
に直流電圧源１の電圧Ｖと を乗じ、 と表せる。

先のスイッチ状態変数表を図示したのが第３図であり、
v₁の横の括弧内は切換スイッチS_u,S_v,S_wの状態を示して
おり、ｋが増加するに従って時計方向に60°ずつステッ
プする電圧ベクトルを表している。

なお、ｋ＝０およびｋ＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点に一致する。ｋ＝０およびｋ＝７はそれ
ぞれインバータの出力を決定する第２図の切換スイッチ
S_u,S_v,S_wがすべて正母線1a側に倒れるか、または負母線
1b側に倒れるかの違いはあるが、誘導電動機６の線間電
圧はいずれも０となり、３相短絡モードである。また、
ｕ，ｖ，ｗ相の基準軸は後述する式により、それぞれ
ｋ＝１，ｋ＝３，ｋ＝５の方向に対応する。

瞬時トルクＴは式の１次磁束▲▼と１次電流▲
▼のベクトル積として式により求められる。

Ｔ＝▲▼×▲▼＝φ_1d×i_1q−φ_1q×i_1d …
… ここで、φ_1d，φ_1qおよびi_1d，i_1qはそれぞれ１次磁束
▲▼および１次電流▲▼をｄ，ｑ２軸に分解し
たときの各成分である。

ブロック701および703bは切換スイッチS_u,S_v,S_wの状態
と電圧検出器２で検出した直流電圧源１の電圧Ｖとから
１次端子電圧▲▼を算出するブロックであり、スイ
ッチ状態変数表と式とから算出される。

ブロック702は電流検出器5_u,5_v,5_wにより検出された３
相電流i_u,i_v,i_wを、次式によりｄ，ｑ２軸成分に変換す
るブロックである。

この１次電流▲▼に、ブロック703aにおいて１次巻
線抵抗R₁を乗じ、ブロック704において１次端子電圧▲
▼から１次巻線抵抗R₁と１次電流▲▼の積を減
算する。

ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、１次磁束▲▼のｄ，ｑ両軸成分φ_1d，φ
_1qが求められ、ブロック706にて磁束ベクトル長φ_１が
求められる。

更に、ブロック710では、第４図の磁束状態図に示すよ
うに、１次磁束▲▼ベクトルのｄ軸を基準とする時
計方向の回転角θが、境界線として30°，90°，150
°，210°，270°，330°の60°毎に仕切られるどの領
域に属しているかによって制御フラグｆθを次のように
発生する。

−30°≦θ＜30°；ｆθ＝Ｉ 30°≦θ＜90°；ｆθ＝II 90°≦θ＜150°；ｆθ＝III 150°≦θ＜210°；ｆθ＝IV 210°≦θ＜270°；ｆθ＝Ｖ 270°≦θ＜330°；ｆθ＝VI 第６図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ_１が磁束指令値φ₁ ^*に対し、誤差限界
（ヒステリシス値）Δφを用いて となるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ_１が増加して上限であ
る 達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生し、
また磁束ベクトル長φ_１が減少して下限である 達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝１を発生す
る。

かくして、磁束ベクトル長φ_１は第６図に示された矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ_１がブロック708において磁
束指令値φ₁ ^*から減算され、ブロック711において第６
図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝１，０を発生す
る。

第６図に示した磁束のリミットサイクルは、第４図に関
していえば、１次磁束▲▼ベクトルの頭部が常に図
示された円環部分に存在するように制御されていること
に対応する。

第６図による制御フラグｆφと第４図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝１，ｆθ＝
Ｉの制御フラグが立っていたとすると、領域が−30°≦
θ＜30°における増磁モードを意味するから、１次磁束
▲▼ベクトルに積分されるべき１次電圧▲▼ベ
クトルは円の外向き成分を持ったものとなり、第３図か
らｋ＝１，２，６のいずれかのみが選ばれる可能性があ
る。

ブロック707はブロック702,705の両出力のベクトル積を
式により演算し瞬時トルクＴを算出するブロックであ
り、ブロック709においてトルク指令Ｔ^＊から瞬時トル
クＴを減算し、トルク指令Ｔ^＊と式により求められた
瞬時トルクＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられる
ように、ブロック712において第７図の状態制御図に従
って制御フラグｆτを発生する。

第７図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図
で、電動機力行時はトルク偏差Ｔ^＊−Ｔが上限値ΔT
₁（ΔT₁＞０）に達すると、加速モードの制御フラグｆ
τ＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下
限値−ΔT₂（ΔT₂＞０）に達すると、零ベクトルモード
の制御フラグｆτ＝０を発生し、トルクが漸減して再び
偏差が増加し上限値ΔT₁に達すると加速モードに移り、
第７図の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回
するリミットサイクルを描く。

これを時間領域にて表すと第５図のトルク波形図に示す
ごとく瞬時トルクＴは変動し、トルク指令Ｔ^＊を挟んで
上，下の偏差分の和ΔT₂＋ΔT₂である許容誤差（ヒステ
リシス値）ΔＴの帯域内を、最大値T₁，最小値T₂として
往復する。

次に、電動機が回生制動を行っている時は第７図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値ΔT₁（ΔT₁＞０）に達すると減速モードの
制御フラグｆτ＝−１を発生する。以下、力行時と同様
に矢印の方向のリミットサイクルを繰り返えす。かくし
てブロック712は制御フラグｆτ＝１，０，−１を出力
する。

ブロック713はブロック710,711,712から出力される３個
の制御フラグｆθ，ｆφ，ｆτの各組み合わせに最も適
したインバータ出力電圧を決定するブロックであり、第
４図で説明した１次磁束▲▼のベクトル長と回転方
向および速度をこれら３個の制御フラグｆθ，ｆφ，ｆ
τが制御する。

例えば前述のごとく制御フラグｆφ＝１，ｆθ＝Ｉの場
合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のｋに従っ
て▲▼(k)で表すとすると、電圧ベクトルとして選
ばれる可能性があるのはｋ＝１，２，６のいずれかであ
るが、このとき制御フラグｆτ＝１ならば、時計方向に
回転する成分を持つベクトルｋ＝２すなわち出力電圧ベ
クトル▲▼(2)が選ばれる。もしｆτ＝−１のとき
は▲▼(6)、ｆτ＝０のときは零ベクトルで、▲
▼(0)または▲▼(7)が選ばれる。

次に示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆ
φ，ｆθ，ｆτのすべての組み合わせについて出力電圧
ベクトル番号ｋの値を示したものである。

各演算サイクル毎にブロック７１３においてこのスイッ
チングテーブルを参照することにより、インバータ３へ
スイッチング信号を送り、磁束およびトルクの瞬時制御
が行われる。

インバータ周波数は第４図の１次磁束▲_１▼ベクトル
の回転速度と考えることができるが、これは外部から与
えられるものではなく、式による電圧ベクトルの積算
結果として生じるものである。

〔考案が解決しようとする問題点〕

前述のような瞬時空間ベクトルによる高速トルク制御方
式では、ヒステリシスコンパレータによりトルクを制御
するため、ヒステリシスコンパレータのヒステリシス値
より小さいトルク指令の場合には制御ができない。

すなわち、例えば始動時においてトルク指令Ｔ^＊が第７
図に示したヒステリシス値ΔT₁より小さい時は、ブロッ
ク712に入力されるトルク偏差Ｔ^＊−Ｔが上限値ΔT₁を
超えないため、加速モードの制御フラグｆτ＝１を発生
することができず、動作状態に入れない。始動時にはト
ルク指令Ｔ^＊を第７図の上限値ΔT₁以上にしなくてはな
らず、起動時にトルクショックを生じる。

これは始動時のみの現象ではなく、無負荷で運転中にお
いて変速せしめたい場合についても同様である。

〔問題点を解決するための手段〕

本考案にかかる誘導電動機のトルク制御装置は、従来の
瞬時空間ベクトルによる高速トルク制御方式において発
生していたトルクショックを避けるため、三相誘導電動
機の１次端子電圧および電流から瞬時１次磁束ベクトル
および瞬時トルクを演算する手段と、前記１次磁束ベク
トルの長さが所定の誤差内で与えられた磁束指令値に追
従するように増磁または減磁指令を生成する第１のヒス
テリシスコンパレータ手段と、前記トルクが与えられた
トルク指令に所定の誤差内で追従するように１次磁束ベ
クトルの位相の進行，停止指令を生成する第２のヒステ
リシスコンパレータ手段と、１次磁束ベクトルの位相に
対応して第１および第２のヒステリシスコンパレータ手
段の出力指令に最適はインバータの出力電圧ベクトルを
決定する手段とを有する誘導電動機のトルク制御装置に
おいて、前記第２のヒステリシスコンパレータ手段のヒ
ステリシス値よりも低いトルク指令が与えられた場合に
はトルク指令を前記ヒステリシス値に等しい振幅のオン
オフパルス列に変換するパルス幅変調手段を具えたこと
を特徴とするものである。

〔作用〕

第７図に示した従来のトルク制御装置における第２のヒ
ステリシスコンパレータの状態制御図では、トルク偏差
Ｔ^＊−Ｔの値が上限値ΔT₁を超えると加速モードの制御
フラグｆτ＝１を発生し、次に加速によりトルク偏差Ｔ
^＊−Ｔが減少し下限値−ΔT₂を超えると零ベクトルモー
ドの制御フラグｆτ＝０を発生するようになっている。

本考案にかかる誘導電動機のトルク制御装置において
は、この第２のヒステリシスコンパレータの上限値ΔT₁
以下の小さいトルク指令Ｔ^＊が与えられた場合には、こ
のトルク指令Ｔ^＊をオン時の値がΔT₁，オフ時の値が−
ΔT₂に変化するオンオフパルス列によってパルス幅変調
して改良トルク指令Ｔ^＊＊としてブロック709に入力
し、この改良トルク指令Ｔ^＊＊と瞬時トルクＴとの差を
算出してブロック712に送ることにより、等価的に第２
のヒステリシスコンパレータ手段の上限値ΔT₁より小さ
いトルク指令にも追従してトルク制御ができる。

〔実施例〕

第１図は本考案にかかる誘導電動機のトルク制御装置の
一実施例のブロック図であり、第２図と同一の符号は同
一機能を有する部分を示し、第２図と異なる所はトルク
指令Ｔ^＊を入力して鋸歯状波発生器714の出力によりこ
れをパルス幅変調して、改良トルク指令Ｔ^＊＊としブロ
ック709へ送る変調器715を追従したのみである。

第８図は変調器の動作を説明するためのグラフであり、
(a),(b)共に横軸は時間を示し、(a)は鋸歯状波発生器の
出力波形図、(b)は変調器の出力波形図である。

鋸歯状波発生器714の出力鋸歯状波は周期がt_pであり、
最大値はブロック712の第２のヒステリシスコンパレー
タのヒステリシス上限値ΔT₁に等しく、最小値は同じく
ヒステリシス下限値−ΔT₂に等しい右上り形の波形を有
している。

周期t_pは任意でよいが、５〜10msecが望ましく、100〜2
00Hzの周波数とするとよい。この波形はＮを１以上の自
然数とし出力ｙとしたとき次式で表せる。

鋸歯状波発生器714で生成された前記の鋸歯状波は変調
器715へ送られると共に、変調器715ではトルク指令Ｔ^＊
を入力としてこれと前記鋸歯状波と比較し、トルク指令
Ｔ^＊の方が大きい時は第２のヒステリシスコンパレータ
の上限値ΔT₁に等しい値を、トルク指令Ｔ^＊の方が小さ
い時は第２のヒステリシスコンパレータの下限値−ΔT₂
と等しい値を改良トルク指令Ｔ^＊＊としてブロック709
へ送る。

第８図(b)は改良トルク指令Ｔ^＊＊の波形を示し、トル
ク指令Ｔ^＊が第２のヒステリシスコンパレータの上限値
ΔT₁より大きい時は改良トルク指令Ｔ^＊＊はトルク指令
Ｔ^＊と等しいが、トルク指令Ｔ^＊が正ではあるが第２の
ヒステリシスコンパレータの上限値ΔT₁より小さいとき
は、鋸歯状波の瞬時値とトルク指令Ｔ^＊を比較し、トル
ク指令Ｔ^＊の方が大きい時はハイレベル出力ΔT₁，トル
ク指令Ｔ^＊の方が小さい時はローレベル出力−ΔT₂とな
るパルス列が改良トルク指令Ｔ^＊＊となる。このパルス
列の周期は前記鋸歯状波の周期と同じt_pとなる。

この改良トルク指令Ｔ^＊＊を式で表すと次のごとくであ
る。

Ｔ^＊≧ΔT₁のとき Ｔ^＊＊＝Ｔ^＊ ΔT₁＞Ｔ^＊＞０のときＮを１以上の自然数とし このように、トルク指令Ｔ^＊が第２のヒステリシスコン
パレータの上限値ΔT₁より小さい場合には、ブロック70
9にはΔT₁と−ΔT₂とが周期t_pにより交互に送られる。
その周期t_pは５〜10msecと比較的長い周期であり、従っ
てΔT₁が送られる期間も50〜100μsecの演算周期に較べ
ると長いものとなっている。

今起動時に与えられたトルク指令Ｔ^＊がΔT₁より小さか
った場合を考えると、変調器715から改良トルク指令Ｔ
^＊＊としてΔT₁が出力されると瞬時トルクＴが小さい間
はブロック712は加速モードの制御フラグｆτ＝１を出
し、各演算周期毎の他の制御フラグｆφ，ｆθとの組み
合わせにより、瞬時トルクＴが増大するように１次電圧
ベクトル▲▼が選ばれて加速していく。

瞬時トルクＴが増大してΔT₁＋ΔT₂の大きさになると、
ブロック702の入力は−ΔT₂に達するためにその出力は
零ベクトルモードの制御フラグｆτ＝０に変化し、他の
制御フラグｆφ，ｆθの如何に拘らず１次電圧ベクトル
▲▼としては零ベクトルが選ばれ、瞬時トルクＴは
徐々に減少し加速速度が減じる。瞬時トルクＴが減少中
に変調器715の出力が−ΔT₂に変っても制御フラグｆτ
＝０は変らない。

瞬時トルクＴの増大速度が遅くΔT₁＋ΔT₂に達する迄に
変調器715の出力がΔT₁から−ΔT₂に変った場合には、
ブロック702の出力はその時点で零ベクトルモードの制
御フラグｆτ＝０に変わり、他の制御フラグｆφ，ｆθ
には無関係に１次電圧ベクトル▲▼として零ベクト
ルが選ばれるようになる。

以上のようにして、第２のヒステリシスコンパレータの
上限値ΔT₁よりも小さいトルク指令Ｔ^＊が与えられて
も、それを改良トルク指令Ｔ^＊＊に変換することにより
追従してトルク制御を行うことができる。

〔考案の効果〕

以上実施例により詳細に説明したごとく、本考案にかか
る誘導電動機のトルク制御装置によれば、従来の瞬時空
間ベクトルによる高速トルク制御方式では困難であった
ショックの少ないソフトな起動や変速が、簡単な装置を
追加するだけで可能となり、特にソフト起動を求められ
る用途に好適なものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案にかかる誘導電動機のトルク制御装置の
ブロック図、第２図は従来のトルク制御系のブロック
図、第３図はスイッチ状態変数表によるインバータの出
力電圧ベクトル図、第４図は電動機の１次磁束ベクトル
の瞬時制御方法を示す磁束状態図、第５図はトルク波形
図、第６図は磁束のヒステリシスコンパレータの状態制
御図、第７図はトルクの３値ヒステリシスコンパレータ
の状態制御図であり、第８図は本考案の一実施例に用い
た変調器の動作を説明するためのグラフであって、(a)
は鋸歯状波発生器の出力波形図、(b)は変調器の出力波
形図である。 １……直流電圧源、２……電圧検出器、３……ＰＷＭイ
ンバータ、5u,5v,5w……電流検出器、６……誘導電動
機、７……制御回路、714……鋸歯状波発生器、715……
変調器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】三相誘導電動機の１次端子電圧および電流
   から瞬時１次磁束ベクトルおよび瞬時トルクを演算する
   手段と、前記１次磁束ベクトルの長さが所定の誤差内で
   与えられた磁束指令値に追従するように増磁または減磁
   指令を生成する第１のヒステリシスコンパレータ手段
   と、前記トルクが与えられたトルク指令に所定の誤差内
   で追従するように１次磁束ベクトルの位相の進行，停止
   指令を生成する第２のヒステリシスコンパレータ手段
   と、１次磁束ベクトルの位相に対応して第１および第２
   のヒステリシスコンパレータ手段の出力指令に最適なイ
   ンバータの出力電圧ベクトルを決定する手段とを有する
   誘導電動機のトルク制御装置において、前記第２のヒス
   テリシスコンパレータ手段のヒステリシス値よりも低い
   トルク指令が与えられた場合にはトルク指令を前記ヒス
   テリシス値に等しい振幅のオンオフパルス列に変換する
   パルス幅変調手段を具えたことを特徴とする誘導電動機
   のトルク制御装置。